Die Erfindung betrifft einen zweipulsig betriebenen, zweisträngigen
kollektorlosen Gleichstrommotor nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Kollektorlose Gleichstrommotoren werden gewöhnlich aus einem
zweipoligen Gleichstromnetz gespeist, z. B. aus der Batterie eines
Fahrzeugs (12 oder 24 V), der Batterie eines Telefonamts (48 oder
60 V) oder aus dem Niederspannungsteil eines Schaltschrankes.
Man hat also gewöhnlich nur ein zweipoliges Gleichstromnetz zur
Verfügung. Dies beschränkt die Auswahl der verfügbaren Schaltungen,
vgl. hierzu den Aufsatz von Dr. Rolf Müller, "Zweipulsige kollektorlose
Gleichstrommotoren" in der Zeitschrift "asr-digest für angewandte
Antriebstechnik", 1977, Seiten 27-31, und dort die Bilder
1-6. Steht nämlich ein dreipoliges Gleichstromnetz zur Verfügung,
also z. B. +12 V, Masse und -12 V, so kann man sehr einfache Schaltungen
angeben, wie sie die Bilder 2 und 5 dieser Literaturstelle
oder die GB-PS 14 34 192 zeigen, und man hat praktisch keine
Probleme mit den beim Abschalten in den Wicklungen auftretenden
induzierten Spannungen. Man kann auch künstlich ein solches drei
poliges Netz schaffen, indem man mittels zweier Kondensatoren einen
künstlichen Nullpunkt schafft, benötigt dann aber Kondensatoren erheblicher
Baugröße, z. B. für einen 24-V-Motor mit 4 W Leistungsaufnahme
2 Kondensatoren von je 220 µF, 35 V. Außerdem besteht Kurzschlußgefahr,
wenn beide Endstufentransistoren gleichzeitig eingeschaltet
werden, und das macht besondere Schutzmaßnahmen erforderlich.
Alternativ kann man auch mittels Widerständen einen künstlichen
Mittelpunktsleiter schaffen, vgl. die DE-PS 20 00 498, hat dann
aber entsprechende Wärmeverluste in diesen Widerständen, welche den
Wirkungsgrad des Motors reduzieren.
Bei einem zweipoligen Gleichstromnetz kann man entweder eine - relativ
aufwendige - Vollbrückenschaltung verwenden, wie sie Bild 5
der genannten Literaturstelle zeigt, oder aber eine im Stern
geschaltete Wicklung, bei einem zweisträngigen, zweipulsigen
Motor also eine in der Mitte angezapfte Wicklung, vergleiche
Bild 3 der Literaturstelle oder Fig. 4 der DE-AS 12 14 771,
und bei einem vierpulsigen Motor 4 Wicklungsstränge, die im Stern
geschaltet sind, vgl. Bild 6 der Literaturstelle.
Eine Vollbrückenschaltung nützt zwar das Wicklungskupfer gut
aus, und man hat bei ihr wenig Probleme mit den bei der Kommutierung
frei werdenden induktiven Energien, aber sie erfordert auf
der Elektronikseite einen hohen Aufwand, nämlich 4 Endstufentransistoren,
4 Ansteuersignale für diese Transistoren, davon 2 im
Gegentakt, und außerdem müssen die Ansteuersignale zeitlich getrennt
sein, denn wenn 2 in Reihe am Gleichstromnetz liegende
Transistoren auch nur während weniger Mikrosekunden gleichzeitig
eingeschaltet sind, werden sie durch den auftretenden Kurzschlußstrom
zerstört. Zuverlässig arbeitende Motoren mit
Brückenschaltungen erfordern deshalb einen entsprechend großen
Aufwand.
Die britische Zusatzpatentschrift 15 58 686 zu der bereits
erwähnten GB-PS 14 34 192 zeigt einen kollektorlosen Gleichstrommotor
entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Dieser
Motor wird gesteuert von einem Reedkontakt, der durch die Pole
des Rotormagneten geöffnet und geschlossen wird und den Strom
in 2 Wicklungssträngen steuert. Der eine Wicklungsstrang ist
über einen pnp-Transistor an eine Plusleitung angeschlossen.
Der andere Wicklungsstrang ist über einen npn-Transistor an eine
Minusleitung angeschlossen, und da beide Wicklungen auf demselben
Spulenkörper angeordnet sind, wird beim alternierenden Schließen
bzw. Öffnen dieser beiden Transistoren an diesem Spulenkörper
ein Wechselfeld erzeugt. Da diese beiden Wicklungsstränge auf
demselben Spulenkörper angeordnet sind, sind sie miteinander gekoppelt,
und beim Abschalten eines Stranges wird die in diesem
gespeicherte Energie teilweise zum anderen Strang übertragen
und in dessen Transistor in Wärme umgewandelt oder ggf. über
entsprechende Schaltelemente zur Energiequelle, z. B. einer
Batterie, zurückgeführt. Die nicht auf diese Weise zum anderen
Strang übertragene Energie bewirkt einen Spannungsanstieg am
abzuschaltenden Strang und entsprechende HF-Störungen sowie
eine Belastung des zugeordneten Transistors und der Wicklung,
da solche Spannungspitzen die Wicklungsisolation stark beanspruchen
und sie mit der Zeit "zermürben". Dies macht bei
Spannungen oberhalb des Bereichs 12 . . . 24 V die Verwendung
doppelt lackisolierter Drähte bei solchen Motoren erforderlich.
- Die Ansteuerung der beiden Transistoren nach dieser GB-
PS erfolgt über eine vom Reedkontakt gesteuerte bistabile
Schaltung und 2 Treibertransistoren und ist recht aufwendig.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen kollektorlosen
Gleichstrommotor zu schaffen, der für den Betrieb an einem
zweipoligen Gleichstromnetz geeignet ist, der Spannungsspitzen
an dem jeweils abzuschaltenden Wicklungsstrang stark reduziert
oder vermeidet, bei dem ferner die Isolation der Wicklungsstränge
nicht im Übermaß gefährdet ist, und bei dem die rotorstellungsabhängige
Steuerung für die Halbleitersteuermittel
einfach aufgebaut ist.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung gelöst durch die im Anspruch
1 angegebenen Maßnahmen. Über die im Abschnitt d) des
Anspruchs 1 angegebene enge wechselspannungsmäßige Kopplung
kann die induktiv in dem abzuschaltenden Wicklungsstrang gespeicherte
Energie praktisch vollständig zum anderen Wicklungsstrang
übertragen werden, so daß an dem jeweils abzuschaltenden
Wicklungsstrang keine störenden Spannungsspitzen auftreten
können. Außerdem treten hierbei zwischen den beiden Wicklungssträngen
eines Strangpaares keine Spannungsdifferenzen auf,
die größer sind als die Betriebsspannung. Auch treten praktisch
keine Schaltspannungen auf, welche die Isolation "zermürben"
könnten, d. h. zwischen den Wicklungssträngen liegt im wesentlichen
eine Gleichspannung, so daß selbst bei paralleldrähtiger Ausführung,
welche im Rahmen der Erfindung große Vorteile bietet,
die Beanspruchung der Wicklungsisolation niedrig ist und eine
lange Lebensdauer und hohe Zuverlässigkeit erwarten läßt.
Die enge wechselspannungsmäßige Kopplung gemäß dem Merkmal d)
des Anspruchs 1 ist also entscheidend für die Unterdrückung
von Spannungsspitzen. Durch die Erfindung wird eine
"Energiebrücke" zwischen dem gerade abschaltenden und dem gerade
einschaltenden Wicklungsstrang geschaffen, welche die induktiv
gespeicherte Energie des einen Wicklungsstranges möglichst
verlust- und verzögerungsfrei auf den anderen Wicklungsstrang
überträgt, von wo dann diese Energie z. B. über eine ihm zugeordnete
Freilaufdiode an das Netz oder einen Speicherkondensator
abgegeben oder sonstwie unschädlich gemacht werden kann.
Die Übertragung dieser Energie erfolgt dabei ohne Gefährdung
der Wicklungsisolation durch hohe Spannungsspitzen, im Gegensatz
z. B. zu der Schaltung nach der DE-OS 25 27 744 oder
der DE-OS 22 39 167, da zwischen den beiden Strängen als
Differenzspannung eine Gleichspannung liegt, der eine geringe
Wechselspannungskomponente von wenigen V überlagert ist. Eine
solche Differenzspannung ist isolationstechnisch gut beherrschbar,
und da hochfrequente Wechselspannungsanteile völlig eliminiert
werden können, ist auch über längere Zeit keine Schädigung
der Wicklungsisolation zu befürchten, so daß ein solcher Motor
eine große Betriebssicherheit mit langer Lebensdauer verbindet.
Es ergibt sich außerdem ein weiterer, wichtiger Vorteil: Die
beiden im Abschnitt a) des Anspruchs 1 genannten Halbleitersteuermittel
entgegengesetzten Leitungstyps lassen sich gemäß
dem Abschnitt e) des Anspruchs 1 von einer einzigen Vorrichtung
aus steuern, welche ein rotorstellungsabhängiges Signal
entsprechenden Spannungshubs liefert, d. h., die Kommutierungssteuerung,
auch Auswahlschaltung genannt, wird außerordentlich
einfach und preiswert, und man benötigt hierfür nur sehr wenige
Bauteile. Dies ist gerade bei der Verwendung in Gerätelüftern
mit kurzer axialer Baulänge sehr wichtig, da man dort im Motor
nur sehr wenig Platz zur Verfügung hat. Bildet man die Vorrichtung
gemäß dem Merkmal e) des Anspruchs 1 z. B. aus Hall-IC aus,
so kann man dessen Ausgangssignal den beiden Halbleitersteuermitteln
- ohne zwischengeschaltete Phasenumkehrstufe -
einfach über ein Netzwerk aus passiven Bauelementen zuführen
(Anspruch 6) und erhält so eine sehr einfache und kostengünstige
Ansteuerung dieser Halbleitersteuermittel.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den
Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend
anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsformen
erläutert. Es zeigt
Fig. 1a eine schematische Darstellung eines zweisträngigen,
zweipulsigen Außenläufermotors bekannter Bauart,
Fig. 1b die Darstellungsweise der beiden Wicklungsstränge des
Motors nach Fig. 1 nach der sogenannten Punktkonvention
zur Darstellung des Vorzeichens
der Gegeninduktivität,
Fig. 2 die Darstellung einer Kommutiersteuerschaltung für den
Motor der Fig. 1, nach dem Stand der Technik,
Fig. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Motors,
Fig. 4 die schematische Darstellung einer Wicklungsanordnung
mit parallelgeführten Drähten sowie die zugehörige
Darstellung nach der Punktkonvention,
Fig. 5 ein Schaubild zur Erläuterung des Motors nach Fig. 3,
Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung und
Fig. 7 ein drittes, bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 1 zeigt einen Außenläufermotor 10 mit einem äußeren, als
durchgehender Magnetring ausgebildeten zweipoligen Rotor 11,
dessen Magnetisierung etwa trapezförmig ausgebildet ist, also
mit einer praktisch konstanten Induktion im Bereich der Pole
und mit schmalen Pollücken.
In Fig. 1 sind die Stellen mit praktisch konstanter Induktion
für den Nordpol durch Schraffieren und für den Südpol
durch Punkte symbolisch angedeutet, um das Verständnis der Erfindung
zu erleichtern. Der Rotor 11 ist als radial magnetisiertes permanentmagnetisches
Teil, z. B. aus Bariumferrit oder einem "Gummimagneten",
ausgebildet. Die beiden Pollücken sind ebenfalls symbolisch angedeutet
und mit 12 und 13 bezeichnet. Fig. 1 zeigt den Rotor 11
in einer seiner beiden stabilen Ruhestellungen, die er bei stromlosem
Zustand des Motors einnehmen kann. Diese Ruhestellungen
sind durch die Form des Luftspalts und die Form der Magnetisierung
bestimmt. Im Betrieb läuft der Rotor 11 in Richtung des Pfeiles
14.
Der Stator 15 des Motors 10 ist als Doppel-T-Anker mit einem oberen
Pol 16 und einem unteren Pol 17 ausgebildet, welche beide etwa
die Umrißform eines Regenschirms haben, also jeweils fast den ganzen
Polbogen umspannen, und welche zwischen sich zwei Nuten 18 und
19 einschließen, in denen zwei Wicklungsstränge 20 und 21 einer
zweisträngigen Wicklung angeordnet sind. Die Anschlüsse des
Wicklungsstranges 20 sind mit a 1 und e 1 bezeichnet, die des Wicklungsstranges
21 mit a 2 und e 2. Die Wicklungen 20 und 21 haben
gleiche Windungszahlen und den gleichen Wicklungssinn, d. h., wenn
ein Gleichstrom von a 1 nach e 1 fließt, ergibt sich identisch dieselbe
Magnetisierung des Stators 15, wie wenn derselbe Gleichstrom
von a 2 nach e 2 fließt. In diesem Falle ergibt sich die Punktdarstellung
gemäß Fig. 1b, d. h., die Wicklung 20 hat den Punkt beim
Anschluß a 1, die Wicklung 21 beim Anschluß a 2. Diese Darstellung
wird auch in den folgenden Figuren in gleicher Weise angewendet.
Rotorstellungsabhängige Sensormittel 25, hier ein Hall-IC, sind
in einer Winkelstellung am Stator 15 angeordnet, die etwa der
Öffnung der Nut 18 entspricht oder gegenüber dieser Öffnung entgegen
der Drehrichtung 14, also entgegen dem Uhrzeigersinn, um
einige Grad versetzt ist. Der Hall-IC 25 wird hier durch das
Magnetfeld des permanentmagnetischen Rotors 11 gesteuert und gibt
abhängig von der Rotorstellung ein Signal ab, das entweder hoch
oder tief ist, also bei Drehung des Rotors 11 praktisch ein Rechtecksignal
darstellt, dessen hohe und tiefe Abschnitte jeweils
etwa 180° el. lang sind.
Der Luftspalt 26 über dem Statorpol 16 und der Luftspalt 27
über dem Statorpol 17 sind in besonderer Weise ausgebildet.
Ausgehend von der Nut 18 nimmt, in Drehrichtung 14 gemessen,
der Luftspalt 26 während etwa 10 . . . 15° monoton bis zu einer
ersten Stelle 30 zu, an welcher er sein Maximum erreicht. Von
da an nimmt der Luftspalt 26 über etwa 170° monoton ab bis etwa
zur Öffnung der Nut 19, wo er seinen Minimalwert d 1 erreicht.
Der Luftspalt 27 hat, wie dargestellt, einen identischen Verlauf.
Diese Luftspaltform, im Zusammenwirken mit der beschriebenen
Art der Magnetisierung des Rotors 11, bewirkt im Betrieb die
Entstehung eines Reluktanzmoments bestimmter Form, wie das
ausführlich in der DE-PS 23 46 380 beschrieben ist, auf die zur
Vermeidung von Längen verwiesen werden kann. - Naturgemäß kann
statt eines Motors der in Fig. 1 beschriebenen Art auch ein
Flachmotor mit eisenlosem Stator nach der bereits erwähnten
DE-OS 22 39 167 verwendet werden.
Die Erfindung ist also
in keiner Weise auf die Ausführungsform der Fig. 1 beschränkt,
sondern diese dient nur dazu, die Erfindung an einem konkreten
Beispiel verständlich zu machen.
Fig. 2 zeigt eine übliche Schaltung für den Motor der Fig. 1.
Eine Plusleitung 33 liegt an einer positiven Betriebsspannung
U B , z. B. von einer Batterie 34, und eine Minusleitung 35 kann
z. B. am Minuspol der Batterie 34 (z. B. 12, 24 oder 48 V) angeschlossen
sein. Die Anschlüsse e 1 und a 2 der beiden Wicklungsstränge
20 und 21 sind mit der Plusleitung 33 verbunden, die
Anschlüsse a 1 und e 2 mit den Kollektoren zweier npn-Transistoren
36 und 37, deren Emitter an der Minusleitung 35 liegen
und zu denen jeweils eine Diode 38 bzw. 39 antiparallel geschaltet
ist. - Die rotorstellungsabhängigen Sensormittel 25 steuern
eine sogenannte Auswahlschaltung 42, an deren Ausgänge die Basen
der Transistoren 36 und 37 angeschlossen sind. Wenn der Transistor
37 ein positives Signal 43 erhält, damit Strom im Wicklungsstrang
21 fließt, muß der Transistor 36 gleichzeitig ein negatives
Signal 44 erhalten, damit er sperrt, und dasselbe gilt mit umgekehrtem
Vorzeichen, wenn der Transistor 36 leiten und der Transistor
37 sperren soll. Man benötigt also antivalente Signale 43,
44, und der Aufbau der Auswahlschaltung 42 wird entsprechend
kompliziert, besonders, wenn man eine "sanfte" Abschaltung der
Ströme in den Wicklungssträngen 20 und 21 anstrebt. Ist eine
solche sanfte Abschaltung nicht möglich, so muß man die Dioden
38 und 39 als Zenerdioden ausbilden und erhält relativ starke
Funkstörungen, die in vielen Fällen unerwünscht oder sogar unzulässig
sind. Ein Speicherkondensator 45 dient dazu, diese Störungen
teilweise zu beseitigen.
Die Erfindung geht deshalb einen anderen Weg. Fig. 3 zeigt ein
erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Es soll ausdrücklich
darauf hingewiesen werden, daß Fig. 3 zwei Varianten enthält, von
denen sich die eine auf die paralleldrähtige Ausführung bezieht,
wie sie in Fig. 4 dargestellt ist. Eine solche Ausführung benötigt
entweder nur einen sehr kleinen oder gar keinen Koppelkondensator
47, während bei einem Motor, dessen Wicklungsstränge 20, 21 nur
schwach oder gar nicht gekoppelt sind, z. B. einem Motor mit eisenloser
Statorwicklung, wie ihn die DE-OS 22 25 442 in Fig. 1 zeigt
und bei dem die beiden Wicklungsstränge nur ganz schwach gekoppelt
sind, ein entsprechend großer Kondensator 47 benötigt wird, um
die in dem abzuschaltenden Wicklungsstrang gespeicherte induktive
Energie zu übertragen. Der Koppelkondensator 47 kann auch selbst als Energiespeicher
dienen, so daß der Speicherkondensator 45 dann nur eine Kapazität in
der Größenordnung von nF zu haben braucht und nurmehr zur Unterdrückung von
Funkstörungen auf den Zuleitungen 33 und 35 dient.
Zunächst wird die Version mit Koppelkondensator 47 beschrieben. Gleiche oder
gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden in Fig. 3 mit
denselben Bezugszeichen bezeichnet und nicht nochmals beschrieben.
Der als rotorstellungsabhängiges Sensormittel dienende Hall-IC
25 ist mit einem Anschluß an die Minusleitung 35 und mit dem
anderen Anschluß über einen Widersand 48 an die Plusleitung 33
angeschlossen. Parallel zu ihm liegt eine Zenerdiode 49, die die
Spannung am Hall-IC 25 z. B. auf 5 V regelt. Der Ausgang 50 des
Hall-IC 25 ist an ein passives Widerstandsnetzwerk 53 mit drei Widerständen
54, 55, 56 angeschlossen. Der Widerstand 54 führt vom Ausgang 50
zur Basis eines pnp-Transistors 57, der Widerstand 55 von dieser
Basis zur Plusleitung 33, und der Widerstand 56 führt vom Ausgang
50 zur Basis eines npn-Transistors 58, der ein zum Transistor
57 komplementärer Typ ist. Der Emitter des Transistors 57 ist
mit der Plusleitung 33 verbunden, sein Kollektor mit dem Anschluß
a 1 des Wicklungsstranges 20, und antiparallel zu ihm liegt eine
Freilaufdiode 59. Der Anschluß e 1 des Wicklungsstranges 20 liegt
an der Minusleitung 35. Der Hall-IC 25 bildet zusammen mit dem passiven
Netzwerk 53 eine Vorrichtung zur Ansteuerung der Transistoren 57 und 58 mit einem einzigen
Rotorstellungssignal hohen Spannungshubs.
Der Emitter des Transistors 58 liegt an der Minusleitung 35; sein
Kollektor ist mit dem Anschluß a 2 des Wicklungsstranges 21 verbunden,
dessen anderer Anschluß e 2 an der Plusleitung 33 liegt.
Antiparallel zum Transistor 58 liegt eine Freilaufdiode 60.
Zwischen den Kollektoren der Transistoren 57 und 58, also zwischen
den Anschlüssen a 1 und a 2 der Wicklungsstränge 20 und 21, liegt der
Koppelkondensator 47. Dieser ist nach der Erfindung so dimensioniert,
daß er mindestens einen Teil der in den Wicklungssträngen
20 und 21 gespeicherten induktiven Energie aufnehmen kann, ohne
daß sich seine Ladespannung u c wesentlich erhöht, z. B. nicht
wesentlich über die Netzspannung zwischen den Leitungen 33 und
35 hinaus.
Bezüglich der Anschlüsse a 1, e 1 und a 2, e 2 wird
auf die Darstellung nach Fig. 1a und 1b verwiesen. - Schaltet
z. B. der Transistor 57 ein, so fließt ein Strom von a 1 nach
e 1, und der Statorpol 16 wird ein Südpol, der Statorpol 17 dagegen
ein Nordpol. Schaltet dagegen der Transistor 58 ein, so fließt
ein Strom von e 2 nach a 2, d. h., der Statorpol 16 wird ein Nordpol,
und der Statorpol 17 wird ein Südpol. In der in Fig. 1 dargestellten
Stellung, in der dem Hall-IC 25 ein Nordpol des Rotors
11 gegenübersteht, wird also der Transistor 57 und damit der
Wicklungsstrang 20 eingeschaltet, und im umgekehrten Fall (Südpol
des Rotors 11 bei Hall-IC 25) der Wicklungsstrang 21, damit
sich die Drehrichtung 14 ergibt. Wenn dem Hall-IC 25 ein
Nordpol gegenübersteht, wird sein Ausgang 50 niedrig, hat
also etwa das Potential der Minusleitung 35, und deshalb sperrt
der Transistor 58, und der Transistor 57 wird leitend. Steht
umgekehrt dem Hall-IC 25 ein Südpol gegenüber, so wird der Ausgang
50 hoch, also positiv, der Transistor 58 wird leitend, und der
Transistor 57 sperrt. Man kann also mit dem einen Ausgangssignal
am Ausgang 50 die beiden Transistoren 57 und 58 über das einfache
Widerstandsnetzwerk 53 gegenphasig ansteuern, d. h., die "Auswahlschaltung"
42 nach Fig. 2 reduziert sich hier auf
drei Widerstände.
Was geschieht nun bei der Kommutierung?
Vor dem Abschalten des zu kommutierenden Transistors, z. B. des
Transistors 57, liegt am Koppelkondensator 47 eine Spannung
u c , deren Polarität in Fig. 3 angegeben ist und mit der Polarität
der Anschlüsse e 1 und e 2 übereinstimmt. (Das Potential von e 1
und e 2 differiert ständig um die Betriebsspannung U B , da diese
Anschlüsse an den Leitungen 33 und 35 liegen.) Diese Spannung
u c ist etwa gleich der mittleren Amplitude der Spannung, welche
durch die Drehung des permanentmagnetischen Rotors 11 in den
Wicklungssträngen 20, 21 induziert wird.
Sobald bei der Kommutierung durch das Abschalten des Transistors
58 der Strom i₂₁ in der Wicklung 21 sich zu vermindern beginnt,
steigt das Potential p₂ am Anschluß a 2 an, und zwar so lange,
bis es etwa um den Wert u c positiver ist als das Potential U B
der Plusleitung 33, vgl. Fig. 5B. Zu diesem Zeitpunkt ist
durch die Kopplung der Anschlüsse a 1 und a 2 durch den Koppelkondensator
47 das Potential p₁ am Anschluß a₁ etwa auf den
Wert des Potentials U B angestiegen, vgl. Fig. 5B. Bei
weiterer geringfügiger Überschreitung dieses Potentials U B
um mehr als 0,6 V wird die Freilaufdiode 59 leitend, und es
fließt durch sie ein Strom i₅₉ (Fig. 5C) zum Speicherkondensator
45 oder in das Gleichstromnetz, wodurch die induktive Energie
aus dem Wicklungsstrang 21 über diese "Energiebrücke" rekuperiert
wird. Das Leitendwerden der Diode 59 verhindert ein weiteres Ansteigen
des Potentials p₁ und damit - infolge der engen Wechselspannungskopplung
zwischen den Punkten a 1 und a 2 durch den
Koppelkondensator 47 - ein weiteres Anwachsen des Potentials p₂
über einen Wert hinaus, der über (U B +u c ) liegt, vgl. Fig. 5B.
(Fig. 5A zeigt die Ströme i₂₀ und i₂₁ in den beiden Wicklungssträngen
20 und 21.)
Man erhält also hier eine Energieübertragung von
dem abschaltenden Wicklungsstrang 21 über den Koppelkondensator
47 und die Diode 59 auf die Quelle der Netzspannung, z. B. die
Batterie 34 der Fig. 1 oder den Speicherkondensator 45. Wesentlich
hierbei ist, daß der Kondensator 47 die Potentiale der Anschlüsse
a 1 und a 2 miteinander verklammert, d. h. wenn p 1 steigt, steigt
auch p 2, und es liegt also zwischen diesen beiden Anschlüssen
immer nur die - im wesentlichen gleichbleibende - Spannung am
Koppelkondensator 47, während zwischen den Anschlüssen e 2 und e 1
immer nur die - konstante - Betriebsspannung U B liegt. Die
Isolation der Wicklungsstränge 20 und 21 wird hierbei also nur mit
einer mäßigen Gleichspannung beansprucht und in keiner Weise überlastet.
Wenn wie bei Fig. 1 die Wicklungsstränge 20 und 21 durch das
Statoreisen transformatorisch gekoppelt sind, wird ein Teil der
Energie vom abzuschaltenden Wicklungsstrang 21 zum Wicklungsstrang
20 (oder umgekehrt) und vom letzteren Wicklungsstrang zur Freilaufdiode
59 übertragen, d. h., man hat dann zwei "Energiebrücken", die
eine über den Koppelkondensator 47 und die andere über die transformatorische
Kopplung zwischen den Wicklungssträngen 20 und 21.
Je nach dem Ausmaß dieser transformatorischen Kopplung muß man
den Koppelkondensator 47 bemessen: Ist diese Kopplung sehr klein,
wie das z. B. beim Flachmotor nach Fig. 1 der DE-OS 22 25 442 der
Fall ist, so benötigt man einen großen Koppelkondensator. Bei der
Anordnung nach Fig. 1 der vorliegenden Anmeldung kommt man mit
einem wesentlich kleineren Koppelkondensator 47 aus. Verwendet man
dagegen eine ganz enge Kopplung durch paralleldrähtiges Wickeln
der beiden Wicklungsstränge 20′ und 21′, wie das Fig. 4 ganz
schematisch zeigt, so kann der Koppelkondensator 47 ganz entfallen,
da dann diese enge Kopplung die einzige "Energiebrücke"
darstellen kann.
Hierbei ist besonders auf folgendes hinzuweisen: Nach der Lehre
der Erfindung genügt es bei der Ausführung ohne Koppelkondensator
47 nicht allein, die beiden Wicklungsstränge in gemeinsamen
Nuten unterzubringen, um sie transformatorisch miteinander zu
koppeln. Der bei einer solchen Wicklungsanordnung auftretende
räumliche Abstand der Wicklungsstränge bewirkt eine Streuung,
die die Kopplung zwischen den Wicklungssträngen unvollständig
macht. Dies ist z. B. bei der Wicklungsanordnung nach Fig. 1 der
Fall, so daß bei der Schaltung nach Fig. 2, die von dieser
Wicklungsanordnung Gebrauch macht, die Energieübertragung, insbesondere
bei schnellen Schaltvorgängen, unvollkommen ist und
Spannungsspitzen an dem abschaltenden Wicklungsstrang entstehen.
Dagegen ist die Kopplung sehr gut, wenn die Wicklungsstränge
gemeinsam als Bifilarwicklung gewickelt werden, so daß sie
ineinander vermischt sind und die transformatorische Streuung
praktisch völlig unterdrückt wird.
Bei einer solchen Bifilarwicklung in Kombination mit der erfindungsgemäßen
Schaltung tritt überraschend der Effekt auf,
daß zwischen den beiden Wicklungssträngen 20′, 21′ im
wesentlichen eine Gleichspannung als Differenzspannung entsteht, deren Größe an
den Wicklungsenden e 1, e 2 gleich der Betriebsspannung U B ist und deren Größe
an den Wicklungsenden a 1, a 2 etwa der Amplitude der Spannung entspricht, die
von dem rotierenden permanentmagnetischen Rotor im Betrieb in den Wicklungssträngen
induziert wird, und der eine kleine Wechselspannung überlagert sein
kann. (Die Amplitude dieser induzierten Spannung beträgt ca. 50 . . . 70% der
Betriebsspannung.) - Die auftretende kleine Wechselspannung kann durch einen
zwischen die Kollektoren der Transistoren 57 und 58 geschalteten Koppelkondensator
47 unterdrückt oder wenigstens hinsichtlich ihrer Flankensteilheit
beliebig geglättet werden, so daß sie die Isolation weit weniger gefährdet als
eine Rechteckspannung großer Amplitude und hoher Flankensteilheit.
Selbstverständlich erfolgt - wegen der Symmetrie der Schaltung -
die Übertragung der induzierten Energie aus dem abzuschaltenden
Wicklungsstrang 20 (bzw. 20′) zur Diode 60 in genau analoger
Weise, vgl. die Darstellung in Fig. 5B, ohne daß dies nochmals
ausführlich beschrieben werden muß: Die in dem Wicklungsstrang
20 (oder 20′) gespeicherte Energie wird über den Koppelkondensator
47 und/oder die transformatorische Kopplung sowie die Diode
60 auf die Quelle der Betriebsspannung oder den Speicherkondensator
45 übertragen, also in geeigneter Weise verarbeitet ohne Funkstörungen oder dgl.
zu bewirken.
Bei einer Betriebsspannung von 24 V ergeben sich für einen Motor
mit 4 W Leistungsaufnahme und 3000 U/min folgende Werte für die
Schaltung der Fig. 3 bei Wicklung gemäß Fig. 1, also zwei getrennten
Wicklungen für die Wicklungsstränge 20 und 21, wobei R = Ohm
und k = kOhm:
Zenderdiode 49:5,1 V
Hall-IC 25:TL 170
Widerstand 54:2,2 k
Widerstand 55:100 R
Widerstand 56:5,1 k
Widerstand 48:3,3 k
Kondensatoren 45 und 47:22 µF
Transistor 57:BD 136
Transistor 58:BD 135
Dioden 59, 60:1N4148
Man erkennt auch aus dieser Aufstellung, daß sehr wenige Bauteile
benötigt werden, was gerade für die Verwendung in Gerätelüftern
mit kurzer axialer Baulänge von größter Wichtigkeit ist, da dort
für den Einbau der Elektronik in den Motor selbst nur sehr wenig
Platz verfügbar ist.
Wie bereits erläutert, besteht ein weiterer wichtiger Vorteil
der beschriebenen Anordnung darin, daß die beiden Transistoren
57 und 58 mit reckteckförmigen Signalen einschaltbar sind, welche
die gleiche Phasenlage zueinander haben und sich im wesentlichen
nur in ihrem Gleichspannungspotential unterscheiden müssen.
Die beiden Ansteuersignale für die Transistoren 57 und 58
können daher ohne zwischengeschaltete Phasenumkehrstufe gebildet
werden, z. B. wie dargestellt aus dem einzigen Ausgangssignal
des Hall-IC's 25 über ein geeignet dimensioniertes Widerstands-
Netzwerk 53. Damit ermöglicht die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
eine sehr einfache und kostengünstige Ansteuerschaltung.
Bei der Anordndung nach Fig. 3 sind die Basen der Transistoren
57 und 58 gleichspannungsmäßig direkt über Widerstände verbunden.
Im Rahmen der Erfindung hat es sich gezeigt, daß eine
gleichspannungsmäßige Entkopplung dieser Basen verschiedene
Vorteile bringt. Eine solche bevorzugte Trennung der Gleichspannungspotentiale
an den Basen der Endstufentransistoren ist
in den Fig. 6 und 7 dargestellt.
Der Anschluß des Hall-IC 25 ist in beiden Fällen gleich wie bei
Fig. 3.
Bei Fig. 6 ist ein Anpassungs-Netzwerk 65 aus drei Widerständen
vorgesehen, und zwar führt vom Ausgang 50 ein Widerstand 66 zur
Plusleitung 33, ein Widerstand 67 in Reihe mit einem Kondensator
68 zur Basis eines pnp-Transistors 69, welche Basis über einen
Ableitwiderstand 70 mit der Plusleitung 33 verbunden ist, an der
auch der Emitter des Transistors 69 liegt. Ferner führt vom
Ausgang 50 ein Widerstand 73 in Reihe mit einem Kondensator 74
zur Basis eines npn-Transistors 75, die auch über einen Ableitwiderstand
76 mit der Minusleitung 35 verbunden ist, an der auch
der Emitter dieses Transistors liegt. Der Kollektor des Transistors
69 ist mit dem Anschluß a 1 des Wicklungsstranges 20
(oder 20′ nach Fig. 4) verbunden, der Kollektor des Transistors
75 mit dem Anschluß a 2 des Wicklungsstranges 21 (oder 21′ nach
Fig. 4). Die Freilaufdioden 59 und 60 sind wie bei Fig. 3 antiparallel zu den zugeordneten Transistoren 69 bzw. 75 geschaltet.
Zwischen den Anschlüssen a 1 und a 2 liegt der Koppelkondensator
47.
Wenn beim Anlaufen z. B. dem Hall-IC 25 ein Nordpol gegenübersteht,
wie das Fig. 1 zeigt, wird sein Ausgangspotential niedrig, nimmt
also etwa das Potential der Minusleitung 35 an. Es fließt deshalb
ein Ladestrom über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 69
zum Kondensator 68, lädt diesen mit der angegebenen Polarität
auf und macht den Transistor 69 leitend, so daß ein Strom
im Wicklungsstrang 20 (oder 20′ nach Fig. 4) fließt. Wird dieser
Strom anschließend abgeschaltet, so wird, wie bereits beschrieben,
die Energie aus dem Wicklungsstrang 20 über die transformatorische
Kopplung, den Koppelkondensator 47, die Diode 60 und den Kondensator 45 rekuperiert.
Anschließend wird dann der Transistor 75 leitend gesteuert,
und in dieser Zeit entlädt sich der Kondensator 68 teilweise
über die Widerstände 66, 67 und 70. Analoges geschieht beim
Kondensator 74. Die Widerstände 70 und 76 dienen auch dazu,
evtl. Leckströme der Kondensatoren 68 und 74 abzuleiten. Im
Betrieb nehmen beide Kondensatoren 68 und 74 ständig eine Ladung
an, welche durch die beschriebenen Lade- und Entladevorgänge
etwas schwankt, aber insgesamt ein relativ gleichmäßiges Potential
an diesen Kondensatoren bewirkt, z. B. von einigen Volt, d. h.,
diese Kondensatoren haben im Betrieb die Funktion von kleinen
Batterien, welche bewirken, daß die Transistoren 69 und 75
sicher sperren. Ersichtlich wird der Kondensator 74 mit der
umgekehrten Polarität aufgeladen wie der Kondensator 68. Wird
der Rotor 11 blockiert, so erhält der gerade leitende Transistor
69 und 75 nur noch so lange Strom, bis der zugeordnete Kondensator 68
oder 74 voll aufgeladen ist. Dann wird dieser Transistor,
und mit ihm der Motor 10, stromlos, was ein zusätzlicher
Vorteil dieser Anordnung ist. - Die Diode 77 in der Plusleitung
33 dient zur Sicherung gegen einen Anschluß des Motors mit falscher
Polarität.
Die Schaltung nach Fig. 6 kann bei 24 V Betriebsspannung und
einem Motor mit 4 W Leistungsaufnahme bei 3000 U/min wie folgt
dimensioniert werden, wobei auch hier k = kOhm ist:
Zenerdiode:5,1 V
Hall-IC 25:TL 170
Widerstand 48:3,3 k
Widerstand 66:1,2 k
Widerstände 67, 73:5,1 k
Widerstände 70, 76:22 k
Kondensatoren 68, 74, 45:15 µF
Kondensator 47:10 µF
Transistor 69:BD 136
Transistor 75:BD 135
Dioden 59, 60:1 N 4148
Die Größe des Kondensators 47 hängt, wie beschrieben, von der Größe
der transformatorischen Kopplung ab.
Manchmal stört in der Praxis die etwas große Baugröße der Kondensatoren
68, 74. Fig. 7 erlaubt die Verwendung kleinerer Kondensatoren
und ist für die Wicklungsart nach Fig. 4 ausgelegt, also
für eine paralleldrähtige Wicklung (sogenannte "bifilare" Wicklung),
benötigt also keinen oder nur einen sehr kleinen Koppelkondensator
zwischen den Anschlüssen a 1 und a 2 der Wicklungsstränge 20′ und
21′.
Statt der einfachen Transistoren 69 und 75 nach Fig. 6 werden
hier komplementäre Darlingtontransistoren 80, 81 verwendet, und
zwar bevorzugt solche Typen, welche die Ableitwiderstände 80′,
81′ und die Freilaufdioden 80′′, 81′′ bereits enthalten. Da die
Darlingtontransistoren eine wesentlich größere Stromverstärkung
haben als einfache Transistoren, können sie auch mit RC-Gliedern
höherer Impedanz angesteuert werden.
Das als Anpassungsglied dienende Widerstandsnetzwerk 82 ist
hier im Prinzip gleich aufgebaut wie das Netzwerk 65 der Fig. 6.
Zwischen dem Ausgang 50 und einem Knotenpunkt 83 wird bei höheren
Betriebsspannungen (über 30 V) eine Zenerdiode 84 geschaltet,
z. B. bei einer Betriebsspannung bis 60 V eine Zenerdiode 84 für
30 V, um den Hall-IC 25 an seinem Ausgang 50 vor zu hohen
Spannungen zu schützen. (Bei Spannungen unter 30 V entfällt diese
Zenerdiode; sie kann analog auch bei den Anordnungen nach den
Fig. 3 und 6 verwendet werden.) Der Knotenpunkt 83 ist über
einen Widerstand 85 mit der Plusleitung 33, über einen Widerstand
86 in Reihe mit einem Kondensator 87 mit der Basis des Transistors
80, und über einen Widerstand 88 in Reihe mit einem
Kondensator 89 mit der Basis des Transistors 81 verbunden. Zwischen
dem Kollektor und der Basis der Transistoren 80 und 81
liegt jeweils ein kleiner (Miller-)Kondensator 91 bzw. 92 zur Unterdrückung
von HF-Störungen. Der Emitter des pnp-Transistors 80 ist auch
hier mit der Plusleitung 33, sein Kollektor mit dem Anschluß
a 1 des Wicklungsstranges 20′ verbunden, und der Emitter des
npn-Transistors 81 ist mit der Minusleitung 35 verbunden, während
sein Kollektor mit dem Anschluß a 2 des Wicklungsstranges 21′
verbunden ist.
Die Arbeitsweise ist mit der von Fig. 6 identisch, d. h., auch
hier laden sich die Kondensatoren 87 und 89 im Betrieb mit der
in der Zeichnung angegebenen Polarität auf und wirken als kleine
Batterien, welche ein sicheres Sperren der Transistoren 80 und
81 gewährleisten und gleichzeitig bei Blockieren des Rotors 11
ein rasches Abschalten bewirken.
Die von Fig. 6 abweichenden Bauelemente können bei einem Motor
für 24 V, 3000 U/min, und einer Leistungsaufnahme von 4 W
folgende Werte haben:
Zenerdiode 84:nicht erforderlich
Widerstand 85:3,3 k
Widerstände 86, 88:10 k
Kondensatoren 87, 89:4,7 µF
Kondensatoren 91, 92:100 . . . 220 pF
Transistor 80:BD 678
Transistor 81:BD 677
Man erkennt aus dieser Aufstellung, daß diese bevorzugte Anordnung
mit "bifilarer" Wicklung besonders wenige und besonders kleine
Bauelemente benötigt und daher nach dem derzeitigen Stand der
Erkenntnis eine optimale Lösung darstellt.
Bei einer Betriebsspannung von beispielsweise 24 V beträgt die
Amplitude der Rechteckspannung zwischen den Teilwicklungen bei
der Schaltung nach der DE-OS 22 39 167 ca. 36 bis 44 V. Bei
einer erfindungsgemäßen Schaltung dagegen liegt zwischen den Teilwicklungen
bei gleicher Betriebsspannung und gleichen sonstigen
Verhältnissen eine Gleichspannung von ca. 12 bis 24 V, der eine
geringe Wechselspannungskomponente von ca. 2 bis 5 V überlagert
sein kann. Eine solche Differenzspannung kann isolationstechnisch
als gut beherrschbar angesehen werden, und da hochfrequente
Wechselspannungsanteile völlig eliminiert werden können, ist auch
über längere Zeit keine Schädigung der Isolation zu befürchten,
d. h., man erhält durch die Erfindung bei einfachstem Aufwand einen
Motor mit einer sehr großen Betriebssicherheit und langer Lebensdauer.
Die Wicklungsenden wurden nach folgender Konvention mit Punkten gekennzeichnet:
Wenn sich bei einem Motor der permanentmagnetische Rotor dreht, werden in den
Wicklungen Spannungen induziert, die üblicherweise phasengleich sind. Wenn z. B.
bei zwei Wicklungssträngen mit den Anschlüssen a 1-e 1 bzw. a 2-e 2 zum
gleichen Zeitpunkt an den Anschlüssen a 1 und a 2 jeweils eine positive Spannung
an e 1 und e 2 dagegen jeweils eine negative Spannung induziert wird, werden a 1
und a 2 als gleichwirkend jeweils mit einem Punkt gekennzeichnet. Der Punkt
bedeutet also: gleichwirkendes Wicklungsende innerhalb des Systems (Motors).
Bei der Ausführungsform nach Fig. 7, also ohne Koppelkondensator 47 oder mit
einem nur sehr kleinen Koppelkondensator 47, ergibt sich ferner der große Vorteil,
daß eine kurzzeitige zeitliche Überlappung der Ströme in den Transistoren 80
und 81 nicht stört, während eine solche zeitliche Überlappung bei der Schaltung
nach Fig. 6 eine Serienschaltung der geladenen Kondensatoren 45 und 47 bewirken
würde und dadurch zu einer Zerstörung der Transistoren 69 und 75 führen
könnte.