AT392861B - Schaltungsanordnung zum synchronen erzeugen eines frequenzgeregelten signals mit einem eingangssignal - Google Patents

Description

AT 392 861B

Die Erfindung betrifft allgemein eine Schaltungsanordnung zum synchronen Erzeugen eines frequenzgeregelten Signals mit einem Eingangssignal durch einen automatischen Phasenregelkreis, welcher einen frequenzvariablen Oszillator zum Erzeugen des frequenzgeregelten Signals und einen Phasenkomparator zum Erzeugen ein«' Regelspannung enthält, dessen Eingängen das Eingangssignal und das Referenzsignal von einem 5 Referenzoszillator zugeführt sind, wobei die Regelspannung auf der Phasenänderung des Eingangssignals beruht und das Regelsignal dem frequenzvariablen Oszillator zur Regelung der Frequenz des fiequenzgeregelten Signals zugeführt wird. Sie ist im besonderen auf einen fiequenzgeregelten Signalgenerator zur Verwendung in einem automatischen Phasenregelkreis (automatic phase control, APC) im Wiedergabesystem eines Videorecorders ausgerichtet. 10 Bei einem herkömmlichen Videorecorder wild das Farbträgersignal (Chromsignal) eines Farbvideosignals in ein niederfrequentes Signal umgesetzt, dann einem, z. B. frequenzmodulierten Helligkeitssignal überlagert, und anschließend aufgezeichnet, wobei für die Wiedergabe ein Frequenzumsetzkreis vorgesehen ist, welcher das Farbsignal über ein Tiägersignal wieder in die ursprüngliche Frequenz umsetzt

Das Trägersignal für die Frequenzumsetzung wird durch einen automatischen Phasenregelkreis (10) in Fig. 1 15 erzeugt. Dem Anschluß (1) wird ein Burstsignal (Sg) (3,58 MHz) zugeführt, welches von einem wiedergegebenen frequenzumgesetzten Farbsignal abgetrennt wurde. Das Burstsignal (Sß) wird zusammen mit einem von einem Referenzoszillator (2) abgeleiteten Referenzsignal (SR) (3,58 MHz) zu einem Phasenkomparator (3) geleitet um phasenverglichen zu werden. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators (3) wird zu einem Tiefpaßfilter (4) geleitet um in eine Regelspannung (V^) umgewandelt zu werden, welche 20 ihrerseits einem frequenzvariablen Oszillator (5) zugeführt wird. Dieser Oszillator (5) erzeugt ein Signal mit einer Frequenz (3,58 + Schwankungen (jitter)) in Abhängigkeit von der Regelspannung (V^).

Das Signal des Oszillators (5), und ein Oszillatorsignal (S^) (688 kHz in diesem Beispiel) von einem automatischen Frequenzregelkreis (automatic frequency control, AFC) werden einem Frequenzumsetzer (6) zugeführt, in welchem ein Trägersignal (Sq) mit einer vorbestimmten Frequenz (4,27 MHz) erzeugt und einem 25 Ausgangsanschluß (7) zugeführt wird, um über diesen Anschluß zum Farbverarbeitungskreis des Wiedergabeteils als umgesetztes Trägersignal geleitet zu werden.

Beim automatischen Phasenregelkreis (10) werden sowohl im Referenzoszillator (2) als auch im variablen Oszillator (5) Schwingquarze (2a und 5a) verwendet. Im Falle daß ein Schwingquarz (5a) im variablen Oszillator als Schwingelement verwendet wird, muß die Regelempfindlichkeit im allgemeinen niedrig gewählt 30 werden. Daher ist es schwierig, daß eine Farbkorrektur auf den ursprünglichen Farbwert in kurzer Zeit erfolgt, wenn größere Variationen in der Phase des wiedergegebenen Farbsignals auftreten.

Andererseits weist ein Relaxationsoszillator (mit Ausnahme eines Quarzoszillators) im allgemeinen eine hohe Regelempfindlichkeit auf, und erlaubt Frequenzänderungen von einigen zehn KHz. Deshalb wird angenommen, daß ein Relaxationsoszillator als variabler Oszillator (5) verwendet wird. In diesem Falle tritt jedoch 35 möglicherweise das Problem einer Frequenzdrift auf. Wegen der Änderungen der R- und C-Werte, welche beispielsweise das Schwingelement im Relaxationsoszillator bilden, durch Temperaturschwankungen usw., ändert sich die Frequenz des Oszillators sehr stark (in der Größenordnung von einigen 100 KHz). Ein Oszillator, dessen Frequenz derart schwankt, kann jedoch nicht als variabler Oszillator (5) verwendet werden.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines frequenzgeregelten 40 Signals aus einem Eingangssignal, wobei die zuvor erörterten Probleme vermieden werden sollen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines frequenzgeregelten Signalverarbeitungskreises, welcher die oben beschriebenen Nachteile nicht aufweist.

Eine zusätzliche Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines frequenzgeregelten Signalerzeugungskreises, welcher die Frequenzdrift des fiequenzgeregelten Signals eines frequenzvariablen Oszillators kompensieren kann. 45 Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist gekennzeichnet durch einen Detektorkreis zum Feststellen einer Frequenzdifferenz zwischen dem fiequenzgeregelten Signal und dem Referenzsignal vom Referenzoszillator, und einen Kreis zum Vergleichen der Ausgangssignale des Phasenkomparators und des Frequenzdifferenz-Detektorkreises, zur Erzeugung einer zusätzlichen Regelspannung, welche mit der genannten Regelspannung gemischt wird und dem frequenzvariablen Oszillator die gemischte Regelspannung zugeführt wird, um 50 Frequenzschwankungen an dessen Ausgang zu beseitigen.

Die erfindungsgemäße Anordnung gestattet, daß zur Erzeugung des Trägersignals z. B. Relaxationsoszillatoren verwendet werden können, d. h. Oszillatoren, die eine hohe Regelempfindlichkeit aufweisen und auch bei größeren Phasenvariationen des wiedergegebenen Farbsignals eine Korrektur in kurzer Zeit erlauben. Oszillatoren mit Schwingquarzen haben nur geringe Regelempfindlichkeit, während aber z. B. Relaxationsoszillatoren mit 55 hoher Empfindlichkeit leicht zu starker Frequenzdrift neigen. So sind durch Temperaturschwankungen Änderungen der R- bzw. C-Werte der das Schwingelement bildenden Bauteile und damit Frequenzänderungen um einige 100 kHz möglich, was jedoch für die Verwendung als ffequenzvariabler Oszillator für die einleitend beschriebene Anwendung nicht fragbar ist

Gemäß der Erfindung wird nun zusätzlich zum Phasenvergleich des Burstsignals mit dem Signal eines 60 Referenzoszillators auch die Frequenz des Ausgangssignales des frequenzvariablen Oszillators mit der Frequenz des -2-

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Referenzoszillators mittels eines Detektorkreises verglichen. Wenn nun die Schwingfrequenz des variablen Oszillators um einen Frequenzwert, der durch die Regelspannung aus dem Phasenvergleich erhalten wird, schwankt, z. B. durch Temperatur-Drift, etc., kann der Kreis zum Vergleichen der Ausgangssignale ausgleichend einwirken. In dem besagten Kreis wird dazu eine, der Frequenzdifferenz proportionale zusätzliche Regelspannung erzeugt, die eine gegensinnige Frequenzänderung im variablen Oszillator hervorruft, und mit der ersten Regelspannung gemischt. Dadurch kann der Einfluß der Drift ausgeschaltet und eine nur von der Phasenlage des Burstsignales über die Regelspannung des Phasenvergleichskreises abhängige Oszillatorfrequenz erzielt werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Figuren erläutert, wobei jeweils gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Es zeigen Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen automatischen Phasenregelkreises, Fig. 2 ein Blockschaltbild eines frequenzvariablen Oszillators gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung, Fig. 3 ein Diagramm, welches die Kennlinie eines im Beispiel nach Fig. 2 verwendeten Detektors darstellt, Fig. 4 ein Blockschaltbild eines im Beispiel nach Fig. 2 verwendeten Frequenzdifferenzdetektors, Fig. 5A bis 5J entsprechende Kurvenformdiagramme zur Erläuterung des in Fig. 4 dargestellten Detektors, Fig. 6 und 7 Blockschaltbilder von Addierkreisen, welche im Detektorkreis nach Fig. 4 verwendet werden können, Fig. 8A bis 8H Kurvenformdiagramme zur Erläuterung des Detektors nach Fig. 4, Fig. 9 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels eines Frequenzdetektors gemäß der Erfindung, Fig. 10A bis 10E, Fig. 11A bis 111, Fig. 12A bis 12M und Fig. 13A bis 13L entsprechende Kurvenformdiagramme zur Erläuterung des Beispiels nach Fig. 9, und Fig. 14 ein Blockschaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels eines frequenzvariablen Oszillators gemäß der Erfindung.

Die Erfindung wird vorerst für den Fall der Anwendung bei einem Videorecorder unter der Benutzung dessen Wiedergabesystems beschrieben.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines frequenzvariablen Oszillators. In diesem Beispiel wird als variabler Oszillator (5) ein variabler Relaxationsoszillator (ausgenommen ein Quarzoszillator), wie z. B. ein emittergekoppelter Multivibrator unter Verwendung eines keramischen Filters benutzt, und die Regelempfindlichkeit des variablen Oszillators (5) wird derart justiert, daß der maximale Wert der Schwingfrequenz, welche durch die zugeführte Regelspannung (V^·) verändert wird, ±15 KHz, beispielsweise ±10 KHz nicht überschreitet. In Fig. 2 sind die Elemente, welche mit denen der Fig. 1 übereinstimmen, mit gleichen Bezugszeichen versehen, sodaß sich deren Beschreibung aus Gründen der Vereinfachung erübrigt.

Im Beispiel nach Fig. 2 ist ein Frequenzdifferenzdetektor oder Detektor (20) vorgesehen, welcher die Frequenzdifferenz zwischen dem Referenzausgang (Sr) vom Referenzoszillator (2) und dem Oszillatorausgang (Sq) vom variablen Oszillator (5) feststellt. Dieser Detektor (20) gibt einen detektierten Ausgang (VD) ab, welcher proportional einer Frequenzdifferenz (Af) ist, wie im Diagramm nach Fig. 3 dargestellt. Der detektierte Ausgang (VD) wird zusammen mit der Regelspannung (V^.) vom Tiefpaßfilter (4) zu einem

Differenzverstärker (21) hoher Verstärkung geleitet, dessen Ausgang (Vy) über ein Tiefpaßfilter (22) zu einem Verstärker (23) geleitet wird, welcher zur Justierung der Regelempfindlichkeit dient. Die Ausgangsspannung (Vx) des Verstärkers (23) wird zu einem Addierer (24) geleitet, um zur obigen Regelspannung (Vq) hinzuaddiert, und dann zum variablen Oszillator (5) geleitet zu werden.

Wenn der variable Oszillatorkreis (10) nach Fig. 2 als automatischer Phasenregelkreis verwendet wird, so kann die Beziehung der Regelspannungen (Vq und Vx) durch die folgende Gleichung (1), und die Beziehung des detektierten Ausgangs (Vjj) vom Detektor (20) zur Frequenzdifferenz (Af) durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden: fv = fR + KiVc + K2Vx + fe............................(1) VD = K3Af=K3(fv-fR)...............................(2) worin (Kj) die Modulationsempfindlichkeit des variablen Oszillators (5) vom Anschluß der Regelspannung (Vc) her gesehen, (K2) die Modulationsempfindlichkeit des variablen Oszillators (5) vom Anschluß der Regelspannung (Vx) her gesehen (K2 > Kj), (K3) die Demodulationsempfindlichkeit des Detektorkreises (20), und (fg) die Fehlerfrequenz (Driftfrequenz) durch die Drift bedeuten.

Aus der Gleichung (1) läßt sich die Regelspannung (V^) wie folgt ableiten: 1 VC=-(fV-fR-K2Vx-fe)..........................(3) K1 -3- (4)

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Der Differenzausgang (Υγ) wind ansgedrückt durch: VY = K4(VC-VD) 5 worin (K4) die Verstärkung des Differenzverstärkers (21) bedeutet

Werden die Gleichungen (2) und (3) in die Gleichung (4) eingesetzt, so wird die folgende Gleichung (5) erhalten: 10 1 K4 V γ = K4 (--K3) (fv - fR)--<K2VX + fe)..............(5)

Ki Kl 15

Wenn das Produkt der Modulationsempfindlichkeit (Kj) und der Demodulationsempfindlichkeit (K3) so gewählt, daß es folgende Gleichung (6) 20 K1.K3«1........................................(6) erfüllt so ändert sich die Gleichung (5) wie folgt: 25 K4 VY---(K2Vx + fe)..............................(7)

Kl 30

Da (VX = VY) (im Gleichspannungsbereich) gilt, so wird die Regelspannung (Vx) ausgedrückt durch: 35

Ki + K2K4 (8)

Wenn die Verstärkung (K4) des Differenzverstärkers (21) genügend groß ist so kann die Gleichung (8) 40 vereinfecht weiden: 45

(9)

Durch Einsetzen der Gleichung (9) in die Gleichung (1) erhält man die folgende Gleichung (10): 50 1 fv=fR + KlVc + K2(--.fe) + fe K2 = fR+KlVC...................................(10> -4- 55

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Aus der Gleichung (10) ist ersichtlich, daß die Schwankung der Schwingfrequenz (fy) durch den Drift beseitigt wurde.

Wenn die Gleichung (6) nicht ganz erfüllt wurde, oder das Produkt ein wenig von 1 abweicht, so bleibt der variable Oszillator (5) bei einer Frequenz stabil, welche etwas von der Mittenfrequenz 3,58 MHz äbweicht.

Wird der variable Oszillator (5) so geregelt, daß der detektierte Ausgang (VR), welcher auf der

Frequenzdifferenz (Af) zwischen dem Oszillatorausgang (50) des variablen Oszillators (5) und dem Ausgang (SR) basiert, gleich der Regelspannung (V^·) ist, so können die Schwankungen der Schwingfrequenz (fy), bedingt durch die Drift des variablen Oszillztors, entfernt werden.

Wenn die Regelspannung (V^) konstant ist, so schwankt die Schwingfrequenz (fy) unter dem Einfluß der Drift um (Af), und der detektierte Ausgang (VD) steigt proportional zu (Af) um (AVp) an. Im Ergebnis sinkt der Differenzausgang (Vy) um (AVy). In gleicher Weise sinkt die Regelspannung (Vy) um (AVy), sodaß die Schwankung (Afy) der Schwingfrequenz (fy) Null wird. Wenn unter dieser Bedinung die Regelspannung (V^) verändert wird, wie aus Gleichung (10) ersichtlich ist, so wird die Schwingfrequenz (fy) in Abhängigkeit vom Änderungswert geregelt.

Wenn andererseits die Regelspannung (V^) Wechselspannungskomponenten enthält, welche rasch» als die Ansprechdauer des Detektorkreises (20) sind, so geht der Ausgang (Vy) des Differenzverstärkers (21) nicht auf Null. Ist jedoch die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters (22) genügend groß gewählt, so gelangen keine externen Störungen zum variablen Oszillator (5). Die Regelspannung (V^) wird dann so geregelt, daß der Mittelwert der

Regelspannung (V^) mit dem des detektierten Ausgangs (Vp) übereinstimmt, wobei die Schwingfrequenz (fy) stets gleich der Referenzfrequenz (fR) ist.

Wenn der Detektorkreis (20) gemäß dem Schaltbild nach Fig. 4 aufgebaut ist, so wird der detektierte Ausgang so verlaufen, wie im Diagramm nach Fig. 3 dargestellt.

Im Beispiel nach Fig. 4 wird der Oszillatorausgang (Sq) (siehe Fig. 5B) dem Setzeingang (S) eines Kippgliedes (30) zugeführt, während der Referenzausgang (SR) (siehe Fig. 5A) zu dessen Rücksetzeingang (R) geleitet wird. Das Kippglied (30) erzeugt einen Ausgangspuls (Pa), dargestellt in Fig 5C. Dieser Ausgangspuls (Pa) wird durch ein Tiefpaßfilter (31) geglättet, dessen Ausgang (P^) (siehe Fig. 5D) zu einem Differenzierkreis (32) geleitet wird, wo der Puls (Pb) differenziert wird, um einen differenzierten Puls (Pc) zu erzeugen, welcher in Fig. 5E dargestellt ist Aus Fig. 5E ist ersichtlich, daß die Polarität der differenzierten Pulse (Pc) des Differenzierkreises (32) zwischen den Fällen, wo die Oszillatorfreqzenz (fy) niedriger und höher als die Referenzfrequenz (fR) ist, unterschiedlich ist.

Der differenzierte Puls (P£) wird zu einem ersten Begrenzerkreis (33A) geleitet, dessen Begrenzungspegel als positiver Begrenzungspegel (Lj) gewählt ist, sowie zu einem zweiten Begrenzerkreis (33B), dessen Begrengungspegel als negativer Begrenzungspegel (L2) gewählt ist. Somit erzeugt der erste Begrenzerkreis (33A) einen ersten begrenzten Ausgang (P^j), dargestellt in Fig. 5F, und der zweite Begrenzerkreis (33B) erzeugt einen zweiten begrenzten Ausgang (P^)» dargestellt in Fig. 5G. Die Ausgänge (P^j und P^) werden zu entsprechenden monostabilen Multivibratoren (34A und 34B) geleitet, welche Ausgangspulse (Pel und Pe2) mit vorbestimmter Breite erzeugen, wie in Fig. 5H und 51 dargestellt, die zu einem Addierer (35) geleitet, und dort addiert werden. Wenn die Referenzpegel der entsprechenden Ausgangspulse (Pej und Pe2) als (E0) festgelegt werden, wie in Fig. 5H und 51 dargestellt, so wird der addierte Ausgang des Addierers (35) so verlaufen, wie in Fig. 5J dargestellt. Wird demnach der addierte Ausgang (Pf) durch ein Tiefpaßfilter (36) geglättet, so wird ein Gleichspannungsausgang (detektierter Ausgang) (VR) entsprechend der Frequenzdifferenz zwischen der Schwingfrequenz (fy) und der Referenzfrequenz (fR) erhalten, wie mit strichpunktierter Linie in Fig. 5J dargestellt.

In einem bestimmten Fall können die Multivibratoren (34A und 34B) nach Fig. 4 entfallen.

Praktische Beispiele des Addierkreises (35) sind in Fig. 6 und 7 dargestellt.

Das Beispiel des Addierkreises (35) nach Fig. 6 ist als Stromschaltung ausgeführt. In diesem Falle ist ein Paar von gleichen Stromquellen (40 und 41) parallel geschaltet und ein Ausgangsanschluß (35a) führt von einem der beiden weg. Ein Paar von Ausgangspulsen (Pel) werden einem Dekodierer zugeführt, um die Stromquellen zu steuern, und die dekodierten Ausgänge werden vom Dekodierer (43) zu den entsprechenden Stromquellen (40 und 41) geleitet, um diese entsprechend ein- und auszuschalten.

Der detektierte Ausgang (VR) wird nach Fig. 5 beispielsweise ein Maximum, wenn (fR > fy) ist und er wird ein Minimum, wenn (fR < fy) ist, wobei es genügt, den Logikkreis so auszulegen, daß beide -5-

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Stromquellen eingeschaltet sind, wenn (fR > fy) ist, und daß beide Stromquellen ausgeschaltet sind, wenn (¾ < fy) ist, wobei nur eine der beiden Stromquellen (40 und 41) eingeschaltet ist, wenn (fR = fy) gilt.

Im Falle der Fig. 7 ist der Addierkreis (35) als Spannungsschaltung ausgeführt. In diesem Fall erzeugt eine Referenzspannungsquelle (50) drei Spannungswerte von z. B. 4V, 6V, und 8V, wobei im Umschalter (51) an 5 die Referenzspannungsquelle (50) angeschlossen ist. Dieser Umschalter (51) wird in geeigneter Weise von einem Steuerkreis (55) gesteuert, welcher aus einem Kippglied (56), einem ODER-Gatter (57), und einem Dekodierer (58) besteht, wie in Fig. 7 dargestellt Eine Wahrheitstabelle der Steuerkreisfunktion wird in der folgenden Tabelle 1 gezeigt. 10

Tabelle 1

15 20 25 30 Es ist jedoch bekannt, daß das Kippglied (30) in der Schaltung nach Fig. 4 unter bestimmten Bedingungen fehlerhaft arbeitet D. h., wenn die Phasendifferenz, wie in Fig. 8A dargestellt, zwischen dem Oszillatorsignal und dem Referenzsignal 360° überschreitet, so tritt eine Sägezahnspannung (Pg) mit umgekehrter Polarität auf.

Wenn Unregelmäßigkeiten (jitters) und Rauschen bei einer Phasendifferenz von nahezu 0° auftritt, so schwankt der Sägezahnausgang (Pb) stark bei einer kleinen Veränderung der Phasendifferenz, wie in Fig. 8B dargestellt 35 Wenn daher der Sägezahnausgang (Pb) mit der irregulären Pegeländerung verwendet wird, so erfolgt eine fehlerhafte Arbeitsweise des variablen Oszillators (5). Fig. 8D und 8E zeigen die Ausgänge der Begrenzerkreise (33A und 33B), und Fig. 8F zeigt den irregulären Ausgang (Pf) des Addierers (35).

Fig. 9 zeigt ein anderes Beispiel des Frequenzdetektors (20), welcher nicht die obige fehlerhafte Arbeitsweise aufweist Der Detektor (20) dieses Beispiels ist mit einem Phasensprungkreis ausgestattet, welcher eine 40 Rückumwandlung des Sägezahnsignals, bedingt durch Unregelmäßigkeiten und Rauschen verhindert sobald die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen (Sy und SR) 0° oder 360° beträgt. Der Detektor (20) ist ferner mit einem verbesserten Spannungskomparator (70) ausgestattet, welcher die Unregelmäßigkeit des differenzierten Signals (Pc) kompensiert welche durch den Phasensprung des Sägezahnsignals entstehen.

In diesem Beispiel besteht der Phasensprungkreis aus einem Phasenschieber (61) von 90° und einem 45 Umschalter (62). Das Referenzsignal (SR) vom Referenzoszillator (2) wird erstens einem festen Anschluß (a) des Umschalters (62) und zweitens dem Phasenschieber (61) zugeführt, von welchem das Referenzsignal (SR), um 90° phasenverschoben, zu einem anderen festen Anschluß (b) des Umschalters (62) geleitet wird. Ein beweglicher Kontakt (c) des Umschalters (62) ist mit dem Setzeingang (S) des Kippgliedes (30) verbunden. Wie anschließend im Detail beschrieben wird, erfolgt die Steuerung des Umschalters (62) durch das Signal vom 50 Spannungskomparator (70).

Der Spannungskomparator (70) enthält grundsätzlich ein Paar von Komparatoren (68 und 69). Das differenzierte Signal (P£) wird vom Differenzierkreis (32) (siehe Fig. 10B) zum positiven Anschluß des Komparators (68) und zum negativen Anschluß des Komparators (69) geleitet. Andererseits wird der von Gleichspannungsquellen (E^ und Eg) erzeugte hohe Referenzpegel (Lj) dem negativen Anschluß des 55 Komparators (68) zugeführt, und der von der Gleichspannungsquelle (Eg) erzeugte niedrige Referenzpegel (L^) wird dem positiven Anschluß des Komparators (69) zugeführt. Die Ausgänge (Scj und SC2) (siehe Fig. 10C) der Komparatoren (68 und 69) werden zu Rücksetz- und Setzeingängen (R und S) eines Kippgliedes (71) -6- ΛΤ 392 861 Β und außerdem zu einem ODER-Gatter (72) geleitet, dessen Ausgang (SqR) zu einem wiedertriggerbaren monostabilen Multivibrator (73) weitergeleitet wird. Es wird festgestellt, daß der Ausgang (Spj) des Kippglieds (71) anzeigt, welches der Signale (Sy und SR) eine höhere Frequenz aufweist, und der Ausgang (Sj^j) des Multivibrators (73) gibt den Zeitpunkt des Auftretens der Signale (Scj und Sc2) an. Die Signale (Spj und Sjyj) werden zu einem Logikkreis (74) geleitet, in welchem das Pulssignal (Pf) nach Fig. 5J in Abhängigkeit von den Signalen (Spj und SM) erzeugt wird. Der Spannungskomparator (70) ist ferner mit einem Referenzpegel-Modifizierkreis (80) ausgestattet, welcher ein durch das Signal (S^j) getriggertes T-Kippglied (63), und ein Paar von Trapezkurvenformgeneratoren (64 und 65) aufweist, welche die Ausgänge (Sp2 und Sp-j) des Kippglieds (63) entsprechend umwandeln. Die Ausgänge (Sp2 und Sp3) der

Trapezkurvenformgeneratoren (64 und 65) werden entsprechend dem negativen Anschluß des Komparators (68) und dem positiven Anschluß des Komparators (69) zugeführt, um die Referenzpegel (Lj und L2) entsprechend zu modifizieren, wie nachfolgend im Detail beschrieben wird.

Gemäß dem in Fig. 9 gezeigten Beispiel der Erfindung wird die Phase des Referenzausgangs (SR) durch den Phasenschieber (61) um 90° verschoben, welcher als Phasenverzögerungskreis ausgebildet ist. In diesem Fall wird der Puls (Sp3) (siehe Fig. 10E), welcher durch Zufuhr des Ausgangs (SM) zum T-Kippglied (63) erzeugt wird, als Schaltpuls verwendet. D. h. der Ausgang (SM) des Multivibrators (73) wird, wie in Fig. 10D dargestellt, in Abhängigkeit von der Veränderung des Sägezahnsignals (P^) nach Fig. 10A erhalten, wobei der Anstiegszeitpunkt des Ausganges (Sjvi) durch das Kippglied (63) festgestellt wird. Wenn somit die Phase des Referenzausgangs (SR) um 90° durch den Puls (SP3) verschoben wird, welcher den Anstiegszeitpunkt des Ausgangs (SM) feststellt, so wird die Phasendifferenz (ΔΘ) zwischen dem Oszillatorausgang (Sy) und dem Referenzausgang (SR) zwangsläufig 270° oder 0°. Daher wird die in Fig. 8B dargestellte Schwankung bei Vorhandensein von Unregelmäßigkeiten oder Rauschen nicht auftreten, und eine fehlerhafte Arbeitsweise des variablen Oszillators (5) vermieden.

Im Beispiel nach Fig. 9 wechselt der Schalter (62) auf die in der Figur dargestellte Lage über, wenn der Puls (SF3) den Pegel ("1") führt.

Wenn festgestellt wird, daß die Phasendifferenz 0° oder 360° ist, worauf die Phase des Referenzpulses zwangsweise um 90° verschoben wird, so beträgt die Phasendifferenz zwischen dem Oszillatorausgang (Sy) und dem Referenzausgang (SR) 270° oder 90°, u. zw. in Abhängigkeit von der Phase des Referenzausgangs (SR). Somit wird ein in Fig. 11B dargestellter differenzierter Puls (SR) erhalten. Da in diesem Falle der positive differenzierte Puls bei der Phasendifferenz von 90° größer als der bei der Phasendifferenz von 270° ist, so kann sein, daß der positive differenzierte Puls den ersten Referenzpegel (Lj) überschreitet Wenn der positive differenzierte Puls den ersten Referenzpegel (Lj) überschreitet, so wird ein erster Komparatorausgang (Scj) (siehe Fig. 11C) erhalten. Somit wird durch den Ausgang (Spj) vom Kippglied (71) (siehe Fig. 11E) und dem Ausgang (Sj^j) vom Multivibrator (73) (siehe Fig. 11F), ein Pulsausgang (Pc) nach Fig. 11G erhalten. Daher wird der variable Oszillator (5), in ähnlicher Weise wie bei obigem Fall, fehlerhaft arbeiten.

Wenn jedoch der positive differenzierte Puls nicht den ersten Referenzpegel (Lj) überschreitet so ist der Ausgang (Spp) vom Kippglied (71) wie in Fig. 11H dargestellt. Daher wird zu dieser Zeit der normale Steuervorgang durch den Pulsausgang (Ρ£) ausgeführt, wie in Fig. 111 gezeigt.

Zu diesem Zweck ist eine Verbesserung zur Vermeidung des durch die 90°-Phasenverschiebung bedingten Fehlers im Beispiel nach Fig. 9 vorgesehen. In diesem Beispiel wird der positive invertierte Ausgang (Sp2) (siehe Fig. 12G) vom Kippglied (63) zum ersten Trapezkurvenformgenerator (64) geleitet, welcher dann ein trapezförmiges Ausgangssignal (Sp2) erzeugt, dessen Neigungsbereich nur mit dem Anstiegsbereich des Ausgangs (SP2) übereinstimmt, wie in Fig. 12H dargestellt Dieser Ausgang (Sp2) wird zu einem Differenzierkreis (66) geleitet, um einen differenzierten Puls (P^) (siehe Fig. 121) zu erzeugen. Dieser differenzierte Puls (Ρ^2) wird dem ersten Detektionspegel (L j) überlagert, und dann dem Spannungskomparator (68) zugeführt. Im differenzierten Puls (P^) ist der zum Anstiegsbereich des trapezförmigen Ausgangs (Sp2) korrespondierende Bereich ein steiler positiver Puls, und der andere sich ändernde Bereich hievon ist nur ein kleiner negativer Puls. Demnach arbeitet dieser Kreis als Differenzierkreis mit Unterdrückung des negativen Pulses.

Wie oben beschrieben, wird der differenzierte Puls (Pj2) mit dem Spitzenwert (/fl) dem ersten Referenzpegel (Lj) überlagert. Der Referenzpegel steigt in der Nähe des positiven Pulses (SR) durch den obigen differenzierten Puls (P^) an. um einen relativ hohen Spitzenwert zu erlangen, wie in Fig. 12M dargestellt, sodaß der erste -7-

Claims (15)

1. AT 392 861 B Komparatorausgang (Sc-j) nicht, durch den positiven Puls (Sp) bedingt, abgegeben wird. Im Ergebnis wird der Ausgang (Spj) des Kippglieds (71) nicht invertiert, wie in Fig. 11H dargestellt, wodurch jede fehlerhafte Arbeitsweise des variablen Oszillators (5) verhindert wird. Der invertierte Ausgang (Sp3) wird vom Kippglied (63) (Fig. 12J) zum zweiten Trapezkurvenformgenerator (65) geleitet, welcher dann ein trapezförmiges Ausgangssignal (Sp3) erzeugt, welches im Anstiegsbereich des Ausgangs (SF3) geneigt ist, wie in Fig. 12K gezeigt. Dieses trapezförmige Ausgangssignal (Sp3) wird dann zu einem Differenzierkreis (67) geleitet, welcher einen differenzierten Puls (P(j3) erzeugt, in welchem der positive Puls unterdrückt ist, wie in Fig. 12L gezeigt. Dieser differenzierte Puls (Ρ^3) wird dem zweiten Referenzpegel (L2) überlagert, und dann dem zweiten Komparator (69) zugeführt. Demnach ändert sich der Referenzpegel (L2) wie in Fig. 12M dargestellt. Wenn in diesem Fall der differenzierte Puls (P^3) überlagert wird, so verändert sich der Refeienzpegel in der Nähe eines Teils des negativen differenzierten Pulses, aber dies stellt kein Problem bei der Feststellung des differenzierten Pulses (SD) dar. Wenn (fR < fy) gilt, so sind die Ausgänge wie in Fig. 13 dargestellt. In diesem Fall kann die Erzeugung des zweiten Komparatorausganges, welcher eine fehlerhafte Arbeitsweise bewirkt, durch den differenzierten Puls (P^-j) unterdrückt weiden, welcher dem zweiten Referenzpegel (L2) überlagert ist. Eine detaillierte Beschreibung wird für diesen Fall nicht gegeben, da die Arbeitsweise dieselbe wie die nach Fig. 12 ist. Fig 14 zeigt ein anderes Beispiel eines frequenzvariablen Oszillators (10) nach Fig. 2. Nach Fig. 14 wird das Oszillatorsignal des frequenzvariablen Oszillators (5) direkt mit dem Eingangssignal (Sg) verglichen. Diese Art von Oszillator wird vorzugsweise im automatischen Phasenregelkreis eines Videorecorders verwendet In diesem Falle wird das von der Farbkomponente abgetrennte Burstsignal als Eingangssignal (Sg) dem Phasenkomparator (3) zugeführt. Es versteht sich, daß zahlreiche Modifikationen und Variationen im Rahmen der Ansprüche möglich sind. PATENTANSPRÜCHE 1. Schaltungsanordnung zum synchronen Erzeugen eines frequenzgeregelten Signals mit einem Eingangssignal durch einen automatischen Phasenregelkreis, welcher einen frequenzvariablen Oszillator zum Erzeugen des frequenzgeregelten Signals und einen Phasenkomparator zum Erzeugen einer Regelspannung enthält, dessen Eingängen das Eingangssignal und das Referenzsignal von einem Referenzoszillator zugeführt sind, wobei die Regelspannung auf der Phasenänderung des Eingangssignals beruht und das Regelsignal dem frequenzvariäblen Oszillator zur Regelung der Frequenz des frequenzgeregelten Signals zugeführt wird, gekennzeichnet durch einen Detektorkreis (20) zum Feststellen einer Frequenzdifferenz zwischen dem frequenz-geregelten Signal und dem Referenzsignal vom Referenzoszillator (2), und einen Kreis (21) zum Vergleichen der Ausgangssignale des Phasenkomparators (3) und des Frequenzdifferenz-Detektorkreises (20), zur Erzeugung einer zusätzlichen Regelspannung (Vx), welche mit der genannten Regelspannung (Vc) gemischt wird und dem frequenzvariablen Oszillator (5) die gemischte Regelspannung (Vx + Vc) zugeführt wird, um Fiequenzschwankungen an dessen Ausgang zu beseitigen.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdiffeienz-Detektorkreis (20) einen Kreis (30, 31) zum Erzeugen eines Differenzsignals enthält, dessen Frequenz mit der dazwischen auftretenden Frequenzdifferenz übereinstimmt, mit einem Kreis (32) zum Differenzieren des Differenzsignals, um ein differenziertes Ausgangssignal zu erzeugen, einen Pegelkomparator (33A, 34A, 33B, 34B; 70) zum Vergleichen des differenzierten Ausgangssignals mit ersten und zweiten Referenzpegel, wobei der Pegelkomparator ein erstes Ausgangssignal erzeugt, während das differenzierte Ausgangssignal höher als der erste Referenzpegel ist, und ein zweites Ausgangssignal erzeugt ist, während das differenzierte Ausgangssignal niedriger als der zweite Referenzpegel ist, und einen Kreis (35,36) zur Kombination der ersten und zweiten Ausgangssignale, um ein Gleichspannungs-Ausgangssignal proportional zur Frequenzdifferenz zu erzeugen.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzsignal-Eizeugungskreis (30, 31) ein Kippglied (30) mit Setz- und Rücksetzeingängen aufweist, welchem entsprechend das frequenzgeregelte Signal und das Referenzsignal zugeführt werden, sowie ein Tiefpaßfilter (31) zum Verformen des Ausgangssignals des Kippglieds (30), um das genannte differenzierte Signal zu erhalten. -8- AT 392 861B
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Differenzsignal-Erzeugungskreis (30,31) ferner einen Phasenschieberkreis (61,62) zum Verschieben der Phase des Referenzsignals um einen varbestimmten Phasenwert enthält, wenn die Phasendifferenz zwischen dem frequenzgeregelten Oszillator (5) und dem Referenzsignal 0° oder 360° ist
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieberkreis (61, 62) einen Phasenschieber (61) zum Verschieben der Phase des Referenzsignals um 90°, sowie einen Umschalter (62) zum Umschalten der Ausgänge des Referenzoszillators (2) und des Phasenschiebers (61) enthält, wobei der Ausgang des Umschalters (62) dem Setzeingang des Kippglieds (30) zugeführt ist.
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegelkomparator einen ersten Begrenzerkreis (33A) enthält, dessen Begrenzungspegel der erste Referenzpegel ist, sowie einen zweiten Begrenzerkreis (33B), dessen Begrenzungspegel der zweite Referenzpegel ist
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegelkomparator (70) erste und zweite Differenzverstärker (68,69) zum Erzeugen entsprechender erster und zweiter Ausgangssignale enthält, wobei das differenzierte Ausgangssignal dem positiven Anschluß eines ersten Diffeienzverstärkers (68), und dem negativen Anschluß eines zweiten Differenzverstärkers (69) zugeführt ist, und die ersten und zweiten Referenzpegel entsprechend dem negativen Anschluß des ersten Differenzverstärkers (68), und dem positiven Anschluß des zweiten Diffeienzverstärkers (69) zugeführt sind.
8. 8. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinationskreis (35) einen Dekodierer (43; 58) enthält, welcher die ersten und zweiten Ausgangssignale empfängt, sowie einen Spannungserzeuger, welcher vom Dekodierer (43; 58) zum Erzeugen einer Gleichspannung mit drei Pegel gesteuert ist, in Abhängigkeit vom Auftreten der ersten und zweiten Ausgangssignale.
9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungserzeuger ein Paar Konstantstromquellen (40, 41) enthält, welche vom Dekodierer (43) gesteuert sind, sodaß beide Konstantstromquellen leitend sind, während das erste Ausgangssignal dem Dekodierer zugeführt ist, wobei eine der beiden Konstantstromquellen leitend ist, während keines der beiden Ausgangssignale zugeführt ist, und keine der Konstantstromquellen leitend ist, während das zweite Ausgangssignal zugefühit ist.
10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsgenerator (50) Spannungsquellen enthält, welche drei Schritte an Spannungen eizeugt, und einen Schalter (51), welcher die drei Schritte an Spannungen empfängt, um die höhere Spannung abzugeben, während das erste Ausgangssignal dem Dekodierer zugeführt ist, um die mittlere Spannung abzugeben, während keines der ersten und zweiten Ausgangssignale zugeführt ist, und um die niedere Spannung abzugeben, während das zweite Ausgangssignal zugeführt ist.
11. 11. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Kombinationskreis einen Kreis (71, 72) zum Empfangen der ersten und zweiten Ausgangssignale zur Erzeugung eines ersten Anzeigesignals enthält, welches die Anwesenheit des ersten oder zweiten Ausgangssignals anzeigt, und einen Kreis zum Empfangen der ersten und zweiten Ausgangssignale, zur Erzeugung der ersten und zweiten Ausgangssignale, zur Erzeugung eines zweiten Anzeigesignals, welches die Anwesenheit des ersten und zweiten Ausgangssignals anzeigt.
12. 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Anzeigesignal-Erzeugerkreis aus einem Kippglied (71) besteht, dessen Setzeingang das zweite Ausgangssignal und dessen Rücksetzeingang das erste Ausgangssignal empfängt.
13. 13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Anzeigesignal-Erzeugerkreis aus einem ODER-Gatter (72) besteht, welches die ersten und zweiten Ausgangssignale empfängt.
14. 14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegelkomparator (70) ferner einen Kreis (80) zum Modifizieren der ersten und zweiten Referenzpegel enthält, sodaß der erste Referenzpegel bei einem vorbestimmten Intervall höher ist, nachdem das differenzierte Ausgangssignal festgestellt ist, um niedriger als der zweite Referenzpegel zu sein, und daß der zweite Referenzpegel bei einem vorbestimmten Intervall niedriger ist, nachdem das differenzierte Ausgangssignal festgestellt ist, um höher als der erste Referenzpegel zu sein. -9- AT 392 861 B
15. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Modifizierkreis (80) ein drittes Kippglied (63) enthält, welches durch die ersten und zweiten Ausgangssignale getriggert ist, um ein Paar von rechteckförmigen Signalen mit zueinander gegensinniger Phase zu erzeugen, sowie ein Paar von Trapezkurvenformgeneratoren (64,65), welche die rechteckförmigen Signale entsprechend empfangen, und ein 5 Paar von Differenzierkreisen (66, 67) zum Differenzieren der entsprechenden trapezförmigen Signale der Trapezkuivenformgeneratoren (64,65), und einen Addierkreis zum Addieren eines Paares von differenzierten Ausgängen zu den entsprechenden ersten und zweiten Referenzpegel. 10 Hiezu 9 Blatt Zeichnungen