DE3019908C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Scharfeinstellungsermittlungs­ einrichtung für eine Kamera, mit einem von einem optischen Bilderzeugungssystem der Kamera mit Objektbildern beaufschlagten Bildsensor aus einer Vielzahl von signalintegrierenden photoelektrischen Wandlerelementen und einer Scharfeinstellungsdetektorschaltung zur Ableitung und Verarbeitung der von den photoelektrischen Wandlerelementen integrierten Bildelementsignale und Erzeugung eines den Scharfeinstellzustand des optischen Bilderzeugungssystems repräsentierenden Ausgangssignals.

Aus der DE-OS 25 14 230 ist eine Scharfeinstellungsermittlungs­ einrichtung dieser Art für eine Kamera bekannt, bei der ein aus einer Vielzahl photoelektrischer Wandlerelemente bestehender Bildsensor über das Kameraobjektiv mit einem Objektbild beaufschlagt wird und die gespeicherten bzw. integrierten Ausgangssignale der einzelnen photoelektrischen Wandlerelemente sodann seriell abgefragt werden. Über entsprechende Verknüpfungsschaltungen können die Ausgangssignale der photoelektrischen Wandlerelemente einerseits einer Detektorschaltung zur Ermittlung des Scharfeinstellzustands des Kameraobjektivs und andererseits einer weiteren Detektorschaltung zur Ermittlung der Objekthelligkeit zugeführt werden. Auf diese Weise läßt sich die Ermittlung des Scharfeinstellzustands des Kameraobjektivs und die Objektivhelligkeitsmessung aufeinanderfolgend mit Hilfe derselben Wandlerelemente eines einzigen Bildsensors durchführen.

Hierbei wird jedoch die Dauer der Scharfeinstellungsermittlung von der jeweiligen Objekthelligkeit bestimmt, so daß sich abhängig vom Erreichen eines auswertbaren Signalpegels unregelmäßige Signalauswertungszeiten ergeben, die bei geringer Objekthelligkeit eine längere Scharfeinstellungsermittlung erfordern und damit z. B. bei sich bewegenden Motiven eine automatische Betriebsweise der Kamera aufgrund der erforderlichen langen Steuerzeitdauer in Frage stellen.

Weiterhin ist aus der DE-AS 26 39 625 eine automatische Scharfeinstelleinrichtung ähnlicher Art für eine Kamera bekannt, bei der die photoelektrischen Wandlerelemente des Bildsensors zur Scharfeinstellungsermittlung mit Hilfe einer Signaldifferenzbildung gruppenweise in zwei Bildhälften angeordnet sind. Das Bildschärfesignal wird hierbei durch Multiplikation eines die Summe der Signaldifferenzen einander entsprechender Wandlerelemente beiden Bildhälften darstellenden Signals mit einem der Summe der Signaldifferenzen der Wandlerelemente einer Bildhälfte oder des Gesamtbildes entsprechenden Signal gebildet. Hierdurch soll ein Bildschärfesignal mit steilen Flanken und schmalem Maximum erhalten werden, das eine möglichst genaue Fokussierung erlaubt. Auch diese Scharf­ einstellungsermittlung erfolgt jedoch ohne Einbeziehung der jeweils vorliegenden Objekthelligkeit und unterliegt demzufolge ebenfalls objekthelligkeitsabhängigen Schwankungen der Signalauswertungszeit.

Darüber hinaus ist es aus der DE-AS 27 22 804 bekannt, bei einer Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung mit einem zweireihig in entsprechenden Bildhälften angeordnete photoelektrische Wandlerelemente aufweisenden Bildsensor der vorstehend beschriebenen Art eine Differenzbildung der Ausgangssignale von in den beiden Sensorreihen paarweise angeordneten Wandlerelementen vorzunehmen, die Absolutwerte der auf diese Weise erhaltenen Ausgangssignaldifferenzen dieser Wandlerelemente zu einem Summenwert zu addieren und sodann zur Scharfeinstellungsermittlung das Überschreiten eines vorgegebenen Schwellenwerts festzustellen, der die korrekte Scharfeinstellung eines Objektbildes angibt. Auf diese Weise läßt sich zwar der Genauigkeitsgrad der Scharfeinstellungsermittlung erhöhen, jedoch muß bei geringer Objekthelligkeit auch hier eine erhebliche Signalauswertungsdauer in Kauf genommen werden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, bei einer Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung der eingangs genannten Art für eine Kamera eine objekthelligkeitsabhängige Auswertung der Ausgangssignale der photoelektrischen Wandlerelemente des Bildsensors zu ermöglichen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Signal­ auswertungsschaltung, die in einer ersten Betriebsart die von den jeweiligen photoelektrischen Wandlerelementen integrierten Bildelementsignale einzeln ableitet und in einer zweiten Betriebsart einen Summenwert der Bildelementsignale einer jeweiligen Anzahl der photoelektrischen Wandlerelemente bildet, und durch eine Wählschaltung, die in Abhängigkeit von der Objekthelligkeit eine Wahl zwischen der ersten und der zweiten Betriebsart trifft.

Auf diese Weise kann bei der Auswertung der Bildelementsignale der photoelektrischen Wandlerelemente des Bildsensors in Abhängigkeit von der jeweiligen Objekthelligkeit eine Entscheidung dahingehend getroffen werden, ob bei ausreichender Objekthelligkeit die einzelnen Bildelementsignale der photoelektrischen Wandlerelemente unabhängig voneiander direkt zur Weiterverarbeitung freigegeben werden können oder ob bei geringer Objekthelligkeit zunächst eine Summenbildung der Bildelementsignale einer Anzahl von photoelektrischen Wandlerelementen vor der Signalverarbeitung zur Scharfeinstellungsermittlung zu erfolgen hat.

Bei geringer Objekthelligkeit kann somit eine Summenbildung der Bildelementsignale einer Anzahl von photoelektrischen Wandlerelementen des Bildsensors vorgenommen und durch diese Anhebung des Signalauswertungspegels die zur Scharfeinstellungsermittlung erforderliche Integrationsdauer in einem solchen Fall maßgeblich verkürzt werden.

Hierdurch läßt sich einerseits der Nachteil vermeiden, daß bei geringer Objekthelligkeit und fest vorgegebener Integrationszeit eine ungenaue Scharfeinstellungsermittlung erfolgt, während andererseits gewährleistet ist, daß bei geringer Objekthelligkeit keine längeren Signalauswertungszeiten auftreten, die z. B. bei einer Kamera mit automatischer Scharfeinstellung die vielseitigen Anwendungsmöglichkeiten maßgeblich einschränken.

In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrie­ ben.

Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Objektivs zur Veranschaulichung von Scharfeinstellzuständen eines abgebildeten Objektbildes,

Fig. 2 eine schematische Darstellung einer optoelektronischen Lichtempfangseinrichtung zur Ermittlung des Scharfeinstellgrades eines vom Objektiv gemäß Fig. 1 abgebildeten Objektbildes,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung für eine Kamera, bei dem die optoelektronische Lichtempfangseinrichtung gemäß Fig. 2 Verwendung findet.

Fig. 4 ein Schaltbild der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 mit im einzelnen dargestellten Analog­ schaltungen,

Fig. 5 eine Eingangs/Ausgangssignal-Kennlinie eines Feldeffekttransistors,

Fig. 6 eine Eingangs/Ausgangssignal-Kennlinie zweier Feldeffekttransistoren, die zur Durchführung einer nichtlinearen Absolutwertumsetzung eines Eingangssignals geschaltet sind,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel eines Digital/Analog- Umsetzers einer Hervorhebungscharakteristik- Steuerschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4,

Fig. 8 und 9 Ausführungsbeispiele von Kombinationen eines Zweirichtungs-Integrationsumsetzers und eines Vergleichers der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4,

Fig. 10 ein Ausführungsbeispiel einer bei einer Photo­ ausgangssignal-Steuerschaltung und einer Bild­ signaländerungs-Detektorschaltung der Schaltungsanordnung gemäß den Fig. 3 und 4 verwendeten Abtast/Speicherschaltung,

Fig. 11 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Bildsignal­ änderungs-Detektorschaltung gemäß Fig. 4,

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer in Verbindung mit zwei Reihen optoelektronischer Wandlerelemente verwendbaren analogen Schaltungsanordnung,

Fig. 13 ein Ausführungsbeispiel einer Spitzenwert-Zwischen­ speicherschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12,

Fig. 14 ein Ausführungsbeispiel einer Integrations­ steuerschaltung zur Steuerung der Ladungsintegrationsdauer der bei der Analogschaltung gemäß Fig. 12 verwendeten optoelektronischen Wandler­ elemente,

Fig. 15 ein Schaltbild eines Teils einer Ablaufsteuer­ schaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3,

Fig. 16 Signalverläufe an verschiedenen Schaltungsabschnitten der Ablaufsteuerschaltung gemäß Fig. 15,

Fig. 17 Signalverläufe zur Veranschaulichung der Steuerung der Analogschaltung gemäß Fig. 4 durch die Ablaufsteuerschaltung gemäß Fig. 15,

Fig. 18 ein Ausführungsbeispiel einer Anzeigesteuerschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3,

Fig. 19 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Anzeigesteuerschaltung gemäß Fig. 18,

Fig. 20 ein Ausführungsbeispiel einer Integrations­ steuerschaltung für eine variable Anzahl von Bildelementen,

Fig. 21 ein Schaubild zur Veranschaulichung einer Beziehung zwischen einer bei der Integrationssteuerschaltung gemäß Fig. 20 eingestellten Anzahl von Bildelementen und der Ladungsinte­ grationsdauer,

Fig. 22 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung mit Fensterfunktion, die als Hervorhebungs­ charakteristik-Steuerschaltung bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 verwendbar ist,

Fig. 23 ein Blockschaltbild eines Zählers einer Über­ tragungssteuerschaltung der Ablaufsteuerschaltung gemäß Fig. 15,

Fig. 24 bis 28 Einzelheiten der Übertragungssteuerschaltung gemäß Fig. 15,

Fig. 29 eine schematische Darstellung einer Bildaufnahme­ röhre,

Fig. 30 ein Blockschaltbild einer Bildaufnahmeeinrichtung mit der Bildaufnahmeröhre gemäß Fig. 29,

Fig. 31 ein Blockschaltbild einer Bezugswert-Einstellschaltung für die Steuerung der Ladungsintegrationsdauer optoelektronischer Wandlerelemente,

Fig. 32 ein Ausführungsbeispiel einer in Verbindung mit der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 31 verwendbaren Bildsignal-Kompensationsschaltung,

Fig. 33 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Integrations­ steuerschaltung,

Fig. 34 und 35 Schaltbilder weiterer Ausführungsbeispiele eines Photosignalgenerators der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3,

Fig. 36 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Bezugs­ wert-Einstellschaltung zur Steuerung der Integrationsdauer optoelektronischer Wandlerele­ mente,

Fig. 37 zusätzliche Bestandteile eines weiteren Ausführungs­ beispiels der Anzeigesteuerschaltung gemäß Fig. 18,

Fig. 38 zusätzliche Bestandteile eines weiteren Ausführungsbeispiels der Ablaufsteuerschaltung gemäß Fig. 15,

Fig. 39 ein weiteres Ausführungsbeispiel des Photosignalgenerators der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3,

Fig. 40 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Bildsignaländerungs- Detektorschaltung gemäß Fig. 11,

Fig. 41 und 42 weitere Ausführungsbeispiele der Bildsignaländerungs- Detektorschaltung gemäß Fig. 11,

Fig. 43 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Einstellung einer Differenzier-Zeitkonstanten der Bildsignaländerungs-Detektorschaltung gemäß den Fig. 41 und 42,

Fig. 44 und 45 zusätzliche Bestandteile weiterer Ausführungsbeispiele der Bildsignal-Kompensationsschaltung gemäß Fig. 32, und

Fig. 46 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Hervorhebungs­ charakteristik-Steuerschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4.

Es sei zunächst auf Fig. 1 eingegangen, in der in Form einer geometrischen Darstellung drei verschiedene Scharfeinstellzustände eines von einem Objektiv 1 entlang seiner optischen Achse 2 abgebildeten Bildes gezeigt sind. Das reelle Bild eines (nicht dargestellten) Objektes soll von dem Objektiv 1 in einer Bildebene 3 scharf abgebildet werden. Wenn angenommen wird, daß zwei zusätzliche Brennebenen 4 und 5 in jeweils gleichen Abständen zueinander vor und hinter der Bildebene 3 liegen, kann davon ausgegangen werden, daß bei Scharfeinstellung des Bildes in der Bildebene 3 der Scharfeinstellgrad des Bildes in den Brennebenen 4 und 5 annähernd gleich bzw. identisch ist (nicht exakt gleich, da das Objektiv in der Praxis eine gewisse sphärische Aberration und chromatische Aberration aufweist). Wenn die Ebene der Scharfeinstellung in Richtung der Ebene 4 verschoben wird, nimmt die Bildschärfe in der Ebene 4 höhere Werte als die Bildschärfe in der Ebene 5 an. Wenn dagegen das Bild in einer näher zu der Ebene 5 gelegenen Ebene scharf abgebildet wird, nimmt die Bildschärfe in der Ebene 5 höhere Werte als die Bildschärfe in der Ebene 4 an. Aufgrund des Bildes in der Bildebene 3 als Normalwert unter Verwendung einer beliebigen Einrichtung messen, die die Schärfe des in der Ebene 4 und des in der Ebene 5 abgebildeten Bildes miteinander vergleicht. Da bei dieser Meßanordnung die Bildebene 3 einer vorgegebenen Brennebene entspricht, die bei einer Kamera von der Filmebene oder bei einer Bildaufnahmeröhre von deren Bildaufnahmefläche eingenommen wird, ermöglicht die konjugierte Lage der Ebenen 4 und 5 in der Praxis durch den Vergleich der Bildschärfen in diesen Ebenen die Anzeige der Richtung, in der eine Verstellung zur Erzielung eines scharfeingestellten Bildes erfolgen muß, so daß bei Scharfeinstellung des Objektivs auf das Objekt ermittelt werden kann, wann der Zustand der schärfsten Abbildung in der vorgegebenen Brennebene erreicht ist.

In Fig. 2 ist ein auf dem vorstehend beschriebenen Konzept beruhendes Ausführungsbeispiel für Aufbau und Anordnung eines optischen Systems dargestellt, bei dem ein Teil des über ein bilderzeugendes Objektiv 6 einfallenden Lichtes abgelenkt und auf zwei Bildsensor­ einrichtungen 11 und 12 gerichtet wird. Die Bezugszahl 8 kennzeichnet eine vorgegebene Brennebene des Objektivs 6, in der z. B. im Falle einer Kamera die Filmebene oder eine Bildaufnahmefläche angeordnet ist. Zwischen dem Objektiv 6 und der vorgegebenen Brennebene 8 ist ein Halbspiegel 9 angeordnet, der einen Teil des über das Objektiv 6 eintretenden Bildlichtstrahls durch Reflexion auf ein Teilungsprisma 10 richtet, wo er durch einen darin vorgesehenen Halbspiegel 10′ in weitere zwei Teile aufgespalten wird. Mit 10′′ ist eine Totalreflexionsfläche bezeichnet. Die Bildsensoreinrichtungen 1 und 12 sind hinter dem Teilungsprisma 10 derart angeordnet, daß ihre Bildempfangsflächen jeweils in einem gleichen Abstand zueinander von der vorderen und hinteren konjugierten Ebene zu der vorgegebenen Brennebene 8 angeordnet sind. Obwohl es den Anschein hat, daß die Bildempfangsflächen der Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 die gleiche Ebene einnehmen, stellt diese Anordnung eine äquivalente Beziehung zu einer Anordnung der Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 in den Ebenen 4 und 5 gemäß Fig. 1 her, da der von dem Halbspiegel abgetrennte Lichtstrahlanteil bei seinem Hindurchtreten durch das Prisma 10 in zwei weitere Strahlenteile aufgeteilt wird, deren jeweilige optische Weglängen sich in entsprechender Weise voneinander unterscheiden. Wenn somit eine Scharfeinstellung des Objektivs 6 erfolgt, geben die Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 Signale ab, die jeweils den Scharfeinstellzustand bzw. die Schärfe des entsprechenden abgebildeten Bildes angeben. Durch entsprechendes Auslesen dieser Signale im Vergleich zueinander läßt sich somit bestimmen, ob die Ebene der Scharfeinstellung in der vorgegebenen Brennebene 8 liegt oder in Vorwärtsrich­ tung oder Rückwärtsrichtung zu der Brennebene 8 verschoben ist.

In Fig. 3 ist der grundsätzliche Aufbau eines Ausführungsbeispiels für ein System zur Verarbeitung der von den Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 abgegebenen Photosignale zum Ermitteln des Scharfeinstellgrades eines von dem Objektiv 6 in der vorgegebenen Brennebene 8 abge­ bildeten Bildes dargestellt. In Fig. 3 bezeichnet die Bezugszahl 10 den vorstehend beschriebenen Strahlenteiler bzw. das Prisma, während die Bezugszahlen 11 und 12 die Bildsensoreinrichtungen bezeichnen. Bei diesem Ausführungsbeispiel sei davon ausgegangen, daß die Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 jeweils in Form einer Ladungsübertragungseinrichtung, wie einer CCD-Einrichtung (ladungsgekoppelte Speichereinrichtung), einer BBD-Einrichtung (ladungsgekoppelte sog. Eimerketten-Anordnung) oder einer Photodiodenanordnung (MOS-Bildsensor) bestehen und z. B. eine Vielzahl optoelektronischer Wandlerelemente in Reihenanordnung aufweisen, wobei die von den einzelnen Wandlerelementen abgegebenen Photosignale zeitlich aufeinanderfolgend ausgelesen werden. Diese Anordnung wird nachstehend allgemein als Photosignalgenerator bezeichnet und ist in Fig. 3 mit der Bezugszahl 13 versehen. Das Ausgangssignal des Photosignalgenerators 13, d. h., ein aus den Photosignalen der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente bestehendes zeitlich serielles Signal, wird einer Photoausgangssignal- Steuerschaltung 14 zur Steuerung des Signalbetrages und Abtastung sowie Zwischenspeicherung des Signals zugeführt. Mit "Steuerung des Signalbetrages" ist hierbei die nachstehend noch näher beschriebene Bildung eines Summensignals aus den Ausgangssignalen einer Anzahl von optoelektronischen Wandlerelementen in Abhängigkeit von einem Steuersignal einer System-Steuerschaltung 22 bezeichnet, wodurch wahlweise die Bildung von Ausgangssignalen unterschiedlichen Betrages für ein Bild mit ein und derselben Beleuchtungsstärke bzw. Helligkeit ermöglicht wird. Diese Funktion der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 ermöglicht die Bildung eines zeitlich seriellen Ausgangssignals, das die Helligkeitsverteilung des Bildes repräsentiert. Dieses Signal wird nachstehend als "Videosignal" bezeichnet. Der Betrag des Videosignals wird von der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 gesteuert, jedoch erfolgt außerdem eine Steuerung durch Einstellung der Zeit, während der die von der Bildhelligkeit induzierte Ladung jeweils in den einzelnen optoelektronischen Wandlerelementen gespeichert wird (Diese Zeit wird nachstehend als "Integrationsdauer" bezeichnet). Ein MOS-Bildsensor sowie eine ladungsgekoppelte Einrichtung sind bekanntermaßen allgemein gekennzeichnet, daß sie Photosignale, d. h. lichtstrahlungsabhängig gebildete Ladungen, in den einzelnen optoelektronischen Wandlerelementen für eine vorgegebene Zeitdauer speichern und sodann abgeben bzw. löschen. Im Rahmen der Erfindung findet vorzugsweise eine solche Halbleitereinrichtung als Bildsensoranordnung Verwendung. Die Integrationsdauer muß in Abhängigkeit von der Helligkeit eines (nicht dargestellten) Objektes derart gesteuert werden, daß das Videosignal stets einen korrekten Wert aufweist. Zur Erfüllung dieser Forderung wird das Ausgangssignal der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 daher einer Integrations­ dauer-Steuerschaltung 15 zugeführt. Außerdem wird das Ausgangssignal der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14, d. h. das Videosignal, einer Videosignal­ änderungs-Detektorschaltung 16 zugeführt, durch die die Gewinnung der Informationen bezüglich der Bildschärfe erfolgt. Wie nachstehend noch näher beschrieben wird, besteht die Detektorschaltung 16 in der Praxis aus einer Differenzschaltung oder einer Kombination aus einem Verzögerungsglied und einer Differenzverstärkerschaltung. Das Ausgangssignal der Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 repräsentiert die Wechselstromkomponente des Videosignals bei unterdrückter Gleichstromkomponente. Je höher die Bildschärfe ist, um so größer wird die Amplitude des Wechselstromsignals. Zur weiteren Hervorhebung der größeren Amplituden bei gleichwertiger weiterer Unterdrückung der kleineren Amplituden ist eine Signalhervorhebungsschaltung 17 vorgesehen. Das Ausgangssignal der Signalhervorhebungsschaltung 17 spricht daher höchstempfindlich auf den Grad der Bildschärfe an. Das heißt, wenn sich die Bildschärfe mit einer Steigerung des Helligkeitsdifferenzbetrages zwischen den hellen und dunklen Bereichen des Bildes erhöht, wird ein beschleunigter Anstieg der Amplitude der Wechselstrom- Signalkomponente durch die Signalhervorhebungsschaltung 17 erzielt. Wenn dagegen die Bildschärfe mit einer Verringerung der Amplitude der Wechselstrom-Signalkomponente abnimmt, wird die Wechselstrom-Signalkomponente unterdrückt. Das heißt, je höher die Bildschärfe, um so steiler steigt das Ausgangssignal der Signalhervorhebungsschaltung 17 an. Die Bezugszahl 18 bezeichnet eine Hervorhebungscharakterisik- Steuerschaltung, die die Parameter für die Signalhervorhebungsschaltung 17 derart steuert, daß sich der Eingangswert der hervorzuhebenden Signals verändert, wobei andererseits auch die Größenordnung der Hervorhebungswirkung in Abhängigkeit von der Lage des jeweiligen optoelektronischen Wandlerelementes in dem Bildempfangsbereich der Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 verändert werden kann. Die Bezugszahl 19 bezeichnet einen Analog/Digital- Umsetzer in Form einer Zweirichtungs-Integrationsschaltung zur Integration und Rückintegration des Ausgangssignals der Signalhervorhebungsschaltung 17 über die gesamte Fläche eines vorgegebenen Bildempfangsbereichs. Die Hauptfunktion des Analog/Digital-Umsetzers 19 besteht darin, daß das dem Bildempfangsbereich (der nachstehend als "Bildfeld" bezeichnet ist) entsprechende jeweilige Videosignal der Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 nach seiner Verarbeitung bis zu der Signalhervorhebungsschaltung 17 integriert und der Integrationswert sodann z. B. in einen entsprechenden Digitalwert umgesetzt wird, indem die Rückintegration ausgehend von diesem Integrationswert mit einer vorgegebenen zeitabhängigen Dämpfungsrate durchgeführt wird. Dieser Vorgang erfolgt aufeinanderfolgend jeweils für die Bildsensoreinrichtung 11 bzw. 12, wobei die durch Verarbeitung der Videosignale bis zu der Signalhervorhebungsschaltung 17 erhaltenen Signale jeweils einem der Bilder auf den beiden Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 entsprechen. Das Ausgangssignal der Analog/Digital- Umsetzerschaltung 19 wird einer Anzeigesteuerschaltung 20 zugeführt.

Da der Integrationswert somit jeweils von dem Scharfeinstellungsgrad eines der auf den Bildfeldern der Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 abgebildeten beiden Bilder abhängt, werden die Ausgangssignale der Zweirichtungs- Integrationsschaltung 19 in bezug auf die beiden Bildfelder der Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 mittels der Anzeigesteuerschaltung 20 zur Bildung eines Ausgangssignals miteinander verglichen, das einer Anzeigeeinrichtung 21 mit drei Leuchtelementen, wie Leuchtdioden, zugeführt wird, wodurch nicht nur die schärfste Einstellung des Bildes in der vorgegebenen Brennebene 8 anzeigbar ist, sondern bei nicht scharfeingestelltem Bild aus der Anzeige auch die Richtung erkannt werden kann, in der eine Verstellung zur Scharfeinstellung des Bildes erfolgen muß. Über die System-Steuerschaltung 22 erfolgt eine koordinierte Steuerung der Schaltungsanordnungen zur Erzeugung und Verarbeitung des Videosignals. Aufbau und Arbeitsweise der verschiedenen Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 3 werden nachstehend näher beschrieben.

Hierzu sei zunächst auf Fig. 4 eingegangen, in der von der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 der photoelektrische Signalgenerator 13, die Photoausgangs­ signal-Steuerschaltung 14, die Videosignaländerungs- Detektorschaltung 16, die Signalhervorhebungsschaltung 17, die Hervorhebungscharakteristik-Steuerschaltung 18, die Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 und ein Teil der Anzeigesteuerschaltung 20 detaillierter dargestellt sind, wobei die jeweils strichpunktiert dargestellten Blocks mit den gleichen Bezugszahlen wie in Fig. 3 bezeichnet sind.

Der photoelektrische Signalgenerator 13 weist Steuereingänge 23, 24 und 25 sowie Feldeffekt-Transistorschalter 26 und 27 auf, über die ein gesteuertes Eingangssignal in ein Analog-Schieberegister 28 oder eine CCD- bzw. BBD-Anordnung mit identischer Funktion über einen Serieneingang 29 eingebbar ist. Über den Steuereingang 23 wird eine vorgegebene Bezugsspannung zugeführt, während über den Steuereingang 25 eine Nulleinstellung und über den Steuereingang 24 eine Volleinstellung erfolgt. Bei Anstehen eines hohen Spannungswertes an dem Nulleinstellungs- Steuereingang 25 wird der Feldeffekt-Transistorschalter 27 durchgeschaltet, wodurch der Serieneingang 29 an Schaltungsmasse gelegt und dadurch ein Minimalbezugswert für das Ausgangssignal der nachstehend noch näher beschriebenen photoelektrischen Wandlerelemente erhalten wird. Bei Anstehen eines hohen Spannungswertes an dem Volleinstellungs-Steuereingang 24 wird der Feld­ effekt-Transistorschalter 26 durchgeschaltet, wodurch der Bezugsspannungs-Steuereingang 23, dem eine der maximalen Ausgangsspannung der optoelektronischen Wandlerelemente entsprechende Bezugsspannung zugeführt wird, und der Serieneingang 29 miteinander verbunden werden, so daß dem Analog-Schieberegister 28 eine dem Maximalwert des Ausgangssignals der optoelektronischen Wandlerelemente entsprechende Bezugsspannung zugeführt wird. Die Bezugszahl 30 bezeichnet eine Vielzahl von in den Bildsensoreinrichtungen 11 und 12 enthaltenen unabhängigen optoelektronischen Wandlerelementen, die jeweils derart aufgebaut sind, daß in Abhängigkeit von einfallendem Licht eine Ladung oder Spannung an einer entsprechenden Stelle zwischen einem Verbindungspunkt 31 und Masse GND durch photoelektrische Umsetzung gebildet und sodann durch die Zonenübergangskapazität oder Leitungskapazität festgehalten bzw. gespeichert wird. Die optoelektronischen Wandlerelemente sind jeweils mit einem Feldeffekt-Transistor­ schalter 32 versehen, über den die Speicherung der Ladung bzw. Spannung aufgehoben oder gelöscht werden kann. Die Löschung der Speicherung kann hierbei durch Anlegen eines hohen Signalwertes an einen gemeinsamen Steuer­ anschluß 33 erfolgen (der nachstehend auch als "Anti- Überhellungssteueranschluß" bezeichnet ist), wodurch sämtliche Feldeffekt-Transistorschalter 32 durchgeschaltet werden. Das heißt, da die optoelektronischen Wandlerelemente 30 in der dargestellten Weise über ihre Anoden an Masse GND liegen, wird an ihrer Kathode, d. h. an dem Verbindungspunkt 31, eine um so höhere Spannung gebildet, je stärker die Ausleuchtung bzw. je größer die Helligkeit ist. Die optoelektronischen Wandlerelemente 30 sind außerdem jeweils mit einem Feldeffekt-Transistorschalter 34 versehen, der zwischen die Kathode des jeweiligen opto­ elektronischen Wandlerelementes und einen entsprechenden Paralleleingang 36 des Analog-Schieberegisters 28 geschaltet ist, wobei sämtliche Gate-Elektroden der Feld­ effekt-Transitorschalter 34 mit einem gemeinsamen Anschluß 35 verbunden sind (der nachstehend auch als "Verschiebungssteueranschluß" bezeichnet ist). Durch Anlegen eines hohen Signalwertes an den Anschluß 35 werden die photoelektrischen Ausgangssignale der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente 30 über die Paralleleingänge 36 in das Analog-Schieberegister 28 eingelesen.

Das Analog-Schieberegister 28 stellt eine in einer Richtung arbeitende Übertragungseinrichtung dar, die den Serieneingang 29 und die Paralleleingänge 36 aufweist und auf Zweiphasen-Taktimpulse bzw. über einen Eingang 37 zugeführte Eingabetaktimpulse (Φ₁) und über einen Eingang 38 zugeführte Ausgabetaktimpulse (Φ₂) zur Bildung eines Analogsignals an einem Serienausgang 39 anspricht. Ein solcher Aufbau ist einer Festkörper- Bildsensoreinrichtung, wie einer CCD- oder BBD- Anordnung äquivalent und umfaßt in einigen Fällen auch die vorstehend beschriebenen Elemente 30, 32 und 34, was dann als CCD-Anordnung (ladungsgekoppelte Speicheranordnung) bezeichnet wird.

Die Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 erhält die zeitlich aufeinanderfolgenden Videosignale des Analog-Schieberegisters 28 zur Steuerung des Betrages dieser Signale und ist derart aufgebaut, daß die über den Serienausgang 39 erhaltenen zeitlich seriellen Ausgangs­ signale, d. h., die Ausgangsladungen oder Ausgangsspannungen der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente 30, über eine Diode 40 und einen Widerstand 41 in Ladungen bzw. Ströme umgesetzt werden, die in einem Kondensator 42 in Form einer Spannung summiert werden. Falls gewährleistet ist, daß diese Ladungen korrekt übertragen werden können, können die Diode 40 und der Widerstand 41 entfallen. Der Kondensator 42 wird nach jeweils einem Summierzyklus entladen, wenn ein Feldeffekttransistor 43 durch Anlegen eines hohen Signalwertes an einen Steuereingang 44 durchgeschaltet wird. Das von dem Kondensator 42 gebildete Additionsergebnis wird über eine Source- Folgerschaltung aus einem Feldeffekttransistor 45 und einem Widerstsnd 46 einer Abtast/Speicherschaltung 47 zugeführt. Die Abtast/Speicherschaltung 47 hat die Funktion, ein Abfallen des Potentials an dem Widerstand 46 auf 0 Volt bei der Übertragung des vorstehend beschriebenen Summensignals, d. h., bei Anstehen eines hohen Signalwertes des an dem Steuereingang 44 des Feldeffekt-Transistor­ schalters 43 und damit bei durchgeschaltetem Feldeffekt- Transistorschalter 43, zu verhindern. Hierbei bildet die Abtast/Speicherschaltung 47 in Abhängigkeit vom Anstehen eines niedrigen Signalwertes an ihrem Steuereingang 48 einen Speicherwert, während in Abhängigkeit vom Anstehen eines hohen Signalwertes an dem Steuereingang 48 die Abtastung des nächsten neuen Signals erfolgt. Die Bezugszahl 49 bezeichnet einen Stromversorgungsanschluß für den Feldeffekttransistor 45.

Im Rahmen der vorstehenden Beschreibung sind der photoelektrische Signalgenerator 13 und die Photo­ ausgangssignal-Steuerschaltung 14 als zwei getrennte Anordnungen beschrieben worden, wobei jedoch die Photo­ ausgangssignal-Steuerschaltung 14 unabhängig von dem photoelektrischen Signalgenerator 13, d. h., als externe Schaltungsanordnung, nur im Falle eines MOS-Bildsensors oder einer Ladungsübertragungseinrichtung mit unabhängiger Steuerung vorgesehen ist. Im Falle einer sog. Spannungs­ ausgabe-Ladungsübertragungseinrichtung kann die Photo­ ausgangssignal-Steuerschaltung jedoch gemeinsam mit dem photoelektrischen Signalgenerator 13 hergestellt werden bzw. die Photoausgangssignal-Steuerschaltung kann außer der Abtast/Speicherschaltung 47 in Verbindung mit dem photoelektrischen Steuersignalgenerator 13 als Einheit ausgeführt sein. Hierdurch treten jedoch keine Unterschiede in bezug auf Arbeitsweise, grundsätzlichen Aufbau und Anordnung sowie die Verbindungsbeziehungen auf, so daß die vorstehend beschriebene Signalverarbeitung in allen Fällen die gleiche ist.

Die Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 ermittelt sodann die zeitabhängigen Änderungen der die Ausleuchtung bzw. Helligkeit auf den einzelnen photoelektrischen Wandlerelementen 30 repräsentierenden zeitlich aufeinanderfolgenden Signale, d. h., die Ausleuchtungs- bzw. Helligkeitsdifferenz in Abhängigkeit von der Lage der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente 30. Hierbei hat eine Abtast/Speicherschaltung 50 die Funktion, die Abgabe eines jeweils beim Übergang eines an einem Anschluß 49 anstehenden Signals von einem niedrigen auf einen hohen Wert zu erneuernden Abtastsignals über seinen Ausgang 51 bis zum erneuten Anstehen eines hohen Signalwertes fortzusetzen, so daß das Ausgangssignal der Abtast/Speicher­ schaltung 50 auf dem gleichen Wert, wie das vorherige Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 47 gehalten wird.

Hierdurch wird das Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 47 zu einem bestimmten Zeitpunkt von der Abtast/Speicherschaltung 50 abgetastet und zwischengespeichert, woraufhin die nächste Änderung des Ausgangssignals der Abtast/Zwischenspeicherschaltung 47 sich zwischen den beiden Eingängen eines Differenzverstärkers 52 auswirkt, dessen Ausgangssignal dann der Differenz der Bildbeleuchtungsstärke bzw. Bildhelligkeit entspricht. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 52 wird über einen Anschluß 53 derart gesteuert, daß nur bei Anstehen eines hohen Signalwertes an dem Anschluß 53 die Abgabe des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 52 möglich ist, während in allen anderen Fällen eine Unterdrückung des Ausgangssignals auf Nullwert erfolgt. Hierdurch wird der Vorteil erzielt, daß der nachteilige Einfluß der durch die Abtast/Speicherschaltungen 47 und 50 sowie die anderen Schaltungsanordnungen entstehenden Einschwingvorgänge der Ausgangssignale bzw. die Übergangscharakteristik durch die über den Anschluß 53 erfolgende zeitlich abgestimmte Austastung unterdrückt werden, wodurch ein stabilisiertes Signal am Ausgang des Differenzverstärkers 52 erhalten wird.

Die Signalhervorhebungsschaltung 17 verarbeitet das Ausgangssignal der Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 bzw. das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 52 durch Absolutwertbildung, Signalunterdrückung oder Signalhervorhebung und nimmt eine Umsetzung in eine Strom- Information vor, die sich für die nachstehend noch näher beschriebene Integration eignet. Die Bezugszahl 54 bezeichnet einen ein Differenzausgangssignal abgegebenen Operationsverstärker mit einem positiven bzw. nichtinvertierenden Ausgang 55, der mit dem invertierenden Eingang des Operations­ verstärkers 54 verbunden ist, so daß das über den Ausgang 55 abgegebene Signal dem dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 zugeführten Ausgangssignal des Differenzverstärkers 52 entspricht, und mit einem negativen bzw. invertierenden Ausgang 56, der ein positiv-negativ-invertiertes Ausgangssignal auf das nicht­ invertierte Eingangssignal des Differenzverstärkers 52 hin abgibt. Mit 57 und 58 sind identische Kennwerte aufweisende Feldeffekttransistoren bezeichnet, durch die die Spannungs-Strom-Umsetzung und Signalunterdrückung bzw. Signalhervorhebung durchgeführt wird. Das heißt, wenn bei diesen Feldeffekttransistoren das Gate-Potential niedriger als das Source-Potential +Vp (Vp = Pinch-off-Spannung) ist, fließt kein oder nur ein geringer Drain-Strom. Liegt das Gate-Potential über dem Source-Potential, fließt ein Strom, dessen Intensität dem Quadrat der überschüssigen Potentialdifferenz proportional ist. Diese Eigenschaft von Feldeffekttransistoren wird hier ausgenutzt. Das heißt, wenn die Gate-Spannung die Pinch-off-Spannung Vp überschreitet, fließt gemäß Fig. 5, bei der über der Abszisse das Gate-Potential V _GS und über der Ordinate der Drain- Strom I _ds aufgetragen sind, ein Drain-Strom mit einer dem Quadrat der Spannungsdifferenz zwischen der Gate-Spannung und der Pinch-off-Spannung proportionalen Stärke. Wenn über einen Knotenpunkt 59 die (nachstehend mit Vs bezeichnete) Source-Steuerspannung den Source-Elekroden der beiden Feldeffekttransistoren 57 und 58 zugeführt wird und eines der beiden Gate-Potentiale der Feldeffekttransistoren 57 und 58 den Wert Vs+Vp überschreitet, fließt über die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 57 bzw. 58 ein dem Quadrat der überschüssigen Potentialdifferenz proportionaler Drain-Strom. Da, wie vorstehend beschrieben, die Spannung des positiven bzw. nichtinvertierenden Ausgangs des Differenzverstärkers 54 gleich der (nachstehend mit Vin bezeichneten) Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 52 und die Spannung des negativen bzw. invertierenden Ausgangs 56 des Differenzverstärkers 54 gleich der invertierten Ausgangsspannung Vin, d. h. -Vin, sind, führt der Feldeffekttransistor 57 einen Strom, wenn die Ausgangsspannung Vin den Wert Vs+Vp überschreitet, während der Feldeffekttransistor 58 Strom führt, wenn die invertierte Ausgangsspannung - Vin unter den Wert Vs+Vp abfällt. Diese Erscheinung ist in Fig. 6 dargestellt, bei der über der Abszisse die Ausgangsspannung Vin und über der Ordinate die Summe der Drain-Ströme der beiden Feldeffekttransistoren 57 und 58 aufgetragen sind, wobei die rechte Kurve dem Feldeffekttransistor 57 und die linke Kurve dem Feldeffekttransistor 58 zugeordnet sind.

Auf diese Weise führt die Signalhervorhebungsschaltung 17 eine Spannungs-Strom-Umsetzung, Absolutwertbildung und Störunterdrückung durch Unterdrückung des unter dem Wert Vp+Vs liegende unbedeutenden Signalanteils und Verstärkung der Ausleuchtungs- bzw. Helligkeitsdifferenz für die Scharfeinstellungsermittlung durch. Im übrigen ist eine Diode 60 zur Verhinderung einer fehlerhaften Arbeitsweise der nachstehend noch näher beschriebenen Integrationsschaltung aufgrund eines auf der Gegenspannung der Feldeffekttransistoren 57, 58 beruhenden Gegenstromes vorgesehen. Da jedoch die Drain-Spannung der Feldeffekttransistoren 57, 58 im allgemeinen durch Verringerung des Mittelpotentials der Schaltungsanordnung im Vergleich zum Massepotential GND der Integrationsschaltung erhalten werden kann, entfällt die Diode 60 häufig. Anstelle der Feldeffekttransistoren 57, 58 können auch normale Transistoren oder dgl. zur Erzielung einer äquivalenten Hervorhebungscharakteristik Verwendung finden.

Die Hervorhebungscharakteristik-Steuerschaltung 18 hat die Funktion, die Steuerspannung für die Signal­ hervorhebungsschaltung 17, d. h. die Spannung Vs am Verbindungspunkt 59, zur Festlegung des Hervorhebungs-Einsetzwertes bzw. des Unterdrückungswertes zu steuern, so daß die Hervorhebungscharakteristik variabel bzw. steuerbar ist. Hierzu wird ein nachstehend noch näher beschriebenes Digitalsignal einem Eingang 61 zugeführt und von einem Digital/Analog-Umsetzer 62 in ein über einen Ausgang 63 abgegebenes analoges Ausgangssignal umgesetzt, das sodann über eine aus einem Operationsverstärker 64 und Widerständen 65 und 66 bestehende Inverter-Pufferschaltung dem Verbindungs­ punkt 59 zugeführt wird. Der Digital/Analog- Umsetzer 62 benötigt nicht immer ein Quantisierungsvermögen in Form einer großen Anzahl von Bitstellen und kann ein Digital/Analog-Umsetzer in Form eines bekannten Leiternetzwerkes oder dgl. sein, wobei z. B. ein Digital/Analog- Umsetzer mit gutem Erfolg verwendet werden kann, wie er in Fig. 7 dargestellt ist.

Bei dem Digital/Analog-Umsetzer gemäß Fig. 7 wird von einer Konstantspannungsdiode 67 und einem Widerstand 68 zwischen einem Knotenpunkt 69 und einer Stromver­ sorgungsleitung Vcc eine Konstantspannung gebildet, während von einem Widerstand 70 und einem Transistor 71 ein Konstantstrom gebildet wird. Dieser Konstantstrom wird durch eine Anzahl gleicher Schaltungsabschnitte in eine Vielzahl quantisierter Strombeträge umgesetzt, zu deren jeweiliger Auswahl eine Vielzahl von entsprechend zugeordneten Feldeffekt- Transistorschaltern 72 vorgesehen ist. Die Feld­ effekt-Transistorschalter 72 werden jeweils von einem binär­ gewichteten Digitalsignal über einen Steuereingang 73 durchgeschaltet und gesperrt, wobei der über den jeweiligen Feldeffekt-Transistorschalter 72 erhaltene Konstantstrom einem einzelnen gemeinsamen Ausgang 74 zugeführt wird. Hierbei erfolgt durch einen Widerstand 75 eine Umsetzung dieser Ströme in Spannungswerte. Durch Einstellung der Beträge der einzelnen Konstantströme auf diskrete Werte von z. B. 1 mA, 2 mA, 4 mA, . . . , und gemeinsame Steuerung der Durchschaltung und Sperrung der einzelnen Feldeffekt- Transistorschalter 72 in Abhängigkeit von dem über dem Steuereingang 73 zugeführten binärgewichteten digitalen Eingangssignal wird somit ein Strom erhalten, der in eine über den Ausgang 74 abgegebene veränderliche Ausgangsspannung umgesetzt wird, so daß eine Digital/Analog- Umsetzung des digitalen Eingangssignals in ein Spannungssignal erfolgt.

Eine solche Digital/Analog-Umsetzung kann auch auf einfachere Weise erzielt werden, indem z. B. unter Ausnutzung der Konstantstrom-Charakteristik von Feldeffekttransistoren ein Feldeffekttransistor mit der gleichen Charakteristik wie der Feldeffekt-Transistorschalter 72 verwendet wird oder indem eine unterschiedliche Anzahl von Konstantstromquellen über einen einzigen Steuereingang in geeigneter Weise eingeschaltet werden.

Weiterhin ist in Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel für die Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 in Form einer Schaltungsanordnung dargestellt, bei der eine Analog/Digital-Umsetzung des Integrationsergebnisses stattfindet, wobei ein Operationsverstärker 76 und ein Kondensator 77 den grundsätzlichen Bestandteil dieser Schaltungsanordnung bilden. Wenn ein Feldeffekt-Eingangs­ steuertransistor 78 durch Anlegen eines hohen Signalwertes an einen Steuereingang 79 durchgeschaltet wird, kann die Eingabe des Integrationseingangssignals erfolgen. Bei Anliegen eines hohen Signalwertes an dem Steuereingang 79 erfolgt die Integration durch Durchschalten des Feld­ effekt-Eingangssteuertransistors 78 und Ableiten eines dem Ausgangssignal der Signalhervorhebungsschaltung 17 entsprechenden Stromes über die Diode 60, wobei dieser Strom durch den Spannungsanstieg am Ausgang des Operations­ verstärkers 76, d. h., durch das über den Kondensator 77 erhaltene Integrationsausgangssignal, gegeben ist, so daß eine Addition/Integration durch die an dem Kondensator 77 auftretende Spannung bewirkt wird. Dieser Vorgang stellt eine Integration in einer ersten Integrationsrichtung dar. Da das Signal der vorgeschalteten Stufe in Form eines Stromes vorliegt, ist eine genaue Integration über einen weiten Dynamikbereich gewährleistet.

Nachstehend sei näher auf die mit dieser Integration verbundene Analog/Digital-Umsetzung eingegangen. Zunächst wird durch Anlegen eines hohen Signalwertes an einen Eingang 80 ein Feldeffekt-Transistorschalter 81 zur Entladung des Kondensators 77 durchgeschaltet, so daß unter Verwendung des Operationsverstärkers 76 als Pufferverstärker dessen Ausgangsspannung auf Nullwert gebracht wird. Dieser Zustand wird als Integrationsrückstellung bezeichnet. Sodann wird der Eingang 80 mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt, so daß der Feldeffekt- Transistorschalter 81 sperrt und der Kondensator 77 aufgeladen werden kann. Daraufhin wird der Eingang 79 zum Durchschalten des Feldeffekt-Eingangssteuertransistors 78 mit einem hohen Signalwert beaufschlagt. Ein über die Diode 60 abgeleiteter Strom lädt den Kondensator 77 in der vorstehend beschriebenen Weise auf, wodurch die Ausgangsspannung (nachstehend mit Vo bezeichnet) des Operationsverstärkers 76 ansteigt.

Die Ausgangsspannung Vo läßt sich hierbei folgendermaßen wiedergeben:

Vo = ∫ (i₁/c) dt

wobei mit i₁ der vorstehend beschriebene Ableitstrom und mit C die Kapazität des Kondensators 77 bezeichnet sind. Dieser Vorgang entspricht der vorstehend beschriebenen Integration in der ersten Integrationsrichtung. Wenn sodann der Eingang 79 mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt wird, sperrt der Feldeffekt-Eingangssteuertransistor 78, womit die Integration in der ersten Integrationsrichtung abgeschlossen ist.

Wird sodann ein hoher Signalwert an einen Eingang 82 angelegt, so wird hierdurch ein Feldeffekt-Integrationssteuer­ transistor 83 für die zweite Integrationsrichtung durchgeschaltet, wodurch eine über einen Anschluß 84 und einen Widerstand 85 zugeführte Konstantspannung oder ein über den Anschluß 84 zugeführter Konstantstrom zur Bildung eines in bezug auf die erste Integrationsrichtung in Gegenrichtung fließenden Stromes verwendet wird, so daß eine Rückwärtsintegration erfolgt. Dieser Vorgang wird als Integration in der zweiten Integrationsrichtung (oder Analog/Digital-Integrationsumsetzung) bezeichnet. Mit i₂ sei der in Gegenrichtung fließende Strom bezeichnet. Durch Messung einer Zeit t₂, während der die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 76 auf Null abfällt (Ausgangsspannung zum Zeitpunkt der Rückstellung) wird die Analog/Digital-Umsetzung erreicht. Das heißt, wenn die Integration in der ersten Integrationsrichtung beendet ist, gilt Vo = ∫ (i₁/C) dt, während bei Beendigung der Integration in der zweiten Integrationsrichtung, wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 76 den Nullwert erreicht, gilt:

∫ t₀ (i₂/C) dt, t · i₂=Vo · C=∫ i₁ dt.

Durch Verwendung eines Zählers zur Messung des Zeitintervalls t besteht somit die Möglichkeit, den Betrag des Ableitstromes während der in der ersten Integrationsrichtung erfolgenden Integration in einen Digitalwert umzusetzen.

Nachstehend sei näher auf den Fall einer Analog/Digital-Umsetzung mit logarithmischer Komprimierung eingegangen. In diesem Fall besteht insofern ein Unterschied, als im Gegensatz zu der allgemeinen Zweirichtungsintegration (Zweirichtungs-Analog/Digital-Umsetzung) die Umsetzung bzw. Integration in der zweiten Richtung andersartig verläuft. Das heißt, allgemein erfolgt die Umsetzung bzw. Integration in der zweiten Richtung durch Rückwärtsintegration eines Konstantstromes. Demgegenüber wird nunmehr der Betrag des über den Anschluß 84 zugeführten Stromes in Abhängigkeit von der Rückwärtsintegrationszeit exponentiell gesteuert, wodurch die Rückwärtsintegrationszeit logarithmisch komprimiert wird. Bei diesem Verfahren ist jedoch zu beachten, daß die korrekte Erzeugung eines Stromes mit exponentiell ansteigender Intensität mit Schwierigkeiten verbunden ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird daher ein Strom, dessen Intensität der Klemmenspannung des Kondensators 77 proportional ist, zur Durchführung der Umsetzung bzw. Integration in der zweiten Richtung verwendet, womit die logarithmische Komprimierung bei der Analog/Digital-Umsetzung abgeschlossen ist. Das heißt, die Umsetzung bzw. Integration in der zweiten Richtung wird realisiert, indem ein Eingang 86 mit einem hohen Signalwert zum Durchhalten eines Feldeffekt-Transistorschalters 87 beaufschlagt wird, woraufhin ein der Spannung an den Polen des Kondensators 77 proportionaler Strom über einen Widerstand 88 fließt.

Durch Messung der Zeitdauer, die die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 76 zum Absinken unter eine bestimmte vorgegebene Spannung benötigt, wird die Analog/Digital-Umsetzung mit logarithmischer Komprimierung realisiert.

Diese vorgegebene Spannung muß jedoch sehr genau eingestellt werden. Bei der bei diesem Ausführungsbeispiel erfolgenden Analog/Digital-Umsetzung mit logarithmischer Komprimierung wird durch Addition der von einem winzigen Strom abhängigen Rückwärtsintegration und der von dem bei der allgemeinen Zweirichtungs-Analog/Digital-Umsetzung verwendeten Konstantstrom abhängigen Rückwärtsintegration eine Approximation einer Analog/Digital-Umsetzung mit logarithmischer Komprimierung erzielt. Das heißt, die von dem über den Widerstand 88 fließenden Strom abhängige und über den Eingang 86 gesteuerte Rück­ wärtsintegration sowie die von dem über den Anschluß 84 erhaltenen winzigen Strom abhängige und über den Anschluß 82 gesteuerte Rückwärtsintegration laufen zusammen, so daß die Bestimmung der Beendigung der Rückwärtsintegration bzw. die Beurteilung der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 76 auf einen Vergleich mit einem Nullpotential vereinfacht und die geforderte absolute Genauigkeit auf das Erfordernis einer Signalverarbeitung beschränkt wird, was einen vereinfachten Schaltungsaufbau bei einfacher Realisierung eines vergrößerten Dynamikbereiches durch den Digitalwert der angenäherten Logarithmierung ermöglicht.

Weiterhin ist in Fig. 4 ein Vergleichsschaltungs­ abschnitt 20 A für die bei der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 erfolgende Analog/Digital-Umsetzung dargestellt, der einen Teil der Anzeigesteuerschaltung 20 gemäß Fig. 3 bildet. Über einen Vergleicher 89 wird die Beendigung der von der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 in der zweiten Integrationsrichtung vorgenommenen Integration ermittelt, d. h., im Falle der üblichen Zweirichtungsintegration erfolgt eine Nullwertermittlung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 76 bzw. eine Feststellung der Tatsache, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 76 während der vorstehend beschriebenen Integrationsrückstellzeit gleich dem Ausgangssignal der Integrationsschaltung wird. Zu diesem Zweck wird über einen Anschluß 90 ein Bezugspotential als Vergleichs­ referenzpotential zugeführt. Wenn das Ausgangssignal der Integrationsschaltung über dem Referenzpotential liegt, wird am Ausgang 91 des Vergleichers 89 ein hoher Signalwert erhalten. In bezug aufdie Zusammenschaltung der Integrationsschaltung mit dem Vergleicher können z. B. Maßnahmen zur Unterdrückung der Offset-Eingangsspannungen des Operationsverstärkers und des Vergleichers in Form der Schaltungsanordnungen gemäß den Fig. 8 und 9 getroffen werden. In den Schaltungsanordnungen gemäß den Fig. 8 und 9 bezeichnen die Bezugszahl 92 einen Operationsverstärker für die Integration, die Bezugszahl 93 einen Kondensator für die Integration, die Bezugszahl 94 einen Vergleicher, die Bezugszahl 95 einen Eingang, die Bezugszahl 96 einen als Schalter wirkenden Feldeffekt-Eingangssteuertransistor, die Bezugszahl 97 einen Steuereingang, die Bezugszahl 98 eine Konstantstromquelle für die Rückwärtsintegration, die Bezugszahl 99 einen als Schalter wirkenden Feldeffekt- Steuertransistor für die zweite Integrationsrichtung, die Bezugszahl 100 einen Steuereingang für die zweite Integrationsrichtung, die Bezugszahl 101 einen als Schalter wirkenden Feldeffekt-Rückstellsteuertransistor, die Bezugszahl 102 einen Rückstelleingang und die Bezugszahl 103 einen Vergleichsausgang.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 8 ist ein als Schalter arbeitender Feldeffekt-Offsetspeicher­ steuertransistor 104 mit dem Rückstellsteuereingang 102 verbunden und wird bei der Rückstellung in Betrieb genommen, wodurch der Vergleicher 94 als Pufferstufe wirkt. Das hierdurch erhaltene Offsetpotential des Operationsverstärkers 92 und des Vergleichers 94 wird über den Feld­ effekt-Offsetspeichersteuertransistor 104 dem Kondensator 105 zugeführt und darin abgespeichert. Dieses Potential dient als Vergleichsreferenzspannung bei der Durchführung der vorstehend beschriebenen Zweirichtungsintegration und wird dem Vergleicher 94 zugeführt.

In ähnlicher Weise wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 9 während der Rückstellung das ermittelte Offsetpotential des Operationsverstärkers 92 und des Vergleichers 94 über den Feldeffekt-Rückstell­ steuertransistor 101 dem Kondensator 93 zur Integration und Abspeicherung des Potentials als Anfangswert zugeführt. Indem der Inversionszustand des über den Ausgang 103 abgegebenen Vergleichsausgangssignals bei der Zwei­ richtungsintegration gleich dem Zustand während der Rückstellzeit gehalten wird, kann die Offsetspannung der Schaltunganordnung unterdrückt werden. Die Bezugszahl 106 bezeichnet einen Widerstand zur Verhinderung von Schwingungen aufgrund der Rückkopplungsschleifenverstärkung durch die direkte Verbindung des Operationsverstärkers 92 mit dem Vergleicher 94.

Nachstehend werden praktische Ausführungsbeispiele für die jeweiligen Analogschaltungen aufeinanderfolgend näher beschrieben. Unter Bezugnahme auf Fig. 10 sei zunächst auf die Abtast/Speicherschaltungen 47 und 50 gemäß Fig. 4 eingegangen, die als Feldeffekt-Transistorschaltungen mit einem Eingang 107, einem Ausgang 108 und einem Steuereingang 109 aufgebaut sind. Der Steuereingang 109 entspricht hierbei dem Eingang 48 bzw. 49 gemäß Fig. 4. Das über den Eingang 107 zugeführte Signal gelangt nach einer Stromverstärkung durch eine aus einem Feldeffekttransistor 110 und einem Widerstand 111 bestehende Source-Folgerschaltung zu einem Knotenpunkt 112. Wenn an dem Steuereingang 109 ein hoher Signalwert ansteht, wird ein Feldeffekt-Transistorschalter 113 durchgeschaltet, was zur Folge hat, daß das an dem Knotenpunkt 112 anstehende Potential in einem Kondensator 114 gespeichert wird (d. h., abgetastet wird). Wenn der Steuereingang 109 mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt wird, wird der Feldeffekt- Transistorschalter 113 zur Speicherung des Signals gesperrt. Das zwischen den Polen des Kondensators 114 wird sodann über eine aus einem Feldeffekttransistor 115 und einem Widerstand 116 bestehende Source-Folgerschaltung als abgetastetes und zwischengespeichertes Potential einem Ausgang 108 zugeführt.

In Fig. 11 ist RC-Differenzierglied dargestellt, das anstelle des Differenzverstärkers 52 und der Abtast/Speicher­ schaltung 50 der Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 Verwendung finden kann. Das Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 47 der vorhergehenden Stufe in der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 steht an einem Eingang 117 an, so daß die Spannungsänderung an dem Eingang 117 von der aus einem Kondensator 118 und einem Widerstand 119 bestehenden RC-Schaltung zur Bildung eines über einen Ausgang 120 abgegebenen Ausgangssignals differenziert wird. Durch diese Schaltungsanordnung läßt sich die Anzahl der Bauelemente erheblich verringern.

Die Analogschaltung gemäß Fig. 4, bei der, wie vorstehend beschrieben, eine große Anzahl von Feldeffekttransistoren und Feldeffekt-Transistorschaltern Verwendung findet, kann mit Ausnahme einiger externer Kondensatoren in Form eines einzigen integrierten Schaltkreises bzw. IC-Chips in moderner MOS-FET-Technik und Bi-MOS-Technik auf relativ einfache Weise hergestellt werden.

In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß der vorstehend beschriebene Feldeffekttransistor hauptsächlich eine hohe Eingangsimpedanz aufweisen soll und daher auch durch eine Darlington-Transistorschaltung ersetzt werden kann und daß der Feldeffekt-Transistorschalter, obwohl unter dem Gesichtspunkt seiner Eigenschaften und Kennwerte in Form eines CMOS-Feldeffekt-Transistorschalters sehr vorteilhaft, auch aus einer Kombination von Transistoren oder einem anderen geeigneten Halbleiterschalter bestehen kann.

Nachstehend wird nun in Verbindung mit der Anordnung gemäß Fig. 2 die Verwendung von zwei opto­ elektronischen Wandlerelementeanordnungen in Verbindung mit einem Ausführungsbeispiel einer Analogschaltung auf der Basis der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 unter Bezugnahme auf Fig. 2 näher beschrieben.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 12 umfaßt die aus den Feldeffekt-Transistorschaltern 26 und 27 gemäß Fig. 4 bestehende Serien-Eingabesteuerschaltung 121 für das Analog-Schieberegister 28, die einem Analogeingang vorgeschaltet ist, einen ersten Bildsensorblock 13 a, der aus einem optoelektronischen Wandlerabschnitt 122 a, einem Ladungsverschiebungsabschnitt 123 a und einem Analog- Schieberegisterabschnitt 124 a besteht, einen Block 13 c, in dem ein mit Masse verbundener Ladungsverschiebungsabschnitt 123 c und ein Analog-Schieberegisterabschnitt 124 c zusammengefaßt sind, und einen zweiten Bildsensorblock 13 b, der aus einem optoelektronischen Wandlerabschnitt 122 b, einem Ladungsverschiebungsabschnitt 123 b und einem Analog-Schieberegisterabschnitt 124 b besteht und dem eine analoge Signalverarbeitungsschaltung in der in Fig. 4 veranschaulichten Weise nachgeschaltet ist. Die optoelektronischen Wandlerabschnitte 122 a und 122 b enhalten jeweils die optoelektronischen Wandlerelemente 30 sowie die Feldeffekt-Transistorschalter 32 gemäß Fig. 4, die derart angeordnet sind, daß die in Abhängigkeit von der empfangenen Lichtmenge gebildete Ladungsmenge einen Anstieg der erzeugten Spannung bewirkt. Zur Erzielung eines konstanten Signalbereiches muß somit die Integrationsdauer des Signals genau gesteuert werden. Zu diesem Zweck werden über die Serien-Eingabesteuerschaltung 121 vorgegebene Bezugsspannungen zugeführt, die einem Minimalwert und einem Maximalwert für die in den optoelektronischen Wandlerabschnitten 122 a und 122 b zu erhaltenden Signale entsprechen und über die Analog-Schieberegister­ abschnitte 124 a→124 c→124 b weitergeleitet werden, um als Bezugswerte für den Vergleich der oberen und unteren Werte des über den Analog-Schieberegisterabschnitt 124 b der optoelektronischen Wandlerabschnitte 122 a und 122 b erhaltenen Signals zu dienen. Die Ladungsverschiebungsabschnitte 123 a bis 123 c entsprechen hierbei dem Feldeffekt- Transistorschalter 34 gemäß Fig. 4, während die Analog-Scheiberegisterabschnitte 124 a bis 124 c dem Analog- Schieberegister 28 gemäß Fig. 4 entsprechen. Ein Operationsverstärker 125 ist mit Widerständen 126 und 127 versehen und dient als Pufferverstärker für die Verstärkung des abgetasteten und zwischengespeicherten Videosignals, das an einem Verbindungspunkt 128 ansteht. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 125 repräsentiert in zeitlicher Folge das von den optoelektronischen Wandlerabschnitten 122 a und 122 b abgegebene Signal sowie die vorstehend beschriebenen Minimal- und Maximal-Bezugssignale, so daß bei Anstehen eines niedrigen Signalwertes an einem Nullwert-Speichersteuereingang 129 das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 125 von einer Abtast/Speicherschaltung 130 abgetastet und zwischengespeichert wird, die sodann ein Ausgangssignal abgibt, das als Minimal- Referenzwert verwendbar ist. Wenn an einem Vollwert- Speichersteuereingang 131 ein niedriger Signalwert ansteht, wird das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 125 von einer Abtast/Speicherschaltung 132 abgetastet und zwischengespeichert, die sodann ein Ausgangssignal abgibt, das als Maximal-Referenzwert verwendbar ist.

Damit das von den optoelektronischen Wandlerabschnitten 122 a und 122 b abgegebene Signal im optimalen Arbeitsbereich der Schaltungsanordnung liegt, wird der Spitzenwert dieses Signals auf einen bestimmten Wert gedämpft bzw. unterdrückt. Hierzu ist eine Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung 134 vorgesehen, die in Abhängigkeit von dem Anstehen eines hohen Signalwertes an einem Spitzenwert-Speichereingang 133 den Spitzenwert des von den optoelektronischen Wandlerabschnitten 122 a und 122 b abgegebenen Signals festhält bzw. zwischenspeichert. Mit der Bezugszahl 135 ist ein Rückstelleingang der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 134 bezeichnet. Durch Anlegen eines hohen Signalwertes an den Rückstelleingang 135 wird der gespeicherte Spitzenwert gelöscht.

In Fig. 13 ist ein Ausführungsbeispiel für den Aufbau einer solchen Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung mit Hilfe von Feldeffekttransistoren dargestellt. Wenn der Spitzenwert-Speichereingang 133 mit einem hohen Signalwert beaufschlagt wird, wird ein Feldeffekt-Transistorschalter 136 durchgeschaltet, so daß ein an einem Eingang 137 anstehendes Signal über eine aus einem Feldeffekttransistor 138 und einem Widerstand 139 bestehende Source-Folgerschaltung zu einem Knotenpunkt 140 gelangt. Ist das Potential an diesem Knotenpunkt 140 höher als die in Form eines Potentials an einem Knotenpunkt 142 festgehaltene vorherige Spitzenspannung, d. h., stellt die derzeitige Spannung den höheren Spitzenwert dar, wird die Spannung an dem Knotenpunkt 142 über eine Diode 143 auf einen der gegenwärtigen Spannung an dem Knotenpunkt 140 gleichen Wert eingestellt. Ein Feldeffekt-Transistorschalter 144 wird in Abhängigkeit vom Anstehen eines hohen Signalwertes an dem Rückstelleingang 135 zur Rückstellung bzw. Löschung des Kondensators 141 durchgeschaltet, wodurch das Potential an dem Knotenpunkt 142 auf Null abfällt. Das heißt, der bisher zwischengespeicherte Spitzenwert wird gelöscht. Ein Feldeffekttransistor 145 bildet zusammen mit einem Widerstand 146 eine Source-Folgerschaltung und leitet die an dem Knotenpunkt 142 anstehende Spannung, d. h., die bis zu diesem Zeitpunkt vorliegende Spitzenspannung, zu einem Eingang 147 weiter.

In Fig. 14 ist ein Ausführungsbeispiel für den Aufbau eines Teils einer Haupt-Ablaufsteuerschaltung dargestellt, die einen Teil der nachstehend noch näher beschriebenen System-Ablaufsteuerschaltung 22 gemäß Fig. 3 bildet. Die in Fig. 14 dargestellte Schaltungsanordnung dient zur Bestimmung der Integrationsdauer der optoelektronischen Wandlerelemente durch Verwendung der über die Abtast/Speicherschaltung 130, die Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung 134 und die Abtast/Speicherschaltung 132 gemäß Fig. 12 erhaltenen Vergleichsreferenz­ werte.

Das heißt, das Ausgangssignal der zur Vergleichsreferenzwertbildung vorgesehenen Abtast/Speicherschaltung 130 gemäß Fig. 12 wird als Minimal-Referenzwert einem Eingang 148 zugeführt, während das Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 132 einem Eingang 149 als Maximal- Referenzwert zugeführt wird, wodurch über Widerstände 150, 151 und 152 an einem Knotenpunkt 153 ein oberes Vergleichsreferenzpotential und an einem Knotenpunkt 154 ein unteres Vergleichsreferenzpotential gebildet werden. Das Ausgangssignal der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 134 wird einem Spitzenwerteingang 155 zugeführt.

Wenn hierbei der Spitzenwert des Signals das obere Vergleichsreferenzpotential übersteigt, gibt ein Vergleicher 156 über einen Ausgang 157 ein Signal hohen Wertes ab, während bei Absinken des Spitzenwertes des Signals unter das untere Vergleichsreferenzpotential ein Vergleicher 158 über einen Ausgang 159 ein Signal hohen Wertes abgibt.

Bevor das vorstehend beschriebene Signal gebildet und die nächste Integrationsdauer mit einer nachstehend noch näher beschriebenen zeitlichen Abstimmung festgelegt wird, wird ein Eingang 160 mit einem Integrationsdauer- Änderungstakt beaufschlagt.

Wenn der Spitzenwert das obere Vergleichsreferenzpotential überschreitet, da die gegenwärtige Integrationsdauer zu lang ist, wird hierdurch aufgrund des an dem Ausgang 157 anstehenden hohen Signalwertes ein über den Eingang 160 zugeführtes Taktsignal über ein UND-Glied 161 und eine Verbindung 162 einem Eingang DOWN eines Zweirichtungszählers 163 zugeführt, wodurch der über den Ausgang 164 des Zweirichtungszählers 163 abgegebene erforderliche Wert der Integrationsdauer um eine Einheit verringert wird und die Integrationsdauer in der Haupt-Ablaufsteuerschaltung zur Erzielung einer Verkürzung um eine Stufe verkleinert wird.

Wenn dagegen die derzeitige Integrationsdauer zu kurz ist und der Spitzenwert des Signals unter das untere Vergleichsreferenzpotential abfällt, wird ein UND-Glied 165 durch das an dem Ausgang 159 anstehende Signal hohen Wertes durchgeschaltet und leitet das über den Eingang 160 zugeführte Taktsignal über eine Verbindung 166 zu einem Takteingang UP des Zweirichtungszählers 163 weiter, wodurch der erforderliche Wert der Integrationsdauer um eine Einheit erhöht wird, was eine Verlängerung der Integrationsdauer um eine Stufe zur Folge hat.

Durch eine solche Rückkopplung zur Erzielung einer optimalen Integrationsdauer in Abhängigkeit von der Signalspitzenspannung wird die Signalspannung einge­ stellt.

Hierbei ist zu beachten, daß zum Zeitpunkt der Einschaltung der elektrischen Stromquelle die Integrationsdauer zwangsweise einen vorgegebenen Wert annimmt. Danach wird die vorstehend beschriebene Steuerung durchgeführt. Zu diesem Zweck wird ein nachstehend noch näher beschriebener Anfangswert 167 einem Dateneingang IN des Zweirichtungszählers 163 zugeführt, wobei gleichzeitig ein Stromversorgungs-Einschaltsignal 168 einem Voreinstellungseingang PRESET zugeführt wird, so daß zu Beginn der Ablaufsteuerung die Einstellung des Anfangswertes durchgeführt wird.

Die vorstehend beschriebene Signalverarbeitung und Signalsteuerung werden auf der Basis einer Reihe von Ablaufsteuerungen durchgeführt. Zur Erläuterung dieser Vorgänge ist der Aufbau der einen Teil der System-Ablauf­ steuerschaltung 22 bildenden und diese Ablaufsteuerung durchführenden Haupt-Ablaufsteuerschaltung in Fig. 15 dargestellt, während in Fig. 16 die Beziehung der Eingangs- und Ausgangssignale der jeweiligen Schaltungsteile und in Fig. 17 die Steuerung der Analogschaltung gemäß Fig. 4 durch die Haupt-Ablaufsteuerschaltung veranschaulicht sind.

Sämtliche Taktsignale werden von einem Haupttaktgenerator 170 auf der Basis des Ausgangssignals eines Hauptoszillators 169 erhalten. Der Haupttaktgenerator 170 gibt 10, einander nicht überdeckende Taktsignale Φ₀, . . . , Φ₉ ab und führt die Signalverarbeitung mit jedem Taktsignalzyklus weiter.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 15 wird ausgehend von dem Einschalten der elektrischen Stromquelle nachstehend näher beschrieben. Beim Einschalten der elektrischen Stromquelle beginnt der Haupttaktgenerator 170 zu arbeiten. Nach dem Einschalten der elektrischen Stromquelle bewirken ein Widerstand 171 und ein Kondensator 172 die Bildung eines Signals mit dem in Fig. 16(a) dargestellten Verlauf an einem Verbindungspunkt 173, wodurch eine Feststellung der Stromversorgung erfolgt. Die Zahlenwerte in der untersten Reihe von Fig. 16 entsprechen den Zeitintervallen des Auftretens der vorstehend genannten Takte Φ₀, . . . , Φ₉, d. h., den jeweiligen Folgezyklen, wobei der Abstand zwischen den eine jede Zahl einschließenden Teilungslinien in zehn gleiche Teile unterteilt ist, bei denen jeweils die Taktsignale Φ₀, . . . , Φ₉ in entsprechenden Zeitabständen auftreten. Im Rahmen der nachstehenden Beschreibung wird daher die Zeit bzw. der Zeitpunkt, bei dem ein Taktimpuls Φ _i (i=0, 1, . . . , 9) im n-ten Taktzyklus auftritt, mit (n-Φ _i ) bezeichnet.

Das heißt, zu einem Zeitpunkt vor (0-Φ₇) wird die elektrische Stromquelle eingeschaltet. Sodann steigt das Potential an dem Verbindungspunkt 173 allmählich an und überschreitet das Inversionspotential eines Inverters 174 vor dem Zeitpunkt (2-Φ₇), wie dies in Fig. 16(a) dargestellt ist, wodurch das über einen Ausgang 177 abgegebene Ausgangssignal des Inverters 174 auf einen niedrigen Signalwert übergeht. Diese Situation ist durch den Signalverlauf (b) in Fig. 16 dargestellt. Das heißt, das Ausgangssignal des Inverters 174 geht zum Zeitpunkt (0-Φ₇) auf einen niedrigen Wert über. Hierdurch gibt ein UND-Glied 175 über einen Ausgang 176 für zumindest die gleiche Dauer ein Signal niedrigen Wertes ab, wie dies in Fig. 16(g) veranschaulicht ist. In Abhängigkeit von den an den Ausgängen 177 und 176 anstehenden Signalen wird ein RS-Flip-Flop 178 zumindest innerhalb der vor dem Zeitpunkt (0-Φ₇) liegenden Zeitdauer über seinen Setzeingang S mit einem hohen Signalwert und über seinen Rückstelleingang R mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt, so daß das über seinen Q-Ausgang 179 abgegebene Signal für zumindest die in Fig. 16(c) dargestellte Zeitdauer einen hohen Wert annimmt. (Zu diesem Zeitpunkt wird das über den Q-Ausgang 179 des RS-Flip-Flops 178 abgegebene Ausgangssignal z. B. als Stromquellen-Einschaltsignal 168 dem Voreinstelleingang PRESET des Zweirichtungszählers 163 gemäß Fig. 14 zugeführt). Während der in Fig. 16(b) dargestellten Zeitdauer wird das Signal hohen Wertes über ein ODER-Glied 180 dem Setzeingang S eines synchronisierenden RS-Flip-Flops 181 zugeführt. Während der in Fig. 16(a) dargestellten Zeitdauer wird das Signal niedrigen Wertes über ein UND-Glied 182 dem Rückstelleingang R des RS-Flip-Flops 181 zugeführt. Da das RS-Flip-Flop 181 durch den Takt Φ₇ des Haupttaktgenerators 170 bei Erhalt des hohen Signalwertes an dem Setzeingang S und Erhalt des niedrigen Signalwertes an dem Rückstelleingang R nach dem Zeitpunkt (0-Φ₇) und vor dem Zeitpunkt (2-Φ₇) synchronisiert ist, gehen das über seinen Ausgang Q abgegebene Ausgangssignal 183 auf einen hohen Wert und das über seinen Ausgang abgegebene Ausgangssignal 184 auf einen niedrigen Wert über, und zwar zum Zeitpunkt (0-Φ₇), wie dies für das Signal 183 in Fig. 16(d) dargestellt ist. Auf diese Weise arbeitet das System im sog. Anfangsübertragungsbetrieb. Ein Übergang des -Ausgangssignals 184 vom hohen auf den niedrigen Signalwert zum Zeitpunkt (1-Φ₇) bewirkt, daß eine Übertragungssteuerschaltung 185 aus ihrem Rück­ stellzustand freigegeben wird. Da die Übertragungssteuerschaltung 185 mit dem Takt Φ₀ synchronisiert ist, beginnt eine Zählung (1 bis 1023) zum Zeitpunkt (1-Φ₀) in der in Fig. 16(e) dargestellten Weise. Gleichzeitig wird ein Integrationsdauer-Zähler 186 zu einem Zeitpunkt zurückgestellt, bei dem das Q-Ausgangssignal 183 des RS-Flip-Flops 181 von seinem niedrigen auf seinen hohen Signalwert übergeht.

Außerdem führt der nach dem Zeitpunkt (0-Φ₇) erfolgende Übergang des -Ausgangssignals 184 des RS-Flip-Flops 181 auf seinen niedrigen Signalwert nach dem Zeitpunkt (1-Φ₃) zu einem Übergang des Q-Ausgangssignals eines D-Flip-Flops 187 auf seinen niedrigen Signalwert, da das D-Flip-Flop 187 mit dem Takt Φ₃ synchronisiert ist. Die Übertragungssteuerschaltung 185 ist mit dem Takt Φ₀ synchronisiert und führt in Abhängigkeit von den über den Haupttaktgenerator 170 erhaltenen Taktsignalen Φ₀, Φ₁, . . . Φ₉ die Zählung und Steuerung in einer nachstehend noch näher beschriebenen Weise durch.

Am Ende der Zählung (nach der den Wert 1023 einschließende Zählung und vor der Zählung des Wertes 1024) geht ein Voraus-Übertragungssignal 188 nach dem 1023. Taktzyklus in der in Fig. 16(e) dargestellten Weise auf einen hohen Wert über. Dieses Signal und das vorher auf einen hohen Wert übergegangene Signal an dem Verbindungspunkt 173 werden dem UND-Glied 182 zugeführt, so daß dessen Ausgangssignal und damit das dem Rückstelleingang R des RS-Flip-Flops 181 zugeführte Signal nach dem 1023. Taktzyklus auf einen hohen Wert übergehen.

Da das Q-Ausgangssignal 183 des RS-Flip-Flops 181 nach dem Zeitpunkt (0-Φ₇) einen hohen Wert aufweist, bleibt der Integrationsdauer-Zähler 186 zurückgestellt, so daß das Übertragsignal 189 seinen niedrigen Wert beibehält, wie dies in Fig. 16(h) dargestellt ist. Da ferner das Signal am Ausgang 177 bis zu diesem Zeitpunkt (1023. Taktzyklus) einen niedrigen Wert aufweist, gibt auch das ODER-Glied 180 einen niedrigen Signalwert ab. Aus diesem Grunde wird das RS-Flip-Flop 181, bei dem nach dem Zeitpunkt (1023-Φ₀) am Setzeingang S ein niedriger und am Rückstelleingang R ein hoher Signalwert anstehen, von dem Takt Φ₇ zum Zeitpunkt (1023-Φ₇) zurückgestellt, so daß das Q-Ausgangssignal 183 einen niedrigen und das -Ausgangssignal 184 einen hohen Wert annehmen.

Hiermit ist der Anfangsübertragungsvorgang abgeschlossen unddas Q-Ausgangssignal 183 des RS-Flip-Flops 181 weist einen niedrigen Wert auf. Sodann beginnt der Integrationsdauer-Zähler 186 zu zählen, und zwar mit einer zeitlichen Steuerung durch den Takt Φ₀. Dies wird als Anfangsspeicherbetrieb bezeichnet. Gleichzeitig geht das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 auf einen hohen Wert über, so daß die Übertragungssteuerschaltung 185 zurückgestellt wird, wodurch das Voraus-Übertragsignal 188 zum Zeitpunkt (1023-Φ₇) auf einen niedrigen Wert übergeht. Da das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 nach dem Zeitpunkt (1023-Φ₇) auf einen hohen Wert übergeht und das D-Flip-Flop 187 mit dem Takt Φ₃ synchronisiert ist, geht sein Q-Ausgangssignal zum Zeitpunkt (1024-Φ₃) in der in Fig. 16(f) dargestellten Weise auf einen hohen Wert über.

Der Integrationsdauer-Zähler 186 dient zur Durchführung einer Frequenzteilung mit dem Faktor 2 ^N , wobei N gegeben ist. Wenn somit der Wert "N" auf den Setzeingang S gegeben wird, gibt der Zähler 186 ein Taktsignal mit einer Frequenz ab, die durch Teilung der Frequenz des Eingangstaktes durch 2 ^N gewonnen wird. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird für einen gegebenen Wert N ein Ausgangswert von 2 ^N als sog. Übertrag von 2 ^N verwendet.

Das Q-Ausgangssignal des D-Flip-Flops 187 geht nach dem Zeitpunkt (1024-Φ₃) auf einen hohen Wert über, so daß das UND-Glied 175 aufgrund der Tatsache, daß das Signal an dem Verbindungspunkt 173 bereits vorher auf einen hohen Wert übergegangen ist, dem Rückstelleingang R (176) des RS-Flip-Flops 178 ein Signal hohen Wertes zuführt. Da der Setzeingang S (177) des RS-Flip-Flops 178 vorher mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt worden ist, erfolgt eine Rückstellung, so daß das Q-Ausgangssignal 179, d. h., das Anfangsunterdrückungssignal, zum Zeitpunkt (1024-Φ₃) auf einen niedrigen Wert übergeht. Dieses Anfangsunterdrückungssignal entspricht dem Signal 168 gemäß Fig. 14. Da vor dem Zeitpunkt (1024-Φ₃) das Q-Ausgangssignal 179 des RS-Flip-Flops 178 einen hohen Wert aufweist, tritt an einen Ausgang 192 eines Datenwählglieds 190 ein Anfangseinstellwert 191 auf. Dieser Anfangseinstellwert 191 ist in Fig. 14 mit der Bezugszahl 167 bezeichnet. Ferner weist nach dem Zeitpunkt (1024-Φ₃) das Q-Ausgangssignal 179 des RS-Flip-Flops 178 einen niedrigen Wert auf, wodurch das Ausgangssignal des Inverters 193 einen hohen Wert annimmt, so daß der erforderliche Wert 194 der Integrationsdauer (der in Fig. 14 mit der Bezugszahl 164 bezeichnet ist) über das Datenwählglied 190 am Ausgang 192 abgegeben wird. Das heißt; das Datenwählglied 190 gibt wahlweise seine Eingangsignale bzw. die Anfangseinstellwerte 191 oder 194 in Abhängigkeit von den hohen oder niedrigen Signalwerten des Q-Ausgangssignals 179 des RS-Flip-Flops 178 ab.

Ein Zwischenspeicher 195 wird von dem Voraus-Übertragsignal 188 der Übertragungssteuerschaltung 185 taktsynchronisiert, so daß die über einen Ausgang 196 abgegebene Information vor dem 1023. Taktzyklus nicht taktsynchronisiert und damit instabil ist, jedoch nach dem 1023. Taktzyklus gleich dem vorstehend beschriebenen Anfangseinstellwert wird. Durch das nächste Voraus-Über­ tragsignal 188 (Taktzyklus 2050 gemäß Fig. 16) wird die Information gleich dem erforderlichen Wert 194 der Integrationsdauer, und zwar direkt vor dem Takt für dieses Übertragsignal 188. Wie vorstehend beschrieben, wird nach dem Zeitpunkt (1023-Φ₇) der Integrationsdauer- Zähler 186 in den Zählzustand versetzt, da sein Rückstelleingang R mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt wird, während seinem Setzeingang S der von dem Zwischenspeicher 195 bei dem 1023. Taktzyklus (bis zum 2050. Taktzyklus) festgehaltene Anfangseinstellwert bzw. Anfangssollwert zugeführt wird, so daß mit dem Zählen des Einstellwertes, z. B. des Wertes 2, bis zum Betrag 2² bzw. 4 mit einer von dem Takt Φ₀ abhängigen zeitlichen Steuerung derart begonnen wird, daß für (1024-Φ₀) der Wert 1, für (1025-Φ₀) der Wert 2, usw. in der in Fig. 16(h) dargestellten Weise gezählt wird.

Wie Fig. 16 zu entnehmen ist, geht bei Erreichen des Zählerstandes 4 zum Zeitpunkt (1027-Φ₀) das Übertragsignal 189 des Integrationsdauer-Zählers 186 auf einen hohen Wert über, wodurch der Setzeingang S des RS-Flip-Flops 181 über das ODER-Glied 180 mit einem Signal hohen Wertes beaufschlagt wird.

Wie vorstehend beschrieben, ist die Übertragungssteuerschaltung 185 zu diesem Zeitpunkt bereits durch das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 zurückgestellt, nämlich nach dem Zeitpunkt (1023-Φ₇), so daß das Voraus-Übertragungssignal 188 einen niedrigen Wert aufweist, was dazu führt, daß auch das Ausgangssignal des UND-Gliedes 182 einen niedrigen Wert aufweist und daher der Rückstelleingang R des RS-Flip-Flops 181 R mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt wird. Da das RS-Flip-Flop 181 mit dem Takt Φ₇ taktsynchronisiert ist, wird es zum Zeitpunkt (1027-Φ₇) gesetzt, wobei das Q-Ausgangssignal 184 auf einen hohen und das -Ausgangssignal 184 auf einen niedrigen Wert übergehen. Durch diesen Vorgang wird der Anfangsspeicherbetrieb abgeschlossen.

Wenn das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 zum Zeitpunkt (1027-Φ₇) auf einen niedrigen Wert übergeht, wird die Übertragungssteuerschaltung 185 in den Zählzustand versetzt und zählt in Abhängigkeit von dem Takt Φ₀ für den 1028. Taktzyklus den Wert 1, für den 1029. Taktzyklus den Wert 2 usw. Dieser Vorgang wird als "Übertragungsbetrieb" bezeichnet. Da das Q-Ausgangssignal 183 des RS-Flip-Flops 181 einen hohen Wert aufweist, wird gleichzeitig der Integrationsdauer-Zähler 186 zurückgestellt. Ferner wird dem D-Flip-Flop 187 beim Takt Φ₃ der niedrige Signalwert des -Ausgangssignals 184 des RS-Flip-Flops 181 zugeführt, dessen -Ausgangssignal zum Zeitpunkt (1028-Φ₃) auf einen niedrigen Wert übergeht. Während des Übertragungsbetriebs beginnt die Übertragungssteuerschaltung 185 zu zählen. Wie vorstehend beschrieben, wird bei der Zählung des Wertes 1023, d. h., beim Taktzyklus 2050, ein Übertragsignal 188 abgegeben. In Abhängigkeit von dem beim 2050. Taktzyklus auftretenden hohen Signalwert des Übertragsignals 188 wird das RS-Flip-Flop 181 zum Zeitpunkt (2050-Φ₇) zurückgestellt, womit der Übertragungsbetrieb beendet ist. Sodann erfolgt ein Übergang auf einen Speicherbetrieb, der in Form eines Übertragungsvorgangs ähnlich dem Anfangsspeicherbetrieb durchgeführt wird, wobei diese beiden Betriebsarten einander abwechseln. Der Unterschied zu der vorherigen Betriebsart besteht darin, daß aufgrund der Tatsache, daß das RS-Flip-Flop 178 bereits zurückgestellt ist, sein -Ausgangssignal 179 den Betrag der Integrationsdauer 194 festlegt. Das heißt, bevor die mit dem Zwischenspeicher 195 taktsynchronisierte Übertragungssteuerschaltung 185 1023 Taktzyklen (vor dem Taktzyklus 2050 gemäß Fig. 16) gezählt hat, wird dem Eingang 194 das Signal 164 der Integrations­ dauer-Steuerschaltung gemäß Fig. 14 zugeführt. Durch diese Information wird der nächste Zeitzählwert des Integrationsdauer-Zählers 186, d. h., die Speicherbetriebszeit, bestimmt. Auf diese Weise wird die Zeit des Speicherbetriebs auf der Basis des kurz vor Beendigung des Übertragungsbetriebs bestimmten Wertes geändert. Somit wechseln der Übertragungsbetrieb und der Speicherbetrieb einander ab.

Wenn das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 und das -Ausgangssignal 198 des D-Flip-Flops 187 beide auf einen hohen Signalwert übergegangen sind (d. h., daß das -Ausgangssignal 183 des RS-Flip-Flops 181 und das -Ausgangssignal des D-Flip-Flops 187 beide einen niedrigen Signalwert aufweisen), wird über das UND-Glied 197 während des vorstehend beschriebenen Ablaufs, d. h., zu Beginn des Speicherbetriebs (gemäß Fig. 16 zur Zeit (1023-Φ₇) - (1024-Φ₃), (2050-Φ₇) - (2051-Φ₃)) ein Speicherlöschsignal 199 in der in Fig. 16(i) dargestellten Weise abgegeben. Dieses Speicherlöschsignal 199 wird dem Anti-Überhellungs­ anschluß 33 gemäß Fig. 4 bzw. Fig. 12 zugeführt, wodurch der Feldeffekt-Transistorschalter 32 zur Löschung der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente 30 durchgeschaltet wird.

In Fig. 16(j) sind Schiebeimpulse SH dargestellt, die dem Gate-Anschluß 35 des als Schalter wirkenden Feldeffekt- Verschiebungssteuertransistors 34 zugeführt werden (Ladungsverschiebungsabschnitt 123 a, 123 b und 123 c), damit das von den einzelnen optoelektronischen Wandler­ elementen 30 (optoelektronische bzw. photoelektrische Abschnitte 122 a, 122 b) abgegebene Signal in die Analog- Schieberegister 28 (124 a, 124 b und 124 c) eingelesen wird. Diese Schiebeimpulse SH werden jedoch von einem anderen Schaltungsteil gebildet, was nachstehend noch näher beschrieben wird. Es sei hier lediglich erwähnt, daß das Zeitintervall vom Abfall des Speicherlöschsignals 199 bis zum Abfall des Verschiebeimpulses gleich der Integrationsdauer der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente 30 ist.

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf den Steuersignalplan gemäß Fig. 17 näher auf verschiedene Impulse und Signale eingegangen, die zur Anpassung der Analogschaltung gemäß Fig. 4 an das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 12 erforderlich sind.

Diese Steuerabläufe werden von der Übertragungssteuerschaltung gemäß Fig. 15 gesteuert, so daß die nachstehende Beschreibung in Verbindung mit deren Zählbetrieb erfolgt. Die Übertragungssteuerschaltung 185 gemäß Fig. 15 erhält die Taktsignale Φ₀, Φ₁, . . ., Φ₉ von dem Haupttaktgenerator 170, zählt das Taktsignal Φ₀ und gibt in Abhängigkeit von einem bestimmten Impuls in einem bestimmten Zyklus Ausgangssignale mit einem bestimmten Signalzustand über Ausgänge ab.

Übertragungsimpulse (Φ₁), die einem Eingabetaktanschluß 37 gemäß Fig. 12 zugeführt werden, müssen unabhängig von dem vorstehend beschriebenen Zählvorgang in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₂ einen hohen Signalwert und in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₃ einen niedrigen Signalwert annehmen. Diese Situation ist in Fig. 17(a) veranschaulicht. In gleicher Weise müssen Übertragungsimpulse (Φ₂), die einem Aus­ gabetaktanschluß 38 zugeführt werden, unabhängig von dem Zählvorgang in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₃ einen hohen Signalwert und in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₄ einen niedrigen Signalwert annehmen. Auf diese Weise erfolgt in dem Analog-Schieberegister 28 gemäß Fig. 4 bzw. 124 a bis 124 c gemäß Fig. 12 (das im Rahmen der nachstehenden Beschreibung einen aus 256 Bitstellen bestehenden Aufbau aufweisen soll) ein Verschiebungsvorgang nach rechts.

Während des Zeitintervalls von dem Zeitpunkt (1-Φ₁) direkt nach dem Beginn des Übertragungsbetriebs bis zu dem Zeitpunkt (1-Φ₃) wird der Schiebeimpuls SH an dem Gate-Anschluß 35 auf einem hohen Wert gehalten, wodurch die in den optoelektronischen bzw. photoelektrischen Wandlerabschnitten 122 a, 122 b gemäß Fig. 12 erzeugten Signale in paralleler Form den Analog- Schieberegistern 124 a, 124 b zugeführt werden. Der zu diesem Zeitpunkt auftretende Schiebeimpuls ist in Fig. 17(c) dargestellt. In Abhängigkeit von diesem Vorgang schieben die Analog-Schieberegister 124 a, 124 b die Ausgangssignale der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente 30 gemäß Fig. 4 durch Umschaltung bzw. Addition ihrer Serien-Parallel-Eingänge aufeinanderfolgend nach rechts (in der Figur). Das letzte serielle Ausgangssignal des Analog-Schieberegisters 124 b wird der Photoausgangs­ signal-Steuerschaltung 14 von dem auf der rechten Seite gelegenen optoelektronischen Wandlerelement zeitlich aufeinanderfolgend mit einer in Abhängigkeit von den Übertragungsimpulsen Φ₁ und Φ₂ erfolgenden zeitlichen Steuerung zugeführt.

Die Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 erhält dieses Signal, wird mit einem Rückstellimpuls gemäß Fig. 17(d) über den Rückstellsteuereingang 44 zur Löschung des letzten Signals in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₁ beaufschlagt und führt ein der von den jeweiligen optoelektronischen Wandlerelementen 30 aufgenommenen Lichtmenge proportionales Ausgangssignal dem Eingang der Abtast/Speicherschaltung 47 während des Zeitintervalls von dem Takt Φ₃ des jeweiligen Taktzyklus bis zu dem Takt Φ₀ des nächsten Taktzyklus zu, wie dies in Fig. 17(e) dargestellt ist. Die dieses Ausgangssignal erhaltende Abtast/Speicherschaltung 47 gibt bei Anlegen des Taktsignals (Fig. 17(f)) an den Steuereingang 48 in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₄ ein gleichgerichtetes Signal gemäß Fig. 17(g) über ihren Ausgang, d. h., den Ausgang 128 der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14, während des Zeitintervalls von dem Takt Φ₄ eines jeden Taktzyklus zu dem Takt Φ₄ des jeweils nächsten Taktzyklus ab.

Auf diese Weise beginnt die Übertragung der von der rechten Seite der Analog-Schieberegister 124 a, 124 c, 124 b gezählten photoelektrischen Ausgangssignale 1 bis 256, d. h., der in dem Analog-Schieberegiste 99999 00070 552 001000280000000200012000285919988800040 0002003019908 00004 99880r 124 b enthaltenen Signale, die sodann bei jedem Zyklus von (1-Φ₄) - (256-Φ₄) abgegeben werden. In gleicher Weise wird die in Bitstellen 513 bis 768 befindliche photoelektrische Information, d. h., die in dem Analog- Schieberegister 124 a gemäß Fig. 12 enthaltenen Signale, bei jedem Zyklus von (513-Φ₄) - (768-Φ₄) abgegeben. Diese Signale werden dem Eingang der Abtast/Speicherschaltung 50 der Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 gemäß Fig. 4 zugeführt, wobei deren Steuereingang 49 mit dem Taktsignal gemäß Fig. 17(h) beaufschlagt wird, das bei jedem Auftreten des Taktes Φ₀ in jedem Zyklus nach dem Beginn der Übertragung bei (2-Φ₀) einen hohen Wert annimmt, wodurch in den jeweiligen Taktzyklen von (2-Φ₀) - (257-Φ₀) die photoelektrischen Ausgangssignale von 1 bis 256 und in gleicher Weise während der jeweiligen Taktzyklen von (514-Φ₀) - (769-Φ₀) die photoelektrischen Ausgangssignale von 513 bis 768 über den Ausgang 51 gemäß Fig. 4 in der in Fig. 17(i) dargestellten Weise abgegeben werden. Die beiden Eingänge des Differenzverstärkers 52 werden somit mit dem n-ten Signal und dem (n-1)-ten Signal (n ist eine beliebige natürliche Zahl), während der Takte Φ₄-Φ₉ in jedem Taktzyklus beaufschlagt. Dem Steuereingang 53 werden Taktsignale zugeführt, die in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₆ in jedem Zyklus von 2 bis 256 und 514 bis 768 in der in Fig. 17(k) dargestellten Weise einen hohen Wert annehmen, wodurch ein die Ausleuchtungs- bzw. Helligkeitsdifferenz bei den jeweiligen optoeletronischen Wandlerelementen 30 bezeichnendes Signal in der in Fig. 17(l) dargestellten Weise als Ausgangssignal des Differenzverstärkers 52 erhalten wird. Dieses Signal wird von der Signalhervorhebungsschaltung 17 gemäß Fig. 4 verarbeitet und dem Eingang 79 der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 gemäß Fig. 4 hierbei das in Fig. 17(m) dargestellte Signal für die erste Integrationsrichtung zugeführt, das nach Beginn der Übertragung jeweils während der Zeit von (2-Φ₃) - (257-Φ₂), (514-Φ₃) - (769-Φ₂) einen hohen Wert annimmt, wodurch der Integrationsvorgang beginnen kann, durch den das von der Signalhervorhebungsschaltung 17 abgegebene Ausleuchtungs- bzw. Helligkeitsdifferenzsignal von der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 integriert wird. Das Integrationsergebnis bzw. das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 76 ist in Fig. 17(n) dargestellt. Bei diesem Vorgang geht das dem Eingang 80 der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 zugeführte Rückstellsignal vom Taktzyklus 0 bis zum Taktzyklus 1, vom Taktzyklus 511 bis zum Taktzyklus 513 sowie direkt nach Beginn der Übertragung nach dem 1023. Taktzyklus auf einen hohen Wert über, was in Fig. 17(p) dargestellt ist. Während dieser Zeit wird die Integrationsschaltung jeweils zurückgestellt.

Auf diese Weise wird das Helligkeitssignal des Bildsensorblocks 13 b gemäß Fig. 12 auf der Basis seiner Position von dem Analog-Schieberegister 124 b in ein zeitlich aufeinanderfolgendes Signal umgesetzt, wobei die Helligkeitsdifferenz, d. h., die positionsabhängige Ausleuchtungs- bzw. Helligkeitsdifferenz, einer Absolutwertbildung und Hervorhebung unterzogen und sodann während des Zeitintervalls von (2-Φ₃) - (257-Φ₂) von der nach Beginn der Übertragung vor dem zweiten Taktzyklus zurückgestellten Integrationsschaltung integriert wird. Die Integration des Ausgangssignals des Bildsensorblocks 13 a erfolgt wiederum mit einer Verzögerung von 512 Taktzyklen. Der auf diese Weise erhaltene analoge Integrationswert, d. h., der hervorgehobene Additionswert der Helligkeitsdifferenzen sämtlicher Wandlerelemente, der ein den Schärfegrad des Bildes repräsentierendes Signal darstellt, wird einer linearen oder exponentiellen Rückwärtsintegration in der in Fig. 17(o) dargestellten Weise unterzogen, indem nach Beginn der Übertragung dem Eingang 82 oder 86 gemäß Fig. 4 ein Signal für die zweite Integrationsrichtung zugeführt wird, das für das Zeitintervall von (257-Φ₅) - (510-Φ₉) und von (769-Φ₅) - (1022-Φ₉) einen hohen Wert annimmt. Wie in Verbindung mit dem Prinzip der Analog/Digital- Umsetzung vorstehend beschrieben wurde, wird mit dem Beginn der Integration in der zweiten Integrationsrichtung gemäß Fig. 17(o) jeder Integrationswert mit linearer oder logarithmischer Zeitabhängigkeit umgesetzt, bis das Integrationsausgangssignal unter einen vorgegebenen Vergleichswert abfällt, so daß das von dem Vergleicher 89 der Schaltung 20 A gemäß Fig. 4 abgegebene Signal 91 in der in Fig. 17(q) dargestellten Weise einen niedrigen Wert annimmt (diese Zeit ist in Fig. 17(q) gestrichelt dargestellt).

Durch Bildung solcher Takte und Signale während des von der Übertragungssteuerschaltung 185 gemäß Fig. 5 durchgeführten Zählvorgangs wird die Signalverarbeitung ausgeführt.

Da die beiden Bildsensorabschnitte vor und hinter der vorgegebenen Brennebene angeordnet sind, d. h., da die die photoelektrischen Signalgeneratorabschnitte bildenden optoelektronischen Wandlerelemente integrierte Meßwerte abgeben, die für die Ermittlung verwendet werden, welche räumliche Beziehung die Brennebene des Objektivs in bezug auf eine vorgegebene Brennebene einnimmt bzw. welchen Scharfeinstellzustand das Objektiv in bezug auf das Objektiv nach Abschätzung der integrierten Werte einnimmt, ist eine Anzeigesteuerschaltung 20 vorgesehen, die nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 18 näher beschrieben wird.

Da die Zweirichtungs-Analog/Digital-Umsetzung vom Beginn der Rückwärtsintegration an durchgeführt wird, bis das Integrationsausgangssignal das Referenzpotential erreicht, d. h., während der in Fig. 17(q) gestrichelt dargestellten Zeit, wodurch der Integrationswert in einen Digitalwert umgesetzt wird, wird zur Festlegung dieser Zeitdauer das Integrationsausgangssignal in Form einer Anzahl von Taktimpulsen an einem Ausgang 204 eines UND-Gliedes 200 erzeugt, indem das in Fig. 17(o) dargestellte Signal für die zweite Integrationsrichtung von der Übertragungs­ steuerschaltung 185 einem ersten Eingang 201, das Ausgangssignal 91 (Fig. 17(q)) des Vergleichers 89 der Schaltung 20 A gemäß Fig. 4 einem zweiten Eingang 202 und Taktimpulse mit einer konstanten Frequenz einem dritten Eingang 203 des UND-Gliedes 200 zugeführt werden.

Nachstehend sei davon ausgegangen, daß die Zweirichtungs-Analog/Digital-Umsetzung in logarithmischer Form erfolgt.

Die Bezugszahl 205 bezeichnet einen Binärzähler, der die Ausgangsimpulse des UND-Gliedes 200 zur Bildung der Summe der Logarithmen der Integrationswerte (der Bildschärfewerte) der von den beiden photoelektrischen Signal­ generatorabschnitten abgegebenen Signale, d. h., zur Bildung der Produkte der Integrationswerte, zählt. Wenn das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 gemäß Fig. 15 einem Eingang 206 zugeführt wird, wird der Binärzähler 205 für die gesamte Zeit mit Ausnahme des Übertragungsbetriebs zurückgestellt. Die Bezugszahl 207 bezeichnet einen Zweirichtungszähler, der die Ausgangsimpulse des UND-Gliedes 200 zur Bildung der Differenz der Logarithmen der Integrationswerte (d. h., der Bildschärfewerte) der von den beiden photoelektrischen Signalgeneratorabschnitten abgegebenen Signale, d. h., zur Bildung des Signalverhältnisses, erhält. Der Zweirichtungszähler 207 wird durch das dem Eingang 206 zugeführte Rückstellsignal zurückgestellt. Während der Zeit, bei der der Zählwert der Übertragungssteuerschaltung 185 nicht größer als 514 (Taktzyklen) ist, arbeitet der Zweirichtungszähler 207 im Aufwärtszählbetrieb, da ein Signal hohen Wertes anliegt. Während der Zeit, bei der der Zählwert der Übertragungssteuerschaltung 185 einen Betrag von 514 oder mehr (Taktzyklen) aufweist und ein Signal niedrigen Wertes einem Eingang 208 zugeführt wird, arbeitet der Zweirichtungszähler 207 im Abwärtszählbetrieb. Auf diese Weise wird die Differenz zwischen den beiden Integrationswerten erhalten. Die Zähler 205 und 207 erhalten die Ausgangsimpulse des UND-Gliedes 200 über dessen Ausgang 204 zur Zählung. Damit bei keinem der Zähler 205 und 207 eine Bereichsunterschreitung bzw. ein Unterlauf auftritt, wird ein geeigneter Takt ausgewählt, der dem zweiten Eingang 202 des UND-Gliedes 200 zugeführt wird, oder zum Zeitpunkt des Auftretens einer Bereichsunterschreitung bzw. eines Unterlaufs wird eine automatische Einstellung der Helligkeitssteuerung vorgenommen. Am Ausgang 209 des Binärzählers 205 wird somit ein Produktsignal der Bildschärfe in Form eines aus vier Bits bestehenden Signals abgegeben. Am Ausgang 201 des Zweirichtungszählers 207 wird ein Verhältnissignal der Bildschärfe abgegeben, das in diesem Falle an einem aus vier Bits bestehenden Signal gebildet wird. Eines dieser Bits repräsentiert hierbei ein Vorzeichen. Falls das von dem Binärzähler 205 abgegebene Produktsignal 209 der Bildschärfe einen bestimmten Wert unterschreitet, bedeutet dies, daß der Meßbereich des Systems zur Ermittlung des Scharf­ einstellzustandes überschritten ist bzw. daß ein erheblich unscharfes Bild abgebildet wird. Aus diesem Grunde ist ein Betragsvergleicher 211 vorgesehen, der bei Absinken des Signals unter einen Minimal-Sollwert 212 ein Ausgangssignal 213 niedrigen Wertes abgibt, wodurch die Abgabe eines Ausgangssignals gesperrt wird. Das von dem Zweirichtungszähler 207 abgegebene Verhältnissignal der Bildschärfe repräsentiert dagegen den Scharfeinstellungsgrad des Bildes unter normalen Bedingungen bezüglich der Helligkeit des Objektes, des Kontrastes und dgl. Hierbei nimmt das Bitsignal 214 höchster Wertigkeit für einen positiven Betrag einen niedrigen Signalwert und für einen negativen Betrag einen hohen Signalwert an, wobei im Falle eines negativen Wertes das Verhältnissignal durch Komplementbildung mittels eines Antivalenz-Gliedes 215 in einen Absolutwert umgesetzt und sodann einem Betragsvergleicher 216 zugeführt wird, der es mit einem Sollwert 217 vergleicht. Wenn der Grad der Bildschärfe in einem akzeptablen Abweichungsbereich vor oder hinter dem korrekten Scharfeinstellungspunkt liegt, ist der Absolutwert des Verhältnisausgangssignals des Zweirichtungszählers 207 kleiner als der Sollwert 217, so daß an einem Ausgang 218 des Betragsvergleichers 216 ein Signal hohen Wertes abgegeben wird. Ferner wird das Bitsignal 214 höchster Wertigkeit des Ausgangssignals 210 des Zweirichtungszählers 207, d. h., das positive und das negative Verhältnissignal bzw. das eine vorversetzte Scharfeinstellung und eine rückversetzte Scharfeinstellung bezeichnende Signal, von einem Inverter 219 invertiert, dessen Ausgangssignal über einen Ausgang 220 abgegeben wird. So wird z. B. für das Bitsignal 214 höchster Wertigkeit im vorversetzten Scharfeinstellzustand ein hoher Signalwert erhalten. Diese die vorversetzte Scharfeinstellung, die Scharfeinstellung selbst und die rückversetzte Scharfeinstellung bezeichnenden Signale werden jeweils getrennt voneinander über jeweilige UND-Glieder 221 a, 221 b und 221 c erhalten, die jeweils über einen Eingang mit dem Ausgang 213 des Binärzählers 205 verbunden sind, vorausgesetzt, daß das System arbeiten kann und nicht gesperrt ist. Das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 gemäß Fig. 15 wird in Verbindung mit dem Eingang 206 einem weiteren Eingang 222 zugeführt, so daß bei der Rückstellung der Zähler 205 und 207 durch einen Anstieg dieses Signals, d. h., bei Einleitung der Signalverarbeitung, die vorstehend beschriebenen drei Signale in Form der einzelnen Ausgangssignale der UND-Glieder 221 a bis 221 c von einer D-Zwischenspeicherschaltung 223 zwischengespeichert werden, die Ausgänge 224 a, 224 b und 224 c aufweist, an denen die drei Signale auftreten und über einen jeweiligen Widerstand 225 a, 225 b und 225 c einer Leuchtdiode 226 a, 226 b bzw. 226 c zugeführt werden. Da diese Leuchtdioden z. B. im Gehäuse einer Kamera innerhalb des Sichtfeldes des Kamerasuchers oder an einer geeigneten Stelle des Kameragehäuses angebracht sind, kann die photographierende Person den Scharfeinstellzustand des Objektivs erkennen und feststellen, wann der Scharfeinstellzustand erreicht ist. Es sei erwähnt, daß die Leuchtdioden 226 a bis 226 c den Anzeigeelementen 21 gemäß Fig. 3 entsprechen. Im übrigen kann dieses Signal problemlos zur Betätigung eines Servo- Scharfeinstellsystems verwendet werden.

Nachstehend wird in Verbindung mit Fig. 19 auf ein weiteres Ausführungsbeispiel dieses Anzeigeverfahrens eingegangen, bei dem nunmehr ein Tongenerator Verwendung findet.

Das Ausgangssignal 210 des Binärzählers 207 gemäß Fig. 18 wird einem Eingang 227 eines D-Zwischenspeichers 229 zugeführt, während das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 gemäß Fig. 15 einem Eingang 228 zugeführt wird, wodurch das beim Übergang auf einen hohen Signalwert als Eingangssignal wirkende Signal 210 von dem D-Zwischenspeicher 229 und das einem Eingang 230 zugeführte Ausgangssignal 213 des Vergleichers 211 gemäß Fig. 18 von einem D-Zwischenspeicher 231 festgehalten werden.

Töne unterschiedlicher Tonlage werden wahlweise von einem aus Invertern 232, 233 und 234, einem Widerstand 235 und einem Kondensator 236 bestehenden ersten Oszillator sowie einem aus Invertern 237, 238 und 239, einem Widerstand 240 und einem Kondensator 241 bestehenden zweiten Oszillator erzeugt, da diese Oszillatoren Schwingungssignale unterschiedlicher Frequenz in Abhänigkeit von den Q- und -Ausgangssignalen eines RS-Flip-Flops 242 erzeugen, die von einem aus UND-Gliedern 243 und 244 sowie einem ODER-Glied 245 bestehenden Wählglied ausgewählt werden. Das ausgewählte Schwingungssignal wird nach Verstärkung durch ein Dreizustands-Pufferglied 247 und einen Drei­ zustands-Inverter 248, die in bezug auf die Abgabe ihrer Ausgangssignale beim Übergang des Ausgangssignals 246 des D-Zwischenspeichers 231 auf einen niedrigen Wert gesperrt sind, einer Tonerzeugungseinrichtung 249 (z. B. einem piezoelektrischen Lautsprecher) zugeführt, wodurch der Grad der Bildscharfeinstellung durch Änderung des Tastverhältnisses von Tonsignalen mit zwei verschiedenen Frequenzen angezeigt wird.

Die Steuerung des Tastverhältnisses erfolgt derart, daß ein Aufwärtszähler 250 und ein Zähler 251 (T- Flip-Flop) über einen Takteingang 252 zugeführte Taktsignale hochzählen, wobei der Zählwert 253 des Zwischenspeichers 229 von einem Betragsvergleicher 255 verglichen werden, der bei Koinzidenz über einen Ausgang 256 einen hohen Signalwert abgibt, durch den das RS-Flip-Flop 242 gesetzt wird. Wenn der Zählwert des Zählers 251 (Vor­ zeichen-Bitzähler) ansteigt, d. h., wenn ein Übergang von einem positiven auf ein negatives Vorzeichen auftritt, wird sein Ausgangssignal 257 einem Eingang B einer monostabilen Kippstufe 258 zugeführt, wodurch gleichzeitig dessen Q-Ausgangssignal 259 die Form eines Anstiegsimpulses einer bestimmten konstanten Impulsdauer annimmt, durch den das RS-Flip-Flop 242 zurückgestellt wird.

Das heißt, da die Zähler 250 und 251 Zählbereiche von acht Werten aufweisen, beginnt eine Schleifenzählung bei "00" und wird bis zu "07" fortgeführt, erreicht sodann "10" und kehrt danach von "17" wieder zu "00" zurück. Der Übergang von "07" zu "10" führt daher zu einer Rückstellung des RS-Flip-Flops 242, während ein Setzen bei Koinzidenz des Zählwertes mit dem Ausgangssignal 254 des Zwischenspeichers 229 erfolgt, so daß in Abhängigkeit von dem Wert des Vergleichssignals von "07" über "00" zu "10" eine Änderung des Tastverhältnisses auf z. B. 14 : 2 für ein beträchtlich nach einer Seite verstelltes unscharfes Bild bei "06", auf 8 : 8 für die Scharfeinstellung bei "00" oder auf 7 : 9 für eine geringe Verschiebung in Gegenrichtung bei "17(-1)" vorgenommen wird.

Die vorstehende Beschreibung bezieht sich auf die prinzipielle Signalverarbeitungstechnik für die Ermittlung des Scharfeinstellzustandes des Bildes sowie auf die hierfür erforderliche Ablaufsteuerung. Nachstehend wird näher auf ein Verfahren zur weiteren Verbesserung des Erfassungsvermögens des Scharfeinstellzustandes eingegangen. Bisher ist die Eigenschaft einer CCD-Anordung oder eines anderen Bildsensors, Videosignale für eine gewünschte Zeit speichern zu können, zur Steuerung der Integrationsdauer in Abhängigkeit von der Objekthelligkeit ausgenutzt worden. Wenn jedoch die Objekthelligkeit extrem niedrig ist, wird die Integrationsdauer derart lang, daß das Auftreten von Kamerabewegungen bzw. Vibrationen während der Ladungsspeicherung die Bildschärfe stören und dadurch die Scharfeinstellungsmeßleistung auf nicht mehr akzeptable Werte herabsetzen kann. Aufgrund dieser Tatsache wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, eine bestimmte Anzahl von Ausgangssignalen der optoelektronischen Wandlerelemente aufzuaddieren, so daß das System mit einer relativ kurzen Integrationsdauer arbeiten kann, bei der der negative Einfluß der vorstehend beschriebenen Wackelbewegungen bzw. Vibrationen unerheblich ist. Obwohl in diesem Falle der effektive Bereich des einzelnen optoelktronischen Wandlerelementes scheinbar vergrößert wird und dadurch eine gewisse Verringerung der Bildauflösung auftritt, spricht das Gesamtsystem auch bei einer niedrigen Objekthelligkeit auf den Scharfeinstellzustand an.

In der praktischen Ausführung wird ein Teil der der vorstehend beschriebenen Übertragungssteuerschaltung 185 nachgeschalteten Steuerung derart verändert, daß die Photosignale der optoelektronischen Wandlerelemente in Gruppen von mehreren Einheiten aufaddiert werden, wodurch eine Steigerung des Signalpegels für eine äquivalente Integrationsdauer bei einer äquivalenten Helligkeit erzielt und damit eine einfache schnelle Signalverarbeitung unter geringen Opfern in bezug auf die Genauigkeit der Bildschärfeermittlung erreicht wird. Z. B. werden jeweils n photoelektrische Ausgangssignale zur Bildung eines einzigen Photosignals aufaddiert, das völlig frei von Beeinflussungen durch unruhige Handbewegungen oder dgl. ist, da die Integrationsdauer kürzer gehalten werden kann (wobei n eine natürliche Zahl mit Ausnahme von Eins ist).

Zu diesem Zweck wird das dem Rückstelleingang 44 der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 gemäß Fig. 4 bzw. 12 zugeführte Rückstellsignal in zeitlicher Abhängigkeit von dem Auftreten des Taktes Φ₁ in einem aus n Taktzyklen bestehenden und mit dem ersten Zyklus der unteren neun Bits des Ausgangssignals der Übertragungs­ steuerschaltung 185 beginnenden Intervall angelegt. Hierdurch wird das Signal gemäß Fig. 17(e) von dem Takt Φ₃ in einem aus n Taktzyklen bestehenden Intervall gebildet, das mit dem n-ten Taktzyklus beginnt und bis zu dem Takt Φ₁ des nächsten Taktzyklus reicht.

Sodann wird das dem Steuereingang 48 gemäß Fig. 4 bzw. 12 zugeführte Signal, d. h., das in Fig. 17(f) dargestellte Signal, in zeitlicher Abhängigkeit von dem Auftreten des Taktes Φ₄ in einem aus n Taktzyklen bestehenden und mit dem n-ten Taktzyklus beginnenden Intervall angelegt, wodurch das Ausgangssignal der Photoausgangssignal- Steuerschaltung 14, d. h., das Signal gemäß Fig. 17(g), durch den Takt Φ₄ in einem aus n Taktzyklen bestehenden Intervall gebildet wird, das mit dem n-ten Taktzyklus beginnt und bis zu dem nächsten Takt Φ₃ reicht.

Sodann wird das dem Steuereingang 49 der Video­ signaländerungs-Detektorschaltung 16 gemäß Fig. 4 zugeführte Signal gemäß Fig. 17(b) in zeitlicher Abhängigkeit von dem Auftreten des Taktes Φ₀ in einem aus n Taktzyklen bestehenden und mit dem (n+1)-ten Taktzyklus beginnenden Intervall angelegt.

Daraufhin wird das dem Eingang 53 gemäß Fig. 4 zugeführte und in Fig. 17(k) dargestellte Signal in zeitlicher Abhängigkeit von dem Auftreten des Taktes Φ₆ in einem aus n Taktzyklen bestehenden und mit dem n-ten oder dem 2n-ten Taktzyklus beginnenden Intervall angelegt. Hierdurch tritt der effektive Teil des in Fig. 17(l) dargestellten Signals in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₆ in einem aus n Taktzyklen bestehenden und mit dem 2n-ten Taktzyklus beginnenden Intervall auf.

Es sei erwähnt, daß der effektive Teil des Signals in der differenzierten Form gemäß Fig. 11 gebildet wird, wenn sich das Signal gemäß Fig. 17(g) ändert, d. h., in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₃ eines aus n Taktzyklus bestehenden und mit dem 2n-ten Taktzyklus beginnenden Intervalls. Aus diesem Grund muß das in Fig. 17(m) dargestellte Signal für die erste Integrationsrichtung, d. h., das Bildsignal, vom Zeitpunkt (2n-Φ₃) bis (257-Φ₂) auftreten.

Da durch die Addition von jeweils n photoelektrischen Ausgangssignalen trotz eines gewissen Auflösungsverlustes die Signalverarbeitung mit einer kürzeren Integrationsdauer insbesondere bei einem dunkleren Objekt erfolgen kann, wird der Vorteil erzielt, daß nachteilige Einflüsse aufgrund einer unruhigen Handhaltung der Kamera oder dgl. in der Integrationsdauer minimal gehalten werden können.

Nachstehend sei näher auf die Bildung eines Referenzsignals zur Umschaltung der Integrationsdauer eingegangen, das über einen Eingang 29 dem Analog- Schieberegister 28 gemäß Fig. 4 nach Beginn der von der Übertragungssteuerschaltung 185 vorgenommenen Signalübertragung zwischen dem 50. und 100. Taktzyklus zugeführt wird. Das heißt, während der Zeit von (50-Φ₀) bis (99-Φ₉) wird der Eingang 24 gemäß Fig. 24 mit einem hohen Signalwert beaufschlagt, während der Eingang 25 gemäß Fig. 4 mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt wird, so daß dem Analog-Schieberegister 28 eine der Spannung an dem Eingang 25 gemäß Fig. 4 annähernd gleiche Eingangsspannung zur Bildung eines Referenzsignals für den Maximalwert zugeführt wird. Dieses Signal wird von dem Analog-Schieberegister 28 mit einer Verzögerung von 768 Taktzyklen (256×3) abgegeben und tritt daher an dem Ausgang 39 gemäß Fig. 4 in einem Zeitraum von (818-Φ₃) bis (868-Φ₂) auf. Dem Anschluß 129 gemäß Fig. 12 wird daher ein Taktsignal zugeführt, das beim 800. Taktzyklus einen hohen Wert annimmt und entsprechend einer bestimmten Spannung additiv zwischengespeichert wird, wenn der Anschluß 29 gemäß Fig. 4 mit einem niedrigen Signalwert beaufschlagt wird. Dem Anschluß 131 gemäß Fig. 12 wird ein Taktsignal zugeführt, das beim 850. Taktzyklus einen hohen Wert annimmt und entsprechend einer bestimmten Spannung additiv zwischengespeichert wird, wenn der Anschluß 29 gemäß Fig. 4 mit einem hohen Signalwert beaufschlagt wird. Auf diese Weise werden die Referenzspannungen für den Maximalwert und den Minimalwert zwischengespeichert. In ähnlicher Weise wird das Signal an dem Anschluß 135 gemäß Fig. 12 taktsynchron mit dem beim ersten Taktzyklus nach Beginn der Übertragung einen hohen Wert annehmenden Takt zurückgestellt, während dem Anschluß 133 gemäß Fig. 12 ein Signal zugeführt wird, das während der Zeit von (n-Φ₄) bis 256-Φ₉) für die unteren neun Bits der Übertragungssteuerschaltung 185 entsprechend dem addierten und gleichgerichteten Signal der jeweiligen optoelektronischen Wandlerelemente einen hohen Wert annimmt.

In Fig. 20 ist ein Ausführungsbeispiel für eine Integrationsdauer-Steuerschaltung dieser Art dargestellt, durch die ein Signal über eine kürzere Integrationsdauer aufgrund einer additiven Zusammenfassung von optoelektronischen Wandlerelementen gebildet werden kann.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 20 entspricht grundsätzlich der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 14. Wenn der Spitzenwert des Signals zu niedrig ist, wird das Ausgangssignal 159 des Vergleichers 158 gemäß Fig. 14 zugeführt und beaufschlagt einen Anschluß 260 mit einem hohen Signalwert. Dies hat zur Folge, daß ein auf den über einen Eingang 262 zugeführten Takt ansprechendes und zum Beispiel mit dem 1022. Taktzyklus synchronisiertes UND-Glied 261 über einen Ausgang 263 ein Taktsignal zur Erhöhung der Integrationsdauer abgibt.

Wenn dagegen der Signalspitzenwert zu hoch ist, wird das Ausgangssignal 157 des Vergleichers 156 gemäß Fig. 14 zugeführt und beaufschlagt einen Eingang 264 mit einem hohen Signalwert. Dies hat zur Folge, daß ein UND-Glied 265 über einen Ausgang 266 ein Taktsignal zur Verringerung der Integrationsdauer abgibt. Die Integrationsdauer in Form des einen Zählwert beinhaltenden Ausgangssignals 268 eines Zweirichtungszähler 267 wird als erforderlicher Wert der von dem Ausgangssignal 164 des Zählers 163 gemäß Fig. 14 bezeichneten Integrationsdauer festgelegt. Beim Einschalten der elektrischen Stromversorgung wird durch Anlegen des druch das Voreinstellungssteuersignal 168 des Zählers 163 gemäß Fig. 14 bezeichneten Stromversorgungs-Einschaltsignals an den Voreinstell- Steuereingang 269 des Zweirichtungszählers 267 der vorher einem Dateneingang 270 des Zweirichtungszählers 267 zugeführte und durch das Dateneingangssignal 167 des Zählers 163 gemäß Fig. 14 bezeichnete Anfangseinstellwert in dem Zweirichtungszähler 267 voreingestellt, wodurch das gleichzeitige Ausgangssignal 268 den Anfangswert darstellt.

Ein Inverter 271, der kurz vor einem Überlauf des Zweirichtungszählers 267 auf den Signalübergang des Voraus-Übertragungssignals von einem hohen auf einen niedrigen Wert anspricht, sperrt hierdurch ein UND-Glied 272, so daß ein Überlauf verhindert wird.

In ähnlicher Weise sperrt ein Inverter 273, der kurz vor einem Unterlauf (Bereichsunterschreitung) des Zweirichtungszählers 267 auf den Signalübergang eines Voraus-Entnahmesignals von einem hohen auf einen niedrigen Wert anspricht, ein UND-Glied 274, wodurch ein Unterlauf bzw. eine Zählbereichsunterschreitung verhindert wird.

Hierdurch wird bewirkt, daß die Anzahl der aufaddierten Wandlerelemente bei einem bestimmten Sollwert T in der in Fig. 21 dargestellten Weise sukzessiv umgeschaltet wird bzw. daß eine sukzessive Umschaltung der Integrationsdauer erfolgt.

Zur Feststellung dieses Wendepunktes werden der vorstehend beschriebene Sollwert T (der in Fig. 20 mit der Bezugszahl 275 bezeichnet ist) sowie der in Form des Ausgangssignals 268 des Zweirichtungszählers 267 gegebene erforderliche Wert der Integrationsdauer einem Betragsvergleicher 276 zugeführt.

Wenn z. B. bei der Darstellung gemäß Fig. 21 die derzeitige Integrationsdauer länger als der Wert T und der derzeitige Signalwert zu klein, d. h., noch zu dunkel, sind, geht das Ausgangssignal eines ODER-Gliedes 277 aufgrund des Ausgangssignals A<B des Betragsvergleichers 276 auf einen hohen Wert über. Hierdurch leitet ein UND-Glied 278 das Signal 263 des UND-Gliedes 261, d. h., das eine Erhöhung der Integrationsdauer erfordernde Signal, zum Setzen eines RS-Flip-Flops 279 weiter, wodurch die Ausgangssignale der optoelektronischen Wandlerelemente 30 für jeweils zwei Wandlerelemente addiert werden.

Falls auch diese jeweils zwei Wandlerelemente umfassende Addition noch zu dunkle Signalwerte ergibt, wird über das Q-Ausgangssignal des RS-Flip-Flops 279 ein Übergang des Ausgangssignals eines ODER-Gliedes 280 auf einen hohen Signalwert bewirkt, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal des UND-Gliedes 272 den Zweirichtungszähler 267 zum Hochzählen und damit zur Verlängerung der Integrationsdauer veranlaßt.

Wenn die derzeitige Integrationsdauer unter dem Wert T liegt, d. h., eine kurze Integrationsdauer ist, und der derzeitige Signalwert zu groß, d. h., zu hell, ist, erfolgt in ähnlicher Weise durch ein Ausgangssignal A<B des Betragsvergleichers 276 ein Übergang des Ausgangssignals eines ODER-Gliedes 281 auf einen hohen Wert, wodurch ein UND-Glied 282 das Ausgangssignal 266 des UND-Gliedes 265, d. h., ein eine Verringerung der Integrationsdauer erforderndes Signal, zur Rückstellung des RS-Flip-Flops 279 weiterleitet. Falls trotz dieser Einstellung immer noch zu helle Werte vorliegen, da das Ausgangssignal eines ODER-Gliedes 283 aufgrund des -Ausgangssignals des RS-Flip-Flops 279 einen hohen Wert aufweist, bewirkt ein über ein UND-Glied 274 abgegebenes Ausgangssignal, daß der Zweirichtungszähler 267 zur Verkürzung der Integrationsdauer abwärtszählt.

Wenn dagegen die derzeitige Integrationsdauer nicht länger als der Wert T ist, so daß eine kürzere Integrationsdauer vorliegt, und wenn gleichzeitig das derzeitige Signal zu klein ist, geht das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 280 aufgrund des Ausgangssignals A<B des Betragsvergleichers 276 auf einen hohen Wert über, wodurch der Zweirichtungszähler 267 über das Ausgangssignal des UND-Gliedes 272 auf Aufwärtszählung eingestellt wird. Wenn jedoch die derzeitige Integrationsdauer des Wert T überschreitet, so daß eine längere Integrationsdauer vorliegt, und wenn gleichzeitig der derzeitige Signalwert zu groß ist, geht das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 283 aufgrund des Ausgangssignals A<B des Betragsvergleichers 276 auf einen hohen Wert über, was zur Folge hat, daß der Zweirichtungszähler 267 durch das Ausgangsignal des UND-Gliedes 274 auf Abwärtszählung eingestellt wird.

Diese Maßnahmen gewährleisten in Verbindung mit einer Einrichtung zur Addition einer willkürlichen Anzahl von Ausgangssignalen der optoelektronischen Wandlerelemente 30, daß die Arbeitsweise des Systems über einen vergrößerten Helligkeitsbereich stabil aufrechterhalten werden kann, wobei die Genauigkeit der Scharfeinstellungsermittlung nur geringfügig verkleinert wird.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 20 ist die Verwendung des Zweirichtungszählers 267 zur Ausführung einer solchen Additionsänderung veranschaulicht. Das Additionsergebnis und das Zählergebnis des Zweirichtungszählers werden jedoch von einem Addierer errechnet, der dann ein Ausgangssignal abgibt, das zur Steuerung der Integrationsdauer verwendet werden kann. Auch kann das System derart ausgestaltet werden, daß mehr als zwei Wandlerelemente addiert werden. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, daß die Anzahl der addierten Wandlerelemente und der obere Grenzwert des Integrations­ periodenbereiches manuell von der Bedienungsperson oder automatisch in Abhängigkeit von z. B. der Objektivleistung eingestellt bzw. gesteuert werden, da z. B. bei einem Objektiv mit geringem Bildauflösungsvermögen durch eine Vergrößerung der Anzahl der addierten Wandlerelemente keine wesentliche Steigerung der Empfindlichkeit erreicht werden kann, während dagegen ein Teleobjektiv eine unruhige Handhaltung bedingt und eine Vergrößerung der Anzahl von addierten Wandlerelementen zur Verringerung der Integrationsdauer erfordert. Insbesondere die Möglichkeit einer von der Bedienungsperson zutreffenden Auswahl bietet den Vorteil, daß wahlweise von dem Erfordernis einer Verringerung des Einflusses einer unruhigen Handhaltung oder der Verwendung eines die Kamera fixierenden Stativs oder dgl. die keinerlei Begrenzung der Integrationsdauer erfordert, ausgegangen werden kann.

Da die beiden Bildsensorabschnitte jeweils im Abstand zu der vorgegebenen Brennebene des Objektivs zur Aufnahme von Teilen des gemeinsamen Bildfeldes angeordnet sind, ist - wie vorstehend bereits beschrieben - nicht stets gewährleistet, daß die auf den beiden Bildsensorabschnitten abgebildeten Bilder genau das gleiche Objekt betreffen und sich lediglich in ihrer Schärfe voneinander unterscheidet. Wenn z. B. ein Objektbild mit starkem Kontrast direkt neben dem Bereich eines der Bildsensorabschnitte liegt, erscheint sein Bild in unscharfer bzw. verwischter Form auf dem anderen Bildsensorabschnitt und vermittelt dadurch überschüssige bzw. störende Informationen.

Um solche Erscheinungen bzw. sog. Randstörungen auf ein Minimum zu verringern, wird erfindungsgemäß eine "Ausblendfunktion" in Betracht gezogen, mit deren Hilfe der von den Randbereichen des Bildfeldes stammende Informationsanteil im Vergleich zu dem aus dem Mittelabschnitt des Bildfeldes erhaltenen Informationsanteil unterbewertet wird. Das heißt, die unteren neun Bits des Zählausgangssignals der Übertragungssteuerschaltung 185 gemäß Fig. 15 werden zur Feststellung der Positionen (2 bis 256 Zyklen) verwendet, von denen die Informationen bezüglich der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente in der in Fig. 17 dargestellten Weise erhalten werden können, wobei hiermit der dem Eingang 61 gemäß Fig. 4 zugeführte Ausblendfunktion erreicht wird.

In Fig. 22 ist ein Ausführungsbeispiel für eine entsprechende Schaltungsanordnung dargestellt. Einem Eingang 284 wird die aus den unteren neun Bits des zehn Bits umfassenden Zählausgangssignals der Übertragungssteuerschaltung 185 bestehende Information zugeführt und von einem Betragsvergleicher 285 mit einem Adressierfeldsignal 286 zur Einleitung der Öffnung eines Ausblendbereiches verglichen. Vor Beginn dieses Vorgangs wird über eine Ausgangsleitung 287 ein hoher Signalwert abgegeben und einem ODER-Glied 288 zugeführt, dessen Ausgangssignal die Zählung sperrt, während ein in Fig. 17(p) dargestelltes Rückstellsignal einem Eingang 289 zugeführt wird, wodurch der Inhalt eines Zweirichtungszählers 290 für die Ausblendfunktion auf Null gehalten wird. Zunächst liegt der Zahlenwert des Übertragungszyklus am Eingang 284 unter dem Adressierfeldsignal zum Beginn des Schließens des Ausblendbereiches, so daß der Zweirichtungszähler 290 durch das Ausgangssignal 293 hohen Wertes des Betragsvergleichers 292 auf Aufwärtszählung eingestellt wird.

Wenn sodann der Zahlenwert des Übertragungszyklus am Eingang 284 den mit 286 bezeichneten Sollwert überschreitet, beginnt sich der Ausblendbereich zu öffnen. In diesem Falle gibt der Vergleicher 285 ein Signal niedrigen Wertes ab, das über das ODER-Glied 288 dem Zweirichtungszähler 290 zugeführt wird, so daß, solange das Voraus-Übertragungsignal 294 einen niedrigen Wert aufweist, d. h., bis der Zweirichtungszähler 290 überläuft, das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 288 auf einem niedrigen Wert verbleibt, so daß der Übertragungstakt gezählt werden kann. Auf diese Weise zählt der Zweirichtungszähler 290 aufwärts. Dieser Zählwert wird als Ausblendbereichs-Steuersignal über einen Ausgang 296 dem Eingang 61 gemäß Fig. 4 zugeführt, wodurch die Bezugswerte für die Signalhervorhebung und Signalunterdrückung zur Steuerung der Ausblendfunktion geändert werden. Danach gibt der Zweirichtungszähler 290 ein Voraus-Übertragssignal 294 beim Maximalwert kurz vor dem Überlaufen ab und hindert sich über das ODER-Glied 288 selbst an einer Weiterzählung. Wenn danach der an dem Eingang 284 anstehende Zahlenwert des Übertragungszyklus den mit 291 bezeichneten Sollwert überschreitet, nimmt das Ausgangssignal 293 des Betragsvergleichers 292 einen niedrigen Wert an, wodurch der Aufwärtszählbetrieb des Zweirichtungszählers 290 auf Abwärtszählbetrieb umgeschaltet wird. Diese Betriebsart wird fortgesetzt, bis das Voraus-Übertragsignal 294 gebildet wird, d. h., bis ein Unterlauf auftritt, wodurch die Ausblendfunktion beendet wird. Wenn der Zählwert des Zweirichtungszählers 290 Null wird, wird die Zählung durch das Übertragungssignal 294 beendet.

Auf diese Weise wird eine Ausblendfunktion zur Verringerung der Gewichtung der nahe der Randbereiche gelegenen Informationen und somit zur Unterdrückung von Randstörungen erhalten und gesteuert.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird das Analog- Schieberegister zur Durchführung der Parallel-Serien- Umsetzung der Ausgangssignale der einzelnen optoelektronischen Wandlerelemente und Gewinnung eines zeitlich aufeinanderfolgenden Signals in Abhängigkeit von der Anordnung dieser Wandlerelemente verwendet. Der Zweck dieses Ausführungsbeispiels besteht jedoch in der Vereinfachung der Signalbildungsschaltung durch Verwendung des zeitlich aufeinanderfolgenden Signals. Anstelle der Verwendung des Analog-Schieberegisters ist daher auch die Möglichkeit gegeben, einen Analog-Multiplexer zur Verarbeitung des Zählwertes der Übertragungssteuerschaltung 185 vorzusehen, wodurch ein äquivalentes Ergebnis in bezug auf eine zeitliche Aufeinanderfolge photoelektrischer Ausgangssignale der einzelnen Wandlerelemente erzielbar ist.

Nachstehend wird näher auf Einzelheiten des Aufbaus der vorstehend beschriebenen Übertragungssteuerschaltung 185 eingegangen.

Fig. 23 zeigt einen Teil der Übertragungssteuerschaltung 185, die aus einem Zähler mit einem Rückstelleingang 297 besteht, dem das -Ausgangssignal 184 des RS-Flip-Flops 181 gemäß Fig. 15 zugeführt wird. Wenn der Rückstelleingang 297 mit einem hohen Signalwert beaufschlagt wird, erfolgt eine Rückstellung des Zählers. Der Zähler weist zehn binäre Zählstufen 298 bis 307 zur Zählung eines Eingangstaktes 308 auf. Wenn für den Eingangstakt 308 der Takt Φ₉ von dem Haupt­ taktgenerator 170 gemäß Fig. 15 angelegt wird, schreitet die Zählung mit einer von dessen abfallender Flanke abhängigen zeitlichen Steuerung fort, während bei Anlegen des Taktes Φ₀ die Zählung in zeitlicher Abhängigkeit von der Anstiegsflanke des Taktes Φ₀ fortschrei­ tet.

Die Zähler 298 bis 307 geben Ausgangssignale der Zählwerte über Ausgänge 309 bis 318 von zweiwertigen Signalen ab (die nachstehend als Bit 1 bis Bit 10 bezeichnet sind).

In den Fig. 24 bis 28 sind Ausführungsbeispiele für nachstehend jeweils näher beschriebene logische Schaltungsanordnungen zur Bildung der verschiedenen Ausgangssignale dargestellt.

Zunächst wird ein dem Anschluß 37 des Analog-Schieberegisters 124 a bis 124 c gemäß Fig. 12 bzw. dem Analog-Schieberegister 28 gemäß Fig. 4 zuzuführender Eingabetaktimpuls Φ₁ erhalten, indem der Takt Φ₂ über ein Pufferglied 319 geführt wird, das den Eingabetaktimpuls Φ₁ als Ausgangssignal über seine Ausgangsleitung 320 abgibt. Ferner wird ein dem Anschluß 38 des Analog-Schieberegisters 124 a bis 124 c bzw. dem Analog-Schieberegister 28 gemäß Fig. 4 zuzuführender Ausgabetaktimpuls Φ₂ erhalten, indem der Takt Φ₁ über ein Pufferglied 321 geführt wird, das den Ausgabetaktimpuls Φ₂ als Ausgangssignal über seine Ausgangsleitung 322 abgibt. Das dem Rückstelleingang 135 der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 134 gemäß Fig. 12 für die Spitzenwertspeicherung zuzuführende Rückstellsignal wird über ein UND-Glied 323 erhalten, dessen Ausgangssignal nur beim ersten Zählzyklus der 1024 Zählzyklen des Zählers 298 bis 307 einen hohen Wert annimmt.

Der dem Gate-Anschluß 35 der Ladungsverschiebungsabschnitte 123 a bis 123 c gemäß Fig. 12 bzw. dem Feld­ effekt-Verschiebungssteuertransistor 34 gemäß Fig. 4 zur Ladungsverschiebung zuzuführende Schiebeimpuls SH wird über ein UND-Glied 325 erhalten, dessen Ausgangssignal 326 während der Zeit zwischen dem Takt Φ₁ und Φ₂ in dem ersten Zählzyklus der 1024 Zählzyklen des Zählers 298 bis 307 auf einen hohen Signalwert übergeht. Das dem Rückstelleingang 44 der Photo­ ausgangssignal-Steuerschaltung 14 gemäß Fig. 12 bzw. Fig. 4 zur Addition einer beliebigen Anzahl photoelektrischer Ausgangssignale zuzuführende Rückstellsignal wird über ein UND-Glied 327 mit einem Ausgangssignal 328, ein nachgeschaltetes ODER-Signal 329, dessen Ausgangssignal 330 bei ungeradzahligen Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt, und bei jedem Zyklus einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 1 beträgt, sowie über ein UND-Glied 331 erhalten, dessen Ausgangssignal 332 bei dem Takt Φ₁ des mit dem ersten Zyklus beginnenden und aus n Zyklen bestehenden Intervalls einen hohen Wert annimmt. Das Zwei- Elemente-Additionsbefehlssignal wird über den Eingang 333 zugeführt und besteht auf dem Q-Ausgangssignal des RS-Flip-Flops 279 gemäß Fig. 20. Dies trifft auch auf die nachstehend beschriebenen Vorgänge zu.

Das dem Eingang 48 der Abtast/Speicherschaltung 47 der Photoausgangssignal-Steuerschaltung 14 zur Additionsgleichrichtung zuzuführende Signal wird über ein UND-Glied 334, dessen Ausgangssignal 335 bei den ungeradzahligen Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt, über ein ODER-Glied 336, das auf das Ausgangssignal 335 zur Bildung eines Ausgangssignals 337 anspricht, das bei den ungeradzahligen Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt, oder bei jedem Zyklus einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 1 beträgt, sowie über ein UND-Glied 338 erhalten, das auf das Ausgangssignal 337 zur Bildung eines Ausgangssignals 339 anspricht, das bei dem Takt Φ₄ des mit dem n-ten Zyklus beginnenden und aus n Zyklen bestehenden Intervalls einen hohen Wert aufweist.

Das dem Anschluß 53 des Differenzverstärkers 52 der Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 gemäß Fig. 4 zur Helligkeitsdifferenzermittlung zuzuführende Signal wird über ein UND-Signal 340 erhalten, dessen Ausgangssignal 341 zum Zeitpunkt des Taktes Φ₆ des beim n-ten Zyklus beginnenden und aus n-Zyklen bestehenden Intervalls aus dem Ausgangssignal 337 des ODER-Gliedes 336 erhalten.

Das dem Eingang 49 der Abtast/Speicherschaltung 50 der Videosignaländerungs-Detektorschaltung 16 für eine ähnliche Helligkeitsdifferenzermittlung zuzuführende Signal wird über ein UND-Glied 342 gemäß Fig. 25, dessen Ausgangssignal 343 bei den ungeradzahligen Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt, über ein ODER-Glied 344, das auf das Ausgangssignal 343 zur Bildung eines Ausgangssignals 345 anspricht, das bei den ungeradzahligen Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt, und bei jedem Zyklus einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 1 beträgt, sowie über ein UND-Glied 346 erhalten, das auf das Ausgangssignal 345 anspricht, das Ausgangssignal 324 des UND-Gliedes 323 gemäß Fig. 24 über einen ersten Eingang erhält und ein Ausgangssignal 347 abgibt, das zum Zeitpunkt des Taktes Φ₀ des beim (n+1)ten Zyklus beginnenden und aus n Zyklen bestehenden Intervalls einen hohen Wert annimmt.

Das dem Eingang 79 der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 gemäß Fig. 4 zur Integration der Helligkeitsdifferenzen im Bildfeld zuzuführende Signal wird über ein UND-Glied 348, dessen Ausgangssignal 349 nur beim zweiten Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt, und über ein UND-Glied 350 erhalten, das auf das Ausgangssignal 349 zur Bildung eines Ausgangssignals 351 anspricht, das beim zweiten Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 1 beträgt. Ferner gibt ein UND-Glied 352 ein Ausgangssignal 353 ab, das bis zum 4. Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt. In Abhängigkeit von dem Ausgangssignal 353 gibt ein UND-Glied 354 ein Ausgangssignal 355 ab, das bis zum vierten Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt. In Abhängigkeit von dem Ausgangssignal 355 gibt ein ODER-Glied 356 ein Ausgangssignal 357 ab, das bei dem zweiten Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt. In Abhängigkeit von dem Ausgangssignal 357 gibt ein UND-Glied 358 schließlich ein Ausgangssignal ab, durch das ein RS-Flip-Flop 359 in zeitlicher Abhängigkeit von dem Takt Φ₂ des zweiten Zyklus von jeweils 512 Zyklen gesetzt wird. In ähnlicher Weise erzeugt ein UND-Glied 360 ein Ausgangssignal 361, das beim 257. Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt. In Abhängigkeit von dem Ausgangssignal 261 gibt ein UND-Glied 362 ein Ausgangssignal ab, durch das das RS-Flip-Flop 359 in zeitlicher Abhängigkeit von (257-Φ₃) bei jeweils 512 Zyklen zurückgestellt wird. Hierdurch gibt das RS-Flip-Flop 359 ein Q-Ausgangssignal 363 ab, das in der Zeit von (2n-Φ₃) bis (257-Φ₃) bei jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt und dem Eingang 79 zugeführt wird.

Das dem Rückstelleingang 80 der Zweirichtungs- Integrationsschaltung 19 zur Integrationsrückstellung zuzuführende Rückstellsignal wird über ein UND-Glied 364 gemäß Fig. 26 erhalten, dessen Ausgangssignal 365 bis zum 511. Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt und als Rückstellsignal für ein RS-Flip-Flop 366 dient. Das RS-Flip-Flop 366 wird von dem Signal des zweiten Zyklus von jeweils 512 Zyklen bzw. dem Ausgangssignal 349 des UND-Gliedes 248 gemäß Fig. 25 gesetzt, so daß sein dem Anschluß 80 zugeführtes -Ausgangssignal vom zweiten Zyklus bis zum 511. Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen niedrigen Wert und vom 511. Zyklus bis zum 514. Zyklus sowie vom 1023. Zyklus über die beiden nächsten Zyklen einen hohen Wert aufweist.

Das dem Anschluß 86 oder 82 der Zweirichtungs- Integrationsschaltung 19 zur Rückwärtsintegration zuzuführende Signal, z. B. das in Fig. 17(o) dargestellte Signal, wird über das UND-Glied 364, dessen Ausgangssignal 365 beim 511. Zyklus von jeweils 512 Zyklen zur Rückstellung des RS-Flip-Flops 368 einen hohen Wert annimmt, durch das UND-Glied 360 gemäß Fig. 25, dessen Ausgangssignal 361 beim 256. Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert aufweist und einem UND-Glied 369 zugeführt wird, dessen Ausgangssignal 370 zum Zeitpunkt (257-Φ₅) bei jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt, und über ein RS-Flip-Flop 368 erhalten, das auf das Ausgangssignal 370 zur Bildung eines dem Anschluß 82 oder 86 zugeführten Q-Ausgangssignals 369 anspricht, das für das Zeitintervall von (257-Φ₅) bis (511-Φ₀) bei jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt.

Das dem Eingang 208 des Zweirichtungszählers 207 zuzuführende Steuersignal für die Scharfeinstellungsberechnung und Unterscheidung des ersten und zweiten Bildes wird durch Anlegen des -Ausgangssignals 184 des RS-Flip-Flops 181 gemäß Fig. 15 an den Setzeingang eines RS-Flip-Flops 371 zum Setzen des RS-Flip-Flops 371 zu Beginn der Zählung sowie durch ein UND-Glied 372 erhalten, dessen Ausgangssignal 373 beim 514. Zyklus von jeweils 1024 Zyklen zur Rückstellung des RS-Flip-Flops 371 einen hohen Wert annimmt, das daraufhin ein Q-Ausgangssignal 374 abgibt, welches bis zum 514. Zyklus einen hohen Wert aufweist und das Ausgangssignal bildet.

Das dem Anschluß 129 der Abtast/Speicherschaltung 130 gemäß Fig. 12 zuzuführende Signal wird zunächst über ein UND-Glied 375 gemäß Fig. 27 erhalten, dessen Ausgangssignal 376 beim 800. Zyklus von jeweils 1024 Zyklen einen hohen Wert zum Setzen eines RS-Flip-Flops 377 aufweist, dessen Rückstellung durch den hohen Wert des Ausgangssignals 341 des UND-Gliedes 340 gemäß Fig. 24 erfolgt. Hierdurch nimmt das Q-Ausgangssignal 378 des RS-Flip-Flops 377 vom 800. Zyklus bis zum Übergang des Ausgangssignals 341 des UND-Gliedes 340 auf einen hohen Wert, d. h., zumindest bis zum Zeitpunkt (800-Φ₆) einen hohen Wert an. Über ein UND-Glied 379 wird ein Ausgangssignal 380 abgegeben, das bei Anstehen des Ausgangssignals 339 des UND-Gliedes 338 gemäß Fig. 24 zwischen dem Zeitpunkt (800-Φ₀) und (900-Φ₆), z. B. (800-Φ₄), auf einen hohen Wert übergeht. Dieses Signal wird dem Anschluß 129 zuge­ führt.

Das dem Anschluß 131 der Abtast/Speicherschaltung 132 gemäß Fig. 12 zuzuführende Signal wird zunächst über ein UND-Glied 381 erhalten, dessen Ausgangssignal 382 bei dem 850. Zyklus von jeweils 124 Zyklen zum Setzen eines RS-Flip-Flops 383 einen hohen Wert annimmt. Das RS-Flip-Flop 383 wird durch den hohen Wert des Ausgangssignals 341 des UND-Gliedes 340 gemäß Fig. 24 zurückgestellt. Aus diesem Grunde bildet sein -Ausgangssignal 384 ein Signal, das vom 850. Zyklus bis zum Übergang des Ausgangssignals 341 des UND-Gliedes 340 auf einen hohen Signalwert, d. h., zumindest bis zum Zeitpunkt (850-Φ₆), einen hohen Wert annimmt. Über ein UND-Glied 385 wird ein Ausgangssignal 386 gebildet, das zwischen dem Zeitpunkt (850-Φ₀) und dem Zeitpunkt (850-Φ₆) beim Auftreten des Ausgangssignals 339 des UND-Gliedes 338 gemäß Fig. 24, d. h., z. B. zum Zeitpunkt (850-Φ₄), auf einen hohen Wert übergeht. Dieses Signal wird dem Anschluß 131 zugeführt.

Das dem Anschluß 133 der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 134 gemäß Fig. 12 zur Spitzenwertspeicherung zuzuführende Signal wird über ein UND-Glied 387, dessen Ausgangssignal 388 beim ersten Zyklus von jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert aufweist, über ein auf das Ausgangssignal 388 ansprechendes UND-Glied 389, dessen Ausgangssignal 390 zum Zeitpunkt (1-Φ₄) bei jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert annimmt, wenn die Anzahl der addierten Elemente 1 beträgt, und durch Anlegen des Ausgangssignals 349 des UND-Gliedes 348 gemäß Fig. 25, d. h., des bei dem zweiten Zyklus von jeweils 512 Zyklen auf einen hohen Wert übergehenden Signals, an ein UND-Glied 391 erhalten, das dann ein Ausgangssignals 392 abgibt, das zum Zeitpunkt (2-Φ₄) bei jeweils 512 Zyklen einen hohen Wert aufweist, wenn die Anzahl der addierten Elemente 2 beträgt. In Abhängigkeit von den Ausgangssignalen 390 und 392 gibt ein ODER-Glied 393 dann ein Ausgangssignal ab, das ein RS-Flip-Flop 394 zum Zeitpunkt (n-Φ₄) bei jeweils 512 Zyklen zurückgestellt. Das Ausgangssignal 361 des UND-Gliedes 360 gemäß Fig. 25, d. h., das bei dem 257. Zyklus von jeweils 512 Zyklen auf einen hohen Wert übergehende Signal, wird dem Rückstelleingang des RS-Flip-Flops 394 zur Bildung dessen Q-Ausgangssignals 395 zugeführt, das bei jeweils 512 Zyklen zwischen dem Zeitpunkt (n-Φ₄) und dem Zeitpunkt (257-Φ₀) einen hohen Wert annimmt. Dieses Ausgangssignal wird dem Anschluß 133 zugeführt.

Das den Eingängen 24 und 25 gemäß Fig. 12 bzw. 4 zur seriellen Eingabesteuerung der Analog-Schieberegister 124 a bis 124 c gemäß Fig. 12 bzw. des Analog-Schiebere­ gisters 28 gemäß Fig. 4 zuzuführende Signal wird zunächst über ein UND-Glied gemäß Fig. 28 erhalten, dessen Ausgangssignal 397 beim 50. Zyklus zum Setzen eines RS-Flip-Flops 398 einen hohen Wert annimmt. Über ein UND-Glied 399 wird ein Ausgangssignal 400 erhalten, das beim 100. Zyklus auf einen hohen Wert übergeht. In Abhängigkeit von diesen Signalen wird ein RS-Flip-Flop 398 zur Abgabe seines Q-Ausgangssignals 401 zurückgestellt, das vom 50. bis zum 100. Zyklus einen hohen Wert annimmt. Dieses Signal wird dem Eingang 24 zugeführt, während das -Ausgangssignal 402 des RS-Flip-Flops 398, das während der gesamten Zeit mit Ausnahme der Zeitdauer vom 50. bis 100. Zyklus einen hohen Wert annimmt, dem Eingang 25 zugeführt wird.

Das dem gemeinsamen Eingang 160 der UND-Glieder 161 und 165 gemäß Fig. 14 zur Steuerung der Integrationsdauer zuzuführende Integrationsdauer-Änderungssignal wird über ein UND-Glied 403 erhalten, dessen Aus­ gangssignal 404 beim 1022. Zyklus einen hohen Wert annimmt und als Steuersignal abgegeben wird.

Schließlich wird das Voraus-Übertragsignal 188 für die von der Übertragungssteuerschaltung 185 gemäß Fig. 15 vorgenommene Hauptablaufsteuerung über ein UND-Glied 405 erhalten, dessen Ausgangssignal 406 beim 1023. Zyklus einen hohen Wert annimmt und zugeführt wird.

Im übrigen ist die erfindungsgemäße Steuerung der Integrationsdauer nicht auf eine Scharfeinstellungs- Ermittlungseinrichtung beschränkt, sondern allgemein bei einer Bildverarbeitung einsetzbar.

In Fig. 29 ist eine Bildaufnahmeröhre 407 schematisch dargestellt, bei der die Helligkeitsinformation des Bildes mittels einer photoelektrischen Wandlerplatte 408 in ein elektrisches Signal umgesetzt wird, das durch Abtastung mittels eines von der Kathode 409 der Bildaufnahmeröhre 407 emittierten Elektronenstrahls 410 in Form eines Stromsignals aus der Bildaufnahmeröhre 407 herausgeführt wird.

Der Elektronenstrahl 410 wird von einem Steuergitter 411 konvergiert und von dem Magnetfeld einer Ablenkspule 412 oder dem elektrischen Feld einer Ablenkplatte derart abgelenkt, daß er auf eine beliebige Stelle der photoelektrischen Wandlerplatte 408 trifft, woraufhin der Helligkeitswert an dieser Stelle ausgelesen wird. Das heißt, das Signal wird in der in Fig. 30 schematisch dargestellten Weise über den photoelektrischen Wandlerabschnitt 413, einen Abtast- oder Selektionsabschnitt 414 und einen Ausgangsabschnitt 415 ausgelesen. Die Temperatur- und Luminanz- bzw. Helligkeitscharakteristik des ausgelesenen Signals hängen im wesentlichen von dem photoelektrischen Wandlerabschnitt 413 ab, da insbesondere der Abtastabschnitt 414 aufgrund seiner fehlenden Beheizung nur geringen Temperaturänderungen unterworfen ist und das aufgrund des hohen Plattenpotentials davon ausgegangen werden kann, daß Beeinflussungen durch ein direktes Auftreffen von Photonen, Luminanz- bzw. Helligkeitsflimmern selten sind.

Der Dynamikbereich des Signals ist durch den Bereich der photoelektrischen Wandlerplatte 408 derart beschränkt, daß die Kompensation von Temperatureinflüssen und dgl. auf das Signal ohne weiteres entfallen können, da die Kennwerte und Eigenschaften der photoelektrischen Wandlerplatte 408 bekannt sind und davon ausgegangen werden kann, daß sie fast ausschließlich von der Temperatur abhängen.

Aus diesem Grunde läßt sich das Signal auch leicht auf einen korrekten Wert steuern, indem ermittelt wird, ob die Signalbegrenzung eingehalten wird, während das Spitzenpotential des Signals beobachtet wird. Falls jedoch wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen ein Halbleiter-Analog-Schieberegister bzw. eine CCD-Anordnung als Abtastabschnitt verwendet wird, treten im Abtastabschnitt große luminanz- bzw. helligkeitsabhängige Differenzen und temperaturabhängige Schwankungen auf, wobei auch der Dynamikbereich ziemlich eng ist.

Aus diesem Grunde wird bei den erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen dem gleichen Abtast- und Übertragungsabschnitt am Serieneingang das Normalpotential in zeitlich versetzter Weise zugeführt und das über den Serienausgang und den Ausgangsabschnitt geführte Signal als Referenzsignal für das Bildinformationssignal zur Durchführung der Signalpotentialsteuerung verwendet.

Somit werden bei den erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen unter Berücksichtigung der Luminanz- bzw. Helligkeitscharakteristik und der Temperatur­ charakteristik des Übertragungsabschnitts, der Steuerung des Ausgabeabschnitts in bezug auf die Zwei-Elemente-Addition oder der charakteristischen Signaländerung im Ausgabeabschnitt ein unteres und ein oberes Signal als Standardsignale bzw. Normalsignale zur Steuerung des Bildsignals erhalten.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird eine Kompensation der Temperaturcharakteristik der photoelektrischen Wandlerelemente aufgrund der großen Temperaturänderungen des Übertragungsabschnitts und des engen Dynamikbereiches nicht durchgeführt. Bei der hauptsächlichen Bildsignalverarbeitung durch Differenzbildung oder Differenzierung des Bildsignals wird diese Unterdrückung bzw. Kompensation automatisch durchgeführt, so daß sie entfallen kann. Im Falle einer Verwendung zu Bildaufnahmezwecken wird die Differenz von dem unteren Standardpotential bzw. Normalpotential des vorstehend beschriebenen Dynamikbereiches gebildet, wobei außerdem Kompensations- bzw. Unterdrückungsmaßnahmen bekannter Art in bezug auf die Temperaturcharakteristik der photoelektrischen Wandlerelemente erforderlich sind.

Ferner ist auch hier durch eine Addition von Elementen eine Empfindlichkeitssteigerung, wie bei der allgemeinen Phototechnik erzielbar, so daß diese Maßnahme auch bei einer Bildaufnahmeröhre praktisch verwendbar ist und eine Ausweitung bzw. Vergrößerung der Informationsbildelemente ermöglicht. Da ein höheres Ausgangssignal bei gleicher Integrationsdauer erhalten werden kann, ergibt sich insbesondere bei einem Fernsehbild oder dgl., bei dem die Bildintervallzeit (z. B. 1/30 Sekunden) feststeht bzw. festgelegt ist, der Vorteil, daß der Bildaufnahme-Helligkeitsbereich beträchtlich erweitert werden kann (und zwar insbesondere zur dunkleren Seite hin). In diesem Falle führt eine durch Steuerung des Taktes des X-Y-Richtungsschieberegister und der Lese-Rückstellung z. B. vorgenommene Addition von 2×2 (Bildelement×Abtastlinie) bereits auf einfache Weise zur Bildung eines Signals, das den vierfachen Wert bzw. Betrag aufweist.

Nachstehend wird zur Erläuterung einer parallelen Normalsignal-Ausgabemethode näher auf Fig. 31 einge­ gangen.

In Fig. 31 bezeichnet die Bezugszahl 416 eine große Anzahl von unabhängigen photoelektrischen Wandlerelementen zur Umsetzung der Helligkeitsinformation eines Bildes in elektrische Signale, die mittels eines Analog- Schieberegisters 417 abgetastet und übertragen werden, wobei je nach den Erfordernissen eine Addition von Wandlerelementen vorgenommen wird und in einem Addier- und Umsetzerabschnitt 418 eine Abtastung, Zwischenspeicherung und dgl. zur Bildung eines Videosignals bzw. Bildsignals an einer Ausgangsleitung 419 erfolgt. Die Bezugszahl 420 bezeichnet ein Analog-Schieberegister ähnlich dem Analog-Schieberegister 417, dessen Serien-Eingang an Vcc liegt. Mit der Bezugszahl 421 ist ein Addier- Umsetzerabschnitt ähnlich dem Addier-Umsetzerabschnitt 418 bezeichnet, dessen Ausgangssignal 422 als Maximum- Normalsignal dient.

Mit der Bezugszahl 423 ist ein Analog-Schieberegister ähnlich den Analog-Schieberegistern 417, 420 bezeichnet, dessen Serien-Eingang an Masse liegt. Die Bezugszahl 424 bezeichnet einen Addier-Umsetzerabschnitt ähnlich den Addier-Umsetzerabschnitten 418, 421, dessen Ausgangssignal 425 als Minimum-Normalsignal dient.

Eine solche parallele Anordnung gleicher bzw. ähnlicher Schaltungsanordnungen hat im Vergleich zu der vorstehend beschriebenen zeitlich seriellen Erzeugungsweise der Normalsignale den Vorteil, daß die Ab­ tast/Speicherschaltung entfallen kann, was insbesondere bei der allgemeinen Bildaufnahmetechnik begrüßt wird.

Fig. 32 stellt ein Ausführungsbeispiel hierfür dar und veranschaulicht ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Gewinnung eines Videosignals aus dem vorstehend beschriebenen Maximum-Normalsignal 422, dem Minimum-Normalsignal 425 und dem Bildsignal 419. Das heißt, durch Vergleich dieser drei Signale wird die Steuerung der Integrationsdauer in einer Integrations­ dauer-Steuerschaltung 426 durchgeführt, die vorstehend beschriebene Beeinflussung des Übertragungsabschnitts in einem Differenzverstärker 427 unterdrückt und eine Temperaturkompensation eines Differenzverstärkers 429 über das Ausgangssignal einer Temperatur­ kompensationsschaltung 428 der photoelektrischen Wandlerelemente zur Gewinnung eines Videosignals vorgenom­ men.

Hierbei ist zu beachten, daß die Temperaturkompensationsschaltung 428 der photoelektrischen Wandlerelemente von der Integrationsdauer abhängig ist, so daß, wenn die vorstehend beschriebene photoelektrische Wandlerelemente­ anordnung 416 gemäß Fig. 31 mit zumindest einem vollständig lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerelement in einem Teil dieser Anordnung versehen ist, das Auslesen des Bildsignals erfolgen kann, während die Kompensation bezüglich der Temperatur oder dgl. der photoelektrischen Wandlerelemente und des Übertragungsabschnitts durch Anlegen des dem lichtabgeschirmten Wandlerelement entsprechenden abgetasteten und zwischengespeicherten Bildpotentials an den Differenz­ verstärker 427 vorgenommen wird.

In Fig. 33 ist ein Ausführungsbeispiel für eine Ausgestaltung der Integrationsdauer-Steuerschaltung 15 gemäß Fig. 14 dargestellt, bei dem Spitzenwertspeicherung nicht erforderlich ist.

Das heißt, falls das Maximum-Normalsignal und das Minimum-Normalsignal vor der Bildung des Bildsignals entsprechend ihrer Festlegung erhalten werden, werden das einem Eingang 430 zugeführte Maximal-Normalsignal und das einem Eingang 431 zugeführte Minimum-Normalsignal von Widerständen 432, 433, 434 zur Bildung von Vergleichsnormalwerten an Verbindungspunkten 435 und 436 geteilt.

Um an einem Knotenpunkt 438 ein zeitabhängiges Signal zu erhalten, das dem effektiven Signalanteil des einem Eingang 437 zugeführten Bildsignals entspricht, wird ein Eingang 439 z. B. mit einem dem Q-Ausgangssignal 395 des RS-Flip-Flops 394 gemäß Fig. 27 entsprechenden Signal zur Steuerung eines Feldeffekttransistors 440 beaufschlagt. Wenn das an dem Eingang 437 anstehende Bildsignal den an dem Verbindungspunkt 435 erhaltenen oberen Vergleichsnormalwert überschreitet, gibt ein Vergleicher 443 über seine Ausgangsleitung 444 ein Signal hohen Wertes ab.

Ein RS-Speicher-Flip-Flop 445 für den Überschreitungszustand und ein RS-Speicher-Flip-Flop 446 für den Unterschreitungszustand werden jeweils zurückgestellt und gesetzt, indem ein Signal auf einen hohen Wert gebracht wird, das z. B. dem einem Eingang 447 zugeführten Ausgangssignal 324 des UND-Gliedes 323 gemäß Fig. 24 entspricht.

Wenn somit der Fall eintritt, daß das Bildsignal den oberen Normalwert überschreitet, wird das RS-Flip-Flop 445 gesetzt, was die Bildung eines hohen Signalwertes an seinem Q-Ausgang 448 zur Folge hat. Wenn der untere Normalwert nicht überschritten wird, wird das RS-Flip-Flop 446 nicht zurückgestellt, was die Bildung eines hohen Signalwertes an seinem Q-Ausgang 449 zur Folge hat.

Da der z. B. dem Ausgangssignal 404 des UND-Gliedes 403 gemäß Fig. 28 entsprechende Taktimpuls einem Eingang 450 zugeführt wird, gibt bei Überschreiten des oberen Normalwertes somit ein UND-Glied 451 über seine Ausgangsleitung 452 einen Taktimpuls ab, während bei Nichtunterschreiten des unteren Normalwertes ein UND-Glied 453 über seine Ausgangsleitung 454 einen Taktimpuls abgibt.

Mit einer solchen Anordnung wird ohne die Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung ein Zweirichtungszähler 163 in ähnlicher Weise, wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 14, zur Aufwärtszählung, Zwischenspeicherung oder Abwärtszählung betrieben, wobei sein Ausgangssignal 164 die Integrationsdauer festgelegt und dadurch eine Steuerung der Integrationsdauer erfolgt.

Nachstehend wird eine Anzahl von Ausführungsbeispielen für weitere Ausgestaltungen der Hauptschaltungsanordnungen der vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele des Systems näher erläutert.

Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen beinhaltet die Steuerung der Integrationsdauer des photoelektrischen Wandlerabschnitts im wesentlichen eine genaue Steuerung des Bildes auf einen in einem möglichen begrenzten Dynamikbereich wiederzugebenden Wert.

Demgegenüber ist z. B. unter der Voraussetzung, daß in einer nachgeschalteten Stufe einer Verstärkung erfolgt, auch eine noch vorteilhaftere Einstellung der Integrationsdauer, d. h., ein kleinerer Wert des photoelektrischen Ausgangssignals, möglich, wenn die nachgeschaltete Verstärkerstufe zur Einregelung eines konstanten Wertes des Bildsignals verwendet wird, ohne daß eine Sättigung auftritt.

Unter diesem Gesichtpunkt wird zunächst z. B. der Differenzverstärker 429 gemäß Fig. 32 herausgegriffen und das von ihm abgegebene Bildsignal auf einen erforderlichen Wert gesteuert.

In Fig. 34 ist ein Ausführungsbeispiel für den in einem solchen Falle verwendeten photoelektrischen Signalgeneratorabschnitt 13 dargestellt. Gemäß Fig. 34 ist außer dem üblichen photoelektrischen Wandlerabschnitt 455 ein ähnlicher (jedoch eine erheblich geringere Anzahl an Wandlerelementen aufweisender) weiterer photoelektrischer Wandlerabschnitt 456 vorgesehen, der von einer Abschirmeinrichtung 457 in bezug auf einfallendes Licht abgeschirmt ist. Das von den photoelektrischen Wandlerabschnitten erhaltene Signal wird von einem Analog-Schieberegister 458, dessen Serien-Eingang 459 an Masse liegt, über eine Ausgangsschaltung 460 in zeitlich serieller Weise abgegeben. Die Bezugszahl 461 bezeichnet eine Abtast/Speicherschaltung zur Abtastung und Zwischenspeicherung desjenigen über die Ausgangsschaltung 460 abgegebenen Signalanteils, der dem Signal des lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitts 456 entspricht, wobei die Abtastung durch Anlegen eines hohen Signalwertes an einen Anschluß 462 erfolgt, während der abgetastete Wert bei Anliegen eines niedrigen Signalwertes zwischengespeichert wird. Der Übergang des an dem Anschluß 462 anstehenden Signals auf einen hohen Wert erfolgt in zeitlicher Abstimmung mit der Abgabe des dem Signal des lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitts 456 entsprechenden Ausgangssignals über den Ausgang der Ausgabeschaltung 460. Die Bezugszahl 463 bezeichnet einen Differenzverstärker zur Bildung der Differenz zwischen dem Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 461 und dem Ausgangssignal der Ausgangsschaltung 460. Der Differenzverstärker 463 gibt daher über seinen Ausgang 464 ein auf dem photoelektrischen Signal des photoelektrischen Wandlerabschnitts 455 beruhendes Ausgangssignal als Bildsignal ab, bei dem die in dem photoelektrischen Wandlerabschnitt 455 und dem Analog-Schieberegister 458 erzeugte Dunkelstromkomponente gut unterdrückt ist, wodurch auch die auf Temperaturänderungen beruhenden Einflüsse automatisch unterdrückt sind.

Außerdem kann in diesem Falle auch die Pegelsteuerung, d. h., die Steuerung der Integrationsdauer z. B. unter Verwendung der Integrationsdauer-Steuerschaltung gemäß Fig. 33 durchgeführt werden, indem ein Anschluß 466 zur Bildung eines als Maximum-Normalwert dem Eingang 431 gemäß Fig. 33 zugeführten Signalwertes mit einer elektrischen Stromquelle 465 verbunden, ein Anschluß 467 zur Bildung eines als Minimum-Normalwert dem Eingang 430 gemäß Fig. 33 zugeführten Signalwertes an Masse gelegt und ein Anschluß 468 mit dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers 463 beaufschlagt werden, das dem Eingang 437 gemäß Fig. 33 zugeführt wird.

Wenn bei dieser Schaltungsanordnung z. B. aus irgendeinem Grunde die Helligkeit bei Einstellung einer sehr langen Integrationsdauer rasch ansteigt, kann der Fall eintreten, daß das Signal des lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitts 456 durch Lichteinfall oder Streulicht ansteigt und sich dem Sättigungswert des Signalausleseabschnitts nähert, wobei auch das Signal des photoelektrischen Wandlerabschnitts 455 gesättigt ist. In einem solchen Falle wird der Ausgangssignalwert des Differenzverstärkers 463 sehr klein, wodurch die Integrationsdauer auf einen noch höheren Wert eingestellt wird. Auf diese Weise entwickelt sich die Einstellung der Steuerung in einer unvorteilhaften Richtung.

Zur Verhinderung einer solchen Situation wird eine Schaltungsanordnung vorgeschlagen, von der ein Ausführungsbeispiel in Fig. 35 dargestellt ist, wobei gleiche Bezugszeichen die gleichen Teile wie in Fig. 34 bezeichnen.

Zunächst ist bei dieser Schaltungsanordnung der Serien-Eingang eines Analog-Schieberegisters 458 mit einer z. B. der Eingabesteuerschaltung 121 gemäß Fig. 12 ähnlichen Eingabesteuerschaltung 470 versehen. Mit der Bezugszahl 471 ist eine Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung bezeichnet, die den Spitzenwert des Ausgangssignals der Ausgangsschaltung 460 in ähnlicher Weise, wie z. B. die Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 134 gemäß Fig. 12, festhält, wobei ihr Spitzenwert- Speichereingang 472 z. B. mit dem Q-Ausgangssignal 395 des RS-Flip-Flops 394 gemäß Fig. 27 als Spitzenwert- Speichersignal und ihr Rückstelleingang 473 z. B. mit dem Ausgangssignal 324 des UND-Gliedes 323 gemäß Fig. 24 als Rückstellsignal beaufschlagt werden. Das Aus­ gangssignal der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 471 wird über einen Ausgang 474 abgegeben. Die Bezugszahl 475 bezeichnet eine Abtast/Speicherschaltung zur Abtastung und Zwischenspeicherung des über die Ausgangsschaltung 460 abgegebenen Ausgangssignals in ähnlicher Weise, wie z. B. die Abtast/Speicherschaltung 132 gemäß Fig. 12. Die Abtast/Speicherschaltung 475 gibt z. B. in Abhängigkeit von dem ihrem Eingang 476 zugeführten Ausgangssignal 386 des UND-Gliedes 385 gemäß Fig. 27 ein Ausgangssignal ab, das die mögliche Maximalspannung, d. h., den Sättigungswert, repräsentiert. Die Bezugszahl 477 bezeichnet eine elektrische Stromquelle zur Erzeugung der erforderlichen maximalen Ausgangsspannung. Die von der elektrischen Stromquelle 477 abgegebene maximale Ausgangsspannung, die dem Ausgangssignalwert der Abtast/Speicherschaltung 461 zur Bildung einer Spannung zugeführt wird (wenn diese Spannung kleiner als die Sättigungsspannung ist, wird sie derart gewählt, daß das gewünschte Bildsignal im ungesättigten Zustand erhalten wird), und der Ausgangssignalwert der Abtast/Speicherschaltung 475 werden einer aus Dioden 478 und 479 sowie einem Widerstand 480 bestehenden Minimalwert-Wählschaltung zugeführt, wodurch ein unterer Signalwert ausgewählt wird. Der ausgewählte Signalwert wird als Maximum-Normalsignal über einen Ausgang 481 abgegeben. Zur Bildung des Minimum-Normalsignals wird das über einen Ausgang 482 abgegebene Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 461 verwendet.

Wenn somit die Integrationsdauer-Steuerschaltung z. B. gemäß Fig. 14 über die Eingänge 155, 149 und 148 gemäß Fig. 14 mit den über die Anschlüsse 474, 481 und 482 abgegebenen, jeweils den Spitzenwert, den Maximum-Normalwert und den Minimum-Normalwert repräsentierenden Ausgangssignalen beaufschlagt wird, arbeitet sie in der gleichen Weise, wie vorstehend beschrieben, so daß eine Steuerung der Integrationsdauer, d. h., eine automatische Einstellung des Bildsignalwertes, erzielt wird. Das heißt, wenn bei dieser Schaltungsanordnung ein einwandfreier Signalwert im ungesättigten Zustand erhalten werden soll, wird der Signalwert in Abhängigkeit von der über die Stromquelle 477 erhältlichen maximalen Ausgangsspannung eingestellt. Wenn Sättigung oder eine annähernd gleiche Erscheinung bei der Einstellung des Signalwertes auf den korrekten Betrag auftritt, wird die Minimalwert-Wählschaltung 478, 479, 480 betätigt, so daß eine automatische Einstellung zur Bildung eines ungesättigten Signals erfolgt. Auf diese Weise können die bei der Einstellung einer relativ langen Integrationsdauer im Falle eines schnellen Anstiegs der Helligkeit auftretenden Nachteile vermieden werden.

Obwohl die vorstehend getroffenen Maßnahmen zur Verhinderung einer Sättigung sehr wirksam sind, besteht im schlimmsten Falle immer noch die Möglichkeit, daß der Maximum-Normalwert und auch der Minimum-Normalwert in die Sättigung geraten, so daß eine Sättigung des Bildsignalwertes auftritt.

Zur Behebung dieses Nachteils läßt sich die Integrations­ dauer-Steuerschaltung mit einer vorgeschalteten Zusatzschaltung versehen, von der ein Ausführungsbeispiel in Fig. 36 dargestellt ist und nachstehend näher beschrieben wird. Durch diese Schaltungsanordnung werden die z. B. über die Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 12, 31 und 35 erhaltenen Maximum und Minimum-Normalwerte einer geeigneten Verarbeitung unterzogen, bevor sie der Integrationsdauer-Steuerschaltung gemäß Fig. 14 oder 33 zugeführt werden. Gemäß Fig. 36 wird der einem Eingang 483 zugeführte Maximum-Normalwert ohne weitere Änderung weitergeleitet und tritt an einem Ausgang 484 auf, wobei hierbei eine elektrische Stromquelle 485 an einem Verbindungspunkt 486 einen gewünschten Minimum-Normalwert bildet, durch den das Bildsignal auf einen Wert gesteuert wird, der zumindest unterhalb des Sättigungswertes liegt. Der einem Eingang 487 zugeführte Minimum-Normalwert wird dagegen zusammen mit dem vorstehend beschriebenen, an dem Verbindungspunkt 486 anstehenden gewünschten Minimum-Normalwert einer aus Dioden 488, 489 und einem Widerstand 490 bestehenden Minimalwert-Wählschaltung zugeführt, wobei der jeweils untere Wert ausgewählt und über einen Ausgang 491 als der maßgebende Minimum-Normalwert abgegeben wird.

Durch eine Zusatzschaltung mit diesem Aufbau wird bewirkt, daß das Bildsignal im Normalzustand, d. h., im ungesättigten Zustand, innerhalb eines Bereiches zwischen dem Maximum-Normalwert und dem Minimum-Normalwert einen ausreichenden Wert ohne Vornahme einer Begrenzung aufweist und daß in diesem Falle aufgrund der Tatsache, daß der über den Eingang 487 eingegebene Minimum-Normalwert unter dem an dem Verbindungspunkt 486 anstehenden gewünschten Mnimum-Normalwert liegt, der über den Eingang 487 eingegebene Minimum-Normalwert über den Ausgang 491 abgegeben wird. Auf diese Weise wird die Steuerung der Integrationsdauer durchgeführt.

Wenn dagegen das Signal gesättigt oder annähernd gesättigt ist, wird der vorstehend beschriebene Normalbereich fast zum Verschwinden gebracht oder sehr eng, so daß der über den Eingang 487 erhaltene Minimum-Normalwert über dem an dem Verbindungspunkt 486 anstehenden gewünschten Minimum-Normalwert liegt. Als über den Ausgang 491 abgegebener Minimum-Normalwert tritt somit der gewünschte Minimum-Normalwert, d. h., der niedrigere Betrag des an dem Verbindungspunkt 486 anstehenden Minimum-Normalwertes, auf. Dies führt zu dem Zustand, daß das derzeitige Bildsignal einen zu hohen Betrag aufweist und damit zu einer Betätigung der Integrations­ dauer-Steuerschaltung zur Verkürzung der Integrationsdauer. Auf diese Weise wird der vorstehend beschriebene Nachteil behoben.

Mit der Bezugszahl 492 ist ein Vergleicher zur Unterscheidung des Sättigungszustandes bezeichnet. Von diesem Vergleicher 492 werden das dem Eingang 487 zugeführte Minimum-Normalsignal und das an dem Verbindungspunkt 486 anstehende gewünschte Minimum-Normalsignal miteinander verglichen und über seinen Ausgang 493 ein Sättigungssignal abgegeben, wenn das Bildsignal nicht in den vorstehend beschriebenen Spannungsbereich fällt, d. h., gesättigt ist.

Zur Verhinderung einer fehlerhaften Anzeige aufgrund einer gestörten Arbeitsweise bei einem Sättigungszustand kann die Anzeigesteuerschaltung gemäß Fig. 18 mit einer Zusatzschaltung versehen werden, von der ein Ausführungsbeispiel in Fig. 37 dargestellt ist.

In Fig. 37 ist mit der Bezugszahl 494 ein ODER-Glied bezeichnet, dem über seine jeweiligen Eingänge 495 und 496 das über den Ausgang 493 abgegebene Ausgangssignal des Vergleichers 492 gemäß Fig. 36 und das Q-Ausgangssignal 179 des RS-Flip-Flops 178 gemäß Fig. 15 zugeführt werden. Die Bezugszahl 497 bezeichnet ein UND-Glied, das das invertierte Ausgangssignal des ODER-Gliedes 497 und das Ausgangssignal 213 für A<B des Betragsvergleichers 211 gemäß Fig. 18 erhält und ein Ausgangssignal abgibt, das den UND-Gliedern 221 a bis 221 c gemäß Fig. 18 über jeweils einen ihrer Eingänge zugeführt wird. Das heißt, wenn bei dieser Zusatzschaltung das Ausgangssignal 179 des RS-Flip-Flops 178 gemäß Fig. 15 (d. h., das Anfangsausfallsignal) oder das Ausgangssignal des Vergleichers 492 gemäß Fig. 36 (d. h., das Sättigungssignal) einen hohen Wert aufweisen, nimmt das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 494 einen hohen Wert an. In diesen Fällen geht daher das Ausgangssignal des UND-Gliedes 497 auf einen niedrigen Wert über und sperrt die Anzeige.

Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 497 wird über den Ausgang 498 auch dem Eingang des D-Zwischenspeichers 231 gemäß Fig. 19 über den Anschluß 230 zugeführt, wodurch die Steuerung des Lautsprechers 249 in ähnlicher Weise, wie vorstehend beschrieben, eingestellt wird.

Es sei ferner erwähnt, daß eine derartige fehlerhafte Anzeige auch auf andere Weise mit einfachen Mitteln, z. B. durch Verwendung eines Betrags- bzw. Bereichsvergleichers, wie dem bei der Integrationsdauer- Steuerschaltung verwendeten Vergleicher, erfolgen kann, indem ein übermäßig großer oder übermäßig kleiner Bildsignalwert ermittelt wird, oder indem z. B. ein Vergleicher zur Feststellung eines Sättigungszustandes des Integrators eingesetzt wird, wodurch die Steuerung der Anzeige in ähnlicher Weise, wie vorstehend beschrieben, durchführbar ist.

Bei sämtlichen vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen findet eine allmähliche Einstellung der Integrationsdauer auf einen korrekten Wert statt, wenn Sättigung auftritt. Hierdurch entsteht jedoch insofern ein Problem als die Steuerung der Integrationsdauer stufenweise bzw. schrittweise erfolgt und bei schnellen Änderungen der Helligkeit die Einstellung einer korrekten Integrationsdauer zu viel Zeit erfor­ dert.

Zur Behebung dieses Nachteils kann die Haupt-Ablaufsteuerschaltung gemäß Fig. 15 mit einer Zusatzschaltung versehen werden, auf die nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 38 näher eingegangen wird.

In Fig. 38 bezeichnet die Bezugszahl 499 ein ODER-Glied, das als Eingangssignal das Q-Ausgangsignal 179 des RS-Flip-Flops gemäß Fig. 15 und das über einen Anschluß 500 zugeführte, über den Ausgang 493 abgegebene Ausgangssignal des Vergleichers 492 gemäß Fig. 36 erhält und ein Ausgangssignal abgibt, das über einen Ausgangsanschluß 501 dem Zweirichtungszähler 163 der Integrationsdauer- Steuerschaltung gemäß Fig. 14 als Voreinstell- Eingangssignal 168 oder dem Zweirichtungszähler 267 der Integrationsdauer-Steuerschaltung gemäß Fig. 20 als Voreinstell-Eingangssignal 269 zugeführt wird, wodurch während des Anfangsausfallzeitintervalls oder bei Auftreten einer Sättigung die Integrationsdauer sofort auf den Anfangswert (167 gemäß Fig. 14, 270 gemäß Fig. 20 eingestellt wird, indem das Q-Ausgangsignal 179 (d. h., das Anfangsausfallsignal) des RS-Flip-Flops 178 gemäß Fig. 15 oder das Ausgangssignal des Vergleichers 292 gemäß Fig. 36 (d. h., das Sättigungssignal) auf einen hohen Wert gebracht werden. Auf diese Weise läßt sich das vorstehend beschriebene Problem lösen.

Da die Verwendung von längeren Integrationszeiten in der Praxis zu verschiedenen Schwierigkeiten führt, kann in vielen Situationen eine Beschränkung des unteren Helligkeitsgrenzwertes auf einen etwas höheren Wert von Vorteil sein. Nachstehend wird ein Ausführungsbeispiel des in einem solchen Falle verwendbaren photoelektrischen Signalgenerators unter Bezugnahme auf Fig. 39 näher beschrieben, in der eine weitere Ausgestaltung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 34 dargestellt ist. In Fig. 39 bezeichnen gleiche Bezugszeichen die gleichen Teile, wie in Fig. 34.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 39 wird einem ODER-Glied 502 über einen Anschluß 503 ein Signal zugeführt, das vor dem Auslesen des photoelektrischen Umsetzungssignals, d. h., zur Zeit des Leerauslesens (z. B. beim 0-ten Zyklus des Auslesens) zusammen mit einem über einen Anschluß 462 zugeführten Signal einen hohen Wert aufweist. Das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 502 wird als Abtast/Speichersignal einer Abtast/Speicherschaltung 461 zugeführt, wodurch die Abtast/Speicherschaltung 461 das bei der Leerauslesung erhaltene Signal (das hier als Maximum-Normalwert Verwendung findet) und das von dem lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitt 456 erhaltene Signal unabhängig voneinander abtastet und zwischenspeichert.

Andererseits werden auch bei diesem Ausführungsbeispiel in ähnlicher Weise, wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 34 das Bildsignal, das Minimum-Normalsignal und das Maximum-Normalsignal über die Anschlüsse 437, 431 und 430 gemäß Fig. 33 jeweiligen Eingängen 468, 466 bzw. 467 zur Steuerung der Integrationsdauer zugeführt. Wie vorstehend beschrieben, führt allgemein bei Auftreten einer Sättigung, d. h., wenn sich z. B. die Helligkeit bei Einstellung einer relativ langen Integrationsdauer schnell ändert, das Auftreten der in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 34 beschriebenen fehlerhaften Steuerung der Integrationsdauer häufig zu einem übermäßigen Anstieg des von dem lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitt 456 abgegebenen Signals im Vergleich zu dem Signal das bei der Leerauslesung erhalten wird, d. h., im Vergleich zu dem Minimum-Normalsignal. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird daher das Signal bei der Leerauslesung von der Abtast/Zwischenspeicherschaltung 461 abgetastet und zwischengespeichert, so daß beim Auslesen des Signals aus dem lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitt 456 ein Differenzverstärker 463 ein die Differenz zwischen dem Signal des lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitts 456 und dem Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 461, d. h., dem Minimal-Normalsignal, repräsentierendes Ausgangssignal abgibt, das von einem Vergleicher 505 mit einer von einer elektrischen Stromquelle 504 abgegebenen Referenzspannung zur Überprüfung der Sättigung verglichen wird. Wenn das Vorliegen einer Sättigung ermittelt wird, nimmt das Ausgangssignal des Vergleichers 505 einen hohen Wert an und wird von einem D-Flip-Flop 506 in Abhängigkeit von einem über einen Anschluß 462 zugeführten hohen Signalwert gespeichert, wenn das Signal aus dem lichtabgeschirmten photoelektrischen Wandlerabschnitt 456 ausgelesen wird. Das D-Flip-Flop 506 gibt dann über seinen Ausgang 507 ein Sättigungssignal ab, das z. B. dem ODER-Glied 499 gemäß Fig. 38 über den Anschluß 500 zugeführt wird, wodurch in der in Verbindung mit Fig. 38 beschriebenen Weise die Integrationsdauer entsprechend dem Ausgangssignal des ODER-Gliedes 499 auf den Anfangswert eingestellt wird, wobei in Verbindung hiermit das Sättigungssignal auch z. B. dem ODER-Glied 494 gemäß Fig. 37 über dessen Eingang 495 zugeführt werden kann, wodurch die Anzeige in der in Verbindung mit Fig. 37 beschriebenen Weise gesperrt werden kann. Bei vergleichsweise begrenzten allgemeinen Arbeitsbedingungen können somit unter Verwendung einer äußerst einfach aufgebauten Analogschaltung sehr wirksame Maßnahmen gegen eine Signalsättigung oder dgl. zur Verhinderung einer fehlerhaften Arbeitsweise ergriffen werden.

Nachstehend wird näher auf weitere Ausgestaltungen der Hauptschaltungsanordnungen eingegangen.

Wenn z. B. bei Verwendung eines RC-Differenziergliedes, wie der in Fig. 11 dargestellten Schaltung, als Bildsignaländerungs-Detektorschaltung 16 die Zeitkonstante relativ groß ist, beeinträchtigt die Signalbildung die von dem Differenzierglied vorzunehmende Signaländerung derart, daß mit hoher Wahrscheinlichkeit der Nachteil auftreten kann, daß z. B. bei einer späteren Integration des dem vorgegebenen effektiven Feldbereich des Bildfeldes entsprechenden Signals durch die Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 ein dem Außenbereich des effektiven Bildfeldteils entsprechendes Signal als Störanteil in das zu integrierende Signal hineinwandert.

Zur Behebung dieses Nachteils ist z. B. in der in Fig. 40 dargestellten Weise ein Feldeffekt-Transistorschalter 508 in Parallelschaltung mit einem Widerstand 119 zur Rückstellung bzw. Löschung eines Kondensators 118 vorgesehen, was durch das Ausgangssignal eines Inverters 509 gesteuert wird, der das Q-Ausgangsignal 363 des RS-Flip-Flops 359 gemäß Fig. 25 invertiert, wodurch der Feldeffeffekt-Transistorschalter 508 mit Ausnahme der Eingabeperiode der Zweirichtungs-Integrationsschaltung 19 ständig durchgeschaltet ist und den Kondensator 118 und damit das Differenzierglied im Rückstellzustand hält.

Im übrigen kann statt dessen als Steuersignal für den Feldeffekt-Transistorschalter 508 auch eine Kombination aus dem Ausgangssignal 349 des UND-Gliedes 348 gemäß Fig. 25 und dem über den Hauptgenerator 170 gemäß Fig. 15 erhaltenen Takt Φ₀ verwendet werden, nachdem diese Signale über ein UND-Glied 511 und ein Pufferglied 510 geführt sind. Das Ausgangssignal des Puffergliedes 510 wird dem Feldeffekt-Transistorschalter 508 zugeführt, so daß der Feldeffekt-Transistorschalter 508 in zeitlicher Abhängigkeit von dem Zyklus (2-Φ₂) bei den unteren neun Bits des Ausgangssignals der Übertragungs­ steuerschaltung 185 gemäß Fig. 15 durchgeschaltet wird.

Wenn das vorstehend beschriebene Bildschärfe-Ermittlungssystem bei einer mit Wechselobjektiven versehbaren einäugigen Spiegelreflexkamera in Form eines TTL-Scharfeinstellungsermittlungssystems (Messung durch das Objektiv) Verwendung findet, ändert sich die Bildschärfe auf dem Lichtempfangsabschnitt in hohem Maße in Abhängigkeit von der F-Zahl des verwendeten Objektivs, so daß z. B. bei einer großen F-Zahl des Objektivs, d. h. aufgrund der dunklen Lichtverhältnisse, die Bildschärfe im Lichtempfangsabschnitt erheblich abfällt, was das Erfassungsvermögen bzw. die Meßgenauigkeit beeinträchtigt. Zur Behebung dieses Nachteils können z. B. gemäß Fig. 41 ein verstellbarer Kondensator 118′ und ein Stellwiderstand 119′ zur Bildung eines RC-Differenziergliedes Verwendung finden, mit dessen Hilfe die vorstehend beschriebene Signaländerung festgestellt werden kann, wobei die Kapazität des verstellbaren Kondensators 118′ und der Widerstandswert des Stellwiderstands 119′ in Abhängigkeit von der F-Zahl des verwendeten Objektivs zur genauen Auswahl eines Frequenzbandbereiches des Signals einge­ stellt werden, das die beste Beurteilung des Scharfeinstellzustandes des Bildes und eine einfache Signalverarbeitung gewährleistet. Im allgemeinen kann davon ausgegangen werden, daß, je größer die F-Zahl des Objektives ist, um so kleiner muß die Zeitkonstante des Differenziergliedes gehalten werden, um eine gute Meßleistung zu erzielen.

Auch bei einer Kamera mit Arbeitsblenden-Lichtmessung ist es von Vorteil, die Kapazität des vorstehend beschriebenen Kondensators 118′ und/oder den Widerstandswert des Stellwiderstandes 119′ in Abhängigkeit von der F-Zahl des Objektivs und der Anzahl der geschlossenen Blendenstufen in Abhängigkei 08274 00070 552 001000280000000200012000285910816300040 0002003019908 00004 08155t von dem Blendenwert einzustellen.

Darüber hinaus besteht auch die Möglichkeit, anstelle der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 41 eine in Fig. 42 veranschaulichte weitere Schaltung zu verwenden, die eine Anzahl von Kondensatoren 118″ unterschiedlicher Kapazität mit einem gemeinsamen Schalter 512, über den jeweils einer der Kondensatoren auswählbar ist, sowie eine Anzahl von Widerständen 119″ unterschiedlicher Widerstandswerte mit einem gemeinsamen Schalter 513, über den jeweils einer der Widerstände auswählbar ist, aufweist, wobei die Schalter 512 und 513 in Abhängigkeit von der F-Zahl des verwendeten Objektivs und/oder der Anzahl der Blenden-Schließstufen geschaltet werden können.

Die vorstehend beschriebene Einstellung der Differenzierzeitkonstante kann mechanisch erfolgen, indem das Ausmaß des Herausragens eines im Objektivtubus vorgesehenen und von der F-Zahl des Objektivs abhängigen Stiftes sowie der Bewegungsbetrag eines Blendenwert- Übertragungshebels hierzu herangezogen werden, wobei jedoch auch die Möglichkeit besteht, eine Stelleinrichtung der in Fig. 43 dargestellten Art zu verwenden.

Die Stelleinrichtung gemäß Fig. 43 ist derart aufgebaut, daß ein elektrisch betriebener Motor M die vorstehend beschriebene Einstellung in Abhängigkeit von der F-Zahl und der Anzahl der vorgenommenen Blenden- Schließstufen ausführt. Hierbei bezeichnen die Bezugszahl 514 eine elektrische Stromquelle, die Bezugszahl 515 einen Stellwiderstand zur Einstellung der F-Zahl des Objektives, dessen Widerstandswert in Abhängigkeit von der F-Zahl des Objektives eingestellt ist (d. h., z. B. durch den vorstehend beschriebenen Betrag des Herausragens eines an dem Objektiv angebrachten F-Zahlen- Stiftes), die Bezugszahl 516 einen Stellwiderstand zur Einstellung der Anzahl von Blenden-Schließstufen, dessen Widerstandswert in Abhängigkeit von der Anzahl der geschlossenen Blendenstufen eingestellt wird (z. B. durch die Bewegung des Blendenwert-Übertragungshebels), die Bezugszahl 517 einen Ruhekontaktschalter, der z. B. bei Betätigung eines Bedienelementes für die Arbeitsblenden-Lichtmessung geöffnet wird, und die Bezugszahl 518 eine Motorsteuerschaltung, die auf einen ihrem mit der Widerstandsschaltung verbundenen Steuereingang 519 zugeführten Strom zur Festlegung des Drehwinkels des Motors 520 anspricht, wobei die Drehbewegung des Motors 520 zur Einstellung des verstellbaren Kondensators 118′ und des Stellwiderstandes 119′ gemäß Fig. 21 oder zur Umschaltung der Schalter 512 und 513 gemäß Fig. 42 verwendet wird. Das heißt, da der Schalter 517 mit Ausnahme der Durchführung der Arbeitsblenden- Lichtmessung geschlossen ist, wird dem Steuereingang 519 ein von dem Widerstandswert des Stellwiderstands 515 abhängiges Signal, d. h. ein Strom mit einer von der F-Zahl des verwendeten Objektivs abhängigen Intensität zugeführt, so daß in diesem Falle die Differenzierzeit­ konstante des vorstehend beschriebenen RC-Differenziergliedes in Abhängigkeit von der F-Zahl des Objektivs verändert wird. Wenn die Arbeisblenden- Lichtmessung vorgenommen wird, wird der Schalter 517 dagegen geöffnet, so daß am Steuereingang 519 ein dem Widerstandswert der beiden Widerstände 515 und 516 und damit der F-Zahl des Objektives und der Anzahl der Blenden-Schließstufen entsprechender Strom auftritt, so daß in diesem Falle die Differenzier-Zeitkonstante in Abhängigkeit von der F-Zahl des Objektivs und außerdem in Abhängigkeit von der Anzahl der vorgenommenen Blenden-Schließstufen verändert wird.

Die vorstehend beschriebene Motorsteuerschaltung weist z. B. einen Stellwiderstand auf, dessen Widerstandswert in Abhängigkeit von der Drehbewegung des Motors 520 eingestellt wird, wobei der über diesen Stellwiderstand erhaltene Strom und der über den Steuereingang zugeführte Strom zur Steuerung der Drehbewegung des Motors 520 miteinander verglichen werden. Die Motorsteuerschaltung kann z. B. in Form einer Servoschaltung aufgebaut sein, d. h., z. B. als automatische Servo- Belichtungssteuerschaltung, wie sie in großem Umfang z. B. für 8 mm-Filmkameras Verwendung findet.

Da die Verwendung einer Festkörper-Bildaufnahmeeinrichtung, wie einer CCD-Anordnung oder einer BBD-Anordnung, in dem photoelektrischen Signalgeneratorabschnitt zu der Notwendigkeit einer Temperaturkompensation führt, sei nachstehend schließlich noch auf einige Ausführungsbeispiele einer effektiven Schaltungsanordnung zur einfachen Erfüllung dieser Forderung eingegangen.

In Fig. 44 ist ein Ausführungsbeispiel einer Zusatzschaltung veranschaulicht, die z. B. in Verbindung mit der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 32 Verwendung finden kann. Mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 429 gemäß Fig. 32 ist ein temperaturabhängiges, im oberen Frequenzbereich arbeitendes Sperrfilter (Tiefpaß) verbunden, das aus einem Widerstand 521, einem Kondensator 522 und einem Thermistor als Temperaturmeßelement besteht. Das Signal wird nach Hindurchtreten durch das Sperrfilter über einen Pufferverstärker 524 abgegeben. Im Falle eines Temperaturanstiegs fällt bei dieser Schaltungsanordnung der Widerstandswert des Thermistors 523 ab, was eine Verringerung der Verstärkung im oberen Frequenzbereich des Sperrfilters zur Folge hat, so daß der Anstieg der höherfrequenten Störanteile aufgrund der Änderungen des Ausgangssignals des photoelektrischen Signalgeneratorabschnitts bei einem Temperaturanstieg unterdrückt wird.

Der vorstehend beschriebene Thermistor 532 kann auch durch eine Kombination aus einem Temperatur-Spannungs- Umsetzerelement, wie einer Diode, und einem Spannungs- Widerstands-Umsetzerelement, wie einem Feldeffekt- Transistor, ersetzt werden oder an seiner Stelle kann die temperaturabhängige Charakteristik einer Feldeffekt- Transistoreinheit ausgenutzt werden.

Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, daß in der in Fig. 45 dargestellten Weise z. B. eine Kombination aus einem Bauelement 525, wie einem Widerstand, dessen Widerstandswert sich bei einem Temperaturanstieg erhöht, und einem Kondensator 522 zur Bildung des temperaturabhängigen Sperrfilters Verwendung findet, derart, daß bei einem Temperaturanstieg die obere Frequenzgrenze verringert wird.

Im übrigen kann das vorstehend beschriebene Problem einer Temperaturkompensation auf einfache Weise auch z. B. durch entsprechende Änderung der Hervorhebungs­ charakteristik-Steuerschaltung 18 gemäß Fig. 4 dahingehend, daß temperaturabhängige Eigenschaften erzielt werden, gelöst werden.

In Fig. 46 ist ein Ausführungsbeispiel veranschaulicht. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 46 wird das Potential am invertierenden Eingang eines eine Inverter-Pufferschaltung bildenden Operationsverstärkers (64) von einem als Temperaturmeßelement wirkenden Thermistor auf dem Wert -V _ee gehalten. Die anderen Schaltungsteile entsprechen vollständig denjenigen gemäß Fig. 4. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 46 fällt mit einem Temperaturanstieg der Widerstandswert des Thermistors 526 ab, was einen Anstieg des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 64 in positiver Richtung zur Folge hat, so daß der Unterdrückungswert erhöht wird und Störungen aufgrund der bei Temperaturanstieg erfolgenden Signaländerungen unterdrückt werden.

Claims (5)

1. Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung für eine Kamera, mit einem von einem optischen Bilderzeugungssystem der Kamera mit Objektbildern beaufschlagten Bildsensor aus einer Vielzahl von signalintegrierenden photoelektrischen Wandlerelementen und einer Scharfeinstellungsdetektorschaltung zur Ableitung und Verarbeitung der von den photoelektrischen Wandlerelementen integrierten Bildelementsignale und Erzeugung eines den Scharfeinstellzustand des optischen Bilderzeugungssystems repräsentierenden Ausgangssignals, gekennzeichnet durch eine Signalauswertungsschaltung (42, 43, Fig. 4; 279, Fig. 20), die in einer ersten Betriebsart die von den jeweiligen photoelektrischen Wandlerelementen (30) integrierten Bildelementsignale einzeln ableitet und in einer zweiten Betriebsart einen Summenwert der Bildelementsignale einer jeweiligen Anzahl der photoelektrischen Wandlerelemente (30) bildet, und durch eine Wählschaltung (276, 277, 278, 281, 282, Fig. 20), die in Abhängigkeit von der Objekthelligkeit eine Wahl zwischen der ersten und der zweiten Betriebsart trifft.

2. Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wählschaltung (276, 277, 278, 281, 282, Fig. 20) die erste oder die zweite Betriebsart in Abhängigkeit von der mittels einer Integrations­ steuerschaltung (267, Fig. 20) gesteuerten Integrationsdauer des Bildsensors (13) auswählt.

3. Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wählschaltung (276, 277, 278, 281, 282, Fig. 20) die erste Betriebsart auswählt, wenn die Integrationsdauer kürzer als eine vorgegebene Zeitdauer ist, und die zweite Betriebsart auswählt, wenn die Integrationszeit länger als die vorgegebene Zeitdauer ist.

4. Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß in der zweiten Betriebsart die Summenwerte von Bildelementsignalen einer jeweiligen Anzahl benachbarter photoelektrischer Wandlerelemente (30) wiederholt abgeleitet und ausgewertet werden.

5. Scharfeinstellungsermittlungseinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationssteuerschaltung (267, Fig. 20) die Integrationsdauer in Abhängigkeit vom Erreichen eines vorgegebenen Wertes des integrierten Ausgangssignals des Bildsensors (13) steuert.