DE3009753C2

DE3009753C2 - Radar zur Anzeige eines bewegten Zieles (MTI)

Info

Publication number: DE3009753C2
Application number: DE3009753A
Authority: DE
Inventors: Takeru Tokyo Irabu; Eichi Kiuchi; Toshimitsu Prof. Machida Tokyo Musha; Matsuo Prof. Sekine
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1979-03-14
Filing date: 1980-03-14
Publication date: 1982-10-14
Also published as: JPS6111380B2; DE3009753A1; GB2044575A; IT1129650B; FR2451589B1; GB2044575B; US4318101A; IT8020564A0; FR2451589A1; JPS55122173A

Description

(a) einen Analog/Digital-Konverter (91), der das von dem Detektor (33) festgestellte Signal in eine Folge digitalisierter Signale mit digitalisierten diskreten Amplituden der Hüllkurve umwandelt;

(b) ein erster Schaltkreis zur Durchschnittsbildung über einer abgetasteten Zelle des vom Radar überwachten Raumes, der aus der genannten digitalisierten Signalfolge ein erstes Signal ableitet, das einen Mittelwert der digitalisierten diskreten Amplituden der aufeinanderfolgenden digitalisierten Signale der Anzahl D ableitet wobei D eine erste vorgeschriebene ganze Zahl ist;

(c) einen ersten Quadratrechner (94), dem das erste Mittelwertsignal zugeleitet wird, und der daraus ein erstes Quadrierungssignal ableitet, das die Quadrate des erstgenannten Mittelwertes darstellt;

(d) einen zweiten Quadratrechner (95), der aus der digitalisierten Signalfolge eine zweite Folge von Quadrierungssignalen ableitet, welche die Quadrate der entsprechenden diskreten Amplituden der aufeinanderfolgenden digitalisierten Signale darstellen;

(e) einen zweiten Schaltkreis zur Durchschnittsbildung über einer abgetasteten Zelle des vom Radar überwachten Raumes, an dem die zweite Folge von Quadrierungssignalen gelangt und der daraus ein zweites Mittelwertsignal ableitet, das den Mittelwert der Quadrate der diskreten Amplituden der aufeinanderfolgenden zweiten Quadrierungssignale darstellt, deren Anzahl E ist, wobei feine zweite vorgeschriebene ganze Zahlist;

(f) einen Verhältnisrechner (98), dem das erste Quadrierungssignal und das gleichzeitig erzeugte zweite Mittelwertsignal zugeleitet wird, und der daraus ein Verhältnissignal ableitet, welches das Ergebnis einer Division des ersten Mittelwerts durch den zweiten Mittelwert darstellt, sowie

(g) einen Parameterrechner (99), der aus dem Verhältnis den zweiten Parameter berechnet und ein diesen darstellendes zweites Parametersignal daraus ableitet.

8. Radar nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der als Pegelmonitor ausgebildete Diskriminator (71 B) aufweist:

(a) einen ersten Vergleicher (81), dem das Ausgangssignal des antilogarithmischen Konverters (49) zugeführt wird, und der eine Folge diskreter Signale abgibt, deren jedes einen vorbestimmten von zwei binären Pegeln aufweist wenn die diskreten Amplituden am Ausgang des antilogarithmischen Konverters höher als der vorgeschriebene Pegel sind, und den anderen der binären Werte aufweist wenn die diskreten Amplituden nicht höher sind;

(b) einen Zähler (93) zur Zählung derjenigen diskreten Ausgangssignale des ersten Vergleichers (81), die den vorbestimmten Binärwert haben, und der ein entsprechendes Zählsignal abgibt, das die Anzahl der gezählten Signale während eines vorgeschriebenen Zeitintervalls angibt;

(c) einen zweiten Vergleicher (84), an den das Zählsignal vom Ausgang des Zählers (83) gelangt, und der ein Ausgangssignal abgibt das einen vorbestimmten von zwei Binärwerten hat, wenn der Zählerstand des Zählers (83) während dem vorbestimmten Zeitintervall größer als ein vorbestimmter Zählwert ist bzw. ein den anderen Binärwert darstellendes Signal abgibt, wenn dies nicht der Fall ist;

(d) eine Exklusiv-ODER-Schaltung (86) mit zwei Eingangsklemmen, an deren erste der Ausgang des zweitgenannten Vergleichers (84) gelangt und an deren zweite Eingangssignal gelangt welches zu einem bestimmten Zeitpunkt einen von zwei Binärwerten annehmen kann, derart daß aus der Exklusiv-ODER-Schaltung (86) ein Ausgangssignal erscheint, das einen Binärwert aufweist der derselbe ist, wie der binäre Wert am Ausgang des vorgeschalteten Vergleichers

(e) ein Register (87), dem das Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung zugeleitet wird und die dessen Binärwert speichert, und als ihr Ausgangssignal abgibt;

(f) Mittel, um das Ausgangssignal des Registers (87) an den erwähnten zweiten Eingang der Exk'usiv-ODER-Schaltung (86) zurückzuleiten, so daß derart das genannte Diskriminierungssignal erzeugt wird, das sich verändert, wenn eine Veränderung von der Weibull- zur Rayleigh-Verteilung oder umgekehrt erfolgt

Die Erfindung betrifft ein Radar der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 angegebenen Art zur Feststellung sich bewegender Ziele (MTI - Moving Target Indication). Dabei soll das sich bewegende Ziel auch bei

Vorhandensein eines Weibull-Clutters festgestellt werden können, der bekannt ist, und der im folgenden noch im einzelnen diskutiert wird. Derartige Radargeräte sind insbesondere zur Überwachung des Luftverkehrs geeignet, bspw. als sog. ASR (·= Airport Surveillance Radar = Lufthafen-Überwachungs-Radar).

Wie im folgenden noch im einzelnen erläutert werden wird, weist ein als ASR geeignetes System unter Verwendung einer Antenne einen Sender auf, der eine Folge von Mikrowellenimpulsen erzeugt, die von der Antenne in Form eines scharfgerichteten Strahlenbündels in den Raum abgestrahlt werden. Die Antenne wird nun entweder mechanisch oder elektrisch so gesteuert, daß das Strahlenbündel stets wiederkehrend einen vorbestimmten festen Raumwinkel abtastet, bspw. den gesamten Azimuth, wobei der Elevationswinkel veränderbar ist. Die Abtastung des Azimuth erfolgt dann entlang einer Vielzahl von Azimuth-Bereichseinheiten. Der von dem Strahlenbündel abgetastete Raum wird oft als »vorbestimmter Raum« bezeichnet und kann ein zweidimensionaler Raum sein, wenn die Antenne das Strahlenbündel mit einem vorbestimmten Elevationswinkel abstrahlt.

Ist in dem abgetasteten Raum ein Objekt vorhanden, dann kehrt als Reaktion auf jeden einer bestimmten Anzahl abgestrahlter Mikrowellenimpulse ein Echo als Rückkehrimpuls zur Antenne oder eine andere ähnlich kontrollierte Antenne zurück. Der Rückkehrimpuls kann dann Bestandteil eines Rückkehrsignals für jede der Azimuth-Bereichseinheiten sein. Um die Feststellung eines Zieles, d. h. eines festzustellenden Objektes zu erleichtern, wird das Ausgangssignal eines Empfängers des Radarsystems üblicherweise dazu verwandt, eine visuelle Darstellung, aus der das Ziel ersehen werden kann, hervorzubringen. Diese Darstellung wird dann dazu verwendet, unter Berücksichtigung der Steuerung der Antenne bzw. der Antennen, den Azimuth des Zieles bzw. seine Länge, wie dies Impolarkugelkoordinaten genannt wird, sowie den Elevationswinkel bzw. die Breite festzustellen. Im allgemeinen wird das Ausgangssignal des Empfängers für die Berechnung oder Ermittlung des Abstandes des Ziels von der Antenne oder der Antennen benützt, wobei auf denjenigen der abgestrahlten Mikrowellenimpulse Bezug genommen wird, der das empfangene Echo erzeugt hat Die visuelle Darstellung kann dabei zur Schätzung der Entfernung herangezogen werden.

In der Praxis ist es nicht selten, daß zumindest ein Störobjekt in dem abgetasteten Raum anwesend ist, und zwar unabhängig davon, ob ein Ziel anwesend ist oder nicht Neben dem Zielrückkehrsignal oder dem Echo, d.h. dem vom Ziel reflektierten Rückkehrimpuls, erzeugen also derartige Störobjekte Störrückkehrimpulse, die zu Clutter (Störanzeige) in der Sichtdarstellung führen. Obwohl man solche Störobjekte oft als Clutter bezeichnet, wird das Wort »Clutter« in der vorliegenden Beschreibung hauptsächlich mit der Bedeutung verwendet, daß es die Störrückkehrimpulse oder -signale bezeichnet, und zwar unabhängig davon, ob eine Sichtdarstellung eingesetzt wird oder nicht ω Signale, die im Empfänger entstehen, werden im folgenden je nachdem, ob sie vom Zielrückkehrsignal oder vom Clutter herrühren, als solche bezeichnet

Beispiele für Clutter bei einem MTI Radar sind Landoder Bodenclutter, die von Gebäuden oder hügeligen Landschaften herrühren, ferner Seechlutter, die von der Wasseroberfläche von Seen oder Meer herrühren, ferner Wetterclutter, die auf Niederschläge und Regenwolken zurückzuführen sind, sowie die sog. »Engelechos«, die man auf andere Fremdgegenstände zurückführt, wie auf große Flocken oder Vögel und/oder atmosphärische Diskontinuitäten oder Zustandsänderungen. Der Unterschied zwischen Zielrückkehrsignalen und Clutter hängt von der Anwendung des Radars ab. So wird bspw. ein Wetterclutter zum eigentlichen Zielrückkehrsignal bei einem Radar das zur Wetterbeobachtung oder für meteorologische Zwecke eingesetzt wird. Die folgende Beschreibung ist daher beschränkt auf MTI Radaranlagen.

Bei einem MTI Radar ist es wünschenswert, daß der Empfänger auf ein sich bewegendes Ziel mit einem ausgezeichneten S/C-Verhältnis (Signal/Clutteir-Verhältnis) reagiert. In anderen Worten, das Clutter sollte im Ausgangssignal des Empfängers auf einen Pegel reduziert bzw. unterdrückt werden, der in der Größenordnung des empfängereigenen Rauschens liegt. Ein bekanntes MTI ist sehr wohl geeignet, zwischen einem sich bewegenden Ziel einerseits und einem von Land bzw. Landschaft herrührendem Clutter zu unterscheiden, aber ist nicht in der Lage, wirksam solchen Clutter auszuschalten, der von Störobjekten ausgeht, die ihrerseits eine gewisse Geschwindigkeitskomponente haben, bspw. Seeclutter, Wetterclutter und Engelechos. Es gibt daher verschiedene Vorschläge, um das S/C-Verhältnis anzuheben, worauf einzugehen ist

Erwähnt werden muß dabei, daß das Rückkehrsignal eine Amplitude hat, die sich mit der Zeit ändert, und zwar als Folge der Zielrückkehrsignale und des Clutter. Außerdem ist der Clutter selbst mit der Zeit veränderlich. Man glaubte eine Zeitlang, daß die Amplitudenveränderung, die auf den Clutter zurückgeht, einer Rayleigh-Verteilung folgt, die kurz beschrieben werden wird. Später fand man heraus, daß der größte Teil des Clutter einer Weibull-Verteilung folgt

Mit Hilfe der Verwendung einer Variablen x, die die Clutter-Amplitude darstellt, die entweder 0 oder positiv sein kann, kann man die Weibull-Verteilung als eine Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion Pw(x) wie folgt darstellen:

Pw(x) - (η/α)

Ο)

wobei α und η (manchmal mit ν bezeichnet) einen ersten oder Skalarenparameter bzw. einen zweiten oder Formparameter darstellen. Diese Parameter haben Werte, die von der Veränderung der Clutter-Amplitude abhängen. Die Rayleigh-Verteilung ist durch eine andere Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion Pr (x) gegeben, die ist:

F_R(x) = (

und zwar unter Verwendung nur des ersten Parameters allein, der in der Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion Pw(xX die die Weibull-Verteilung angibt, vorkommt Die Rayleigh-Verteilung ist daher eine Weibull-Verteilung in einem Spezialfall, in dem der zweite Parameter sich wie eine Unveränderliche mit dem speziellen Wert 2 verhält

Ein Clutter, dessen Amplitude der Weibull-Verteilung folgt, wird als Weibull-Clutter bezeichnet Ein Clutter, dessen Amplitude der Rayleigh-Verteilung folgt, wird als Rayleigh-Clutter bezeichnet Allgemeine Richtlinien über den Weibull-Clutter sind im Detail diskutiert in der Veröffentlichung: D. Curtis Schleher, »Radar Detection in Weibull-Clutter«, IEEE Transactions on Aerospace

and Electronic Systems, Band AES-12, Nr. 6 (November 1976), Seite 736-743.

Unter den Vorschlägen zur Anhebung des S/C-Verhältnisses sind die CFAR-Techniken (»Constant False Alarm Rate) die aussichtsreichsten. Die CFAR-Techniken streben eine konstante Falschalarmwahrscheinlichkeit oder -rate an, und zwar selbst bei Vorhandensein von Clutter. Andersherum ausgedrückt: die CFAR-Techniken bestehen darauf, die Falschalarmrate, die die Wahrscheinlichkeit einer fälschlichen Feststellung von Cutter als Ziel darstellt, konstant zu halten.

CFAR-Prozessoren oder -detektoren für Rayleigh Clutter werden im Detail in folgendem Artikel behandelt: Hansen, Wilhelm Regers und Ward, Harold R^ »Detection Performance on the Cell Averaging LOG/CFAR Receiver«, IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Band AES-8, Nr. 5 (September 1972), Seite 648-652. Der Ausdruck »LOG/CFAR Receiver« ist eine Abkürzung für »Logarithmic Amplification and CFAR Processing Receiver« (logarithmische Verstärkung und Signalverarbeitung mit konstanter Falschalarmwahrscheinlichkeit). Ein hochentwickelter Prozessor zur Durchschnittsbildung über einer abgetasteten Zelle des vom Radar überwachten Raumes auf der Grundlage logarithmischer Verstärkung und der Signalverarbeitung mit konstanter Falschalarmwahrscheinlichkeit (Cell Averaging LOG/CFAR Processor) für Rayleigh Clutter in dem Artikel von Hansen et al beschriebenen Art wird in den MTI Radarsystemen gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben und daher im Zusammenhang mit anderen Schalteinrichtungen weiter unten noch unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden.

Ein CFAR-Prozessor für WeibuH-Clutter ist in folgendem Artikel vorgeschlagen worden: Goldstein, Gene B., »False Alarm Regulation in LOG Normal and Weibull Clutter«, IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems«, Band AES-9, Nr. 1 (Januar 1973), Seite 84—92. Soweit der WeibuH-Clutter in Frage steht, arbeitet der von Goldstein vorgeschlagene Prozessor, lediglich in dem speziellen Fall, in dem die Parameter für die Weibull-Verteilung von speziellen Werten unabhängig sind.

Ein weiterer CFAR-Prozessor für WeibuH-Clutter im allgemeinen ist in dem Bericht von Hansen vorgeschlagen worden, »Constant False Alarm Rate Processing in Search Radars«, International Conference on Radar — Present in Future, 23.-25. Oktober 1973, S. 1-8. Gewisse Aspekte des dort beschriebenen Prozessor werden bei dem MTI-Radar gemäß der Erfindung mit einbezogen. Ein solcher Prozessor wird daher weiter unten unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Kurz ausgedrückt, kann man den Prozessor, wie er von Hansen in diesem Bericht beschrieben worden ist, dadurch charakterisieren, daß er eine Unterdrückung des Clutters dadurch erreicht* daß eine Variable, die eine der Weibull-Verteilung folgende Clutter-Amplitude darstellt, in eine neue Variable ζ umgewandelt wird, die eine Clutter-Amplitude darstellt, deren Wahrscheinlichkeitsdichte einer einfachen Exponential verteilung folgt, die durch folgende Formel gegeben ist:

- zj.

(3)

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In jedem Fall erreicht man ein hervorragendes S/C-Verhältnis durch einen CFAR-Prozessor der von Hansen beschriebenen Art Sofern der Rayleigh-CIutter ein WeibuH-Clutter in einem speziellen Fall ist, bietet der Prozessor auch theoretisch kein Problem, da insoweit der Rayleigh-CIutter als WeibuH-Clutter behandelt werden kann. Der Prozessor ist jedoch in der Praxis nachteilig, wenn der Clutter lediglich der Rayleigh-Verteilung folgt. Die Schwierigkeit ergibt sich deshalb, weil der Prozessor mehr Schritte ausführen muß als ein hochentwickelter durchschnittsbildender LOG/CFAR-Prozessor der oben erwähnten Art, der lediglich für die Verarbeitung eines Rayleigh-Clutters geeignet ist Daraus ergibt sich, daß man nicht nur komplizierte Hardware notwendigerweise braucht, sondern daß auch eine Zunahme der Fehlerwahrscheinlichkeit unvermeidbar ist, die dazu führen kann, daß ein Rest-Clutter im Ausgangssignal des Empfängers noch vorhanden ist, wenn die Clutter-Amplitude lediglich durch eine Rayleigh-Verteilung gegeben wird.

Demgemäß ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein MTI-Radar zu schaffen, das einen Empfänger aufweist, dessen Signal-Prozessor in der Lage ist, den WeibuH-Clutter im allgemeinen hinreichend zu unterdrücken. Insbesondere soll der Signal-Prozessor dabei in der Lage sein, auch den Rayleigh-CIutter in ausgezeichneter Weise gleichermaßen wie den Weibull-Clutter zu unterdrücken, und zwar beide so gut wie möglich. Dabei soll der Prozessor hinsichtlich des Rayleigh-Clutters auch strukturell einfach aufgebaut sein und mit weniger Verfahrensschritten und Fehlern auskommen, als dies bei dem herkömmlichen Unterdrücker für den WeibuH-Clutter im allgemeinen der Fall ist

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst Weitere Kennzeichen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert Das Radar besteht also zunächst aus Sender und Empfänger, die zusammen mit einer Antenne kombiniert eingesetzt werden. Der Empfänger erzeugt eine Folge von Mikrowellenimpulse einer vorbestimmten Impulsbreite und einer vorbestimmten Wiederholungsfrequenz. Die Antenne strahlt die Mikrowellenimpulse als Strahlenbündel ab, das einen vorbestimmten Raum entlang einer Vielzahl von Azimuth-Bereichseinheiten abtastet und empfängt ein Rückkehrsignal aus jeder Azimuth-Bereichseinheit Dieses Rückkehrsignal kann nun eine Zielrückkehr enthalten, aber auch Clutter, der von dem Ziel und von Störobjekten in Reaktion auf einen der Mikrowellenimpulse des Strahlenbündels her abgegeben bzw. reflektiert worden ist Der Clutter hat eine Amplitude, die zu einem gegebenen Zeitpunkt entweder der Weibull- oder der Rayleigh-Verteilung folgt Die Weibull-Verteilung ist durch eine Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion der Clutter-Amplitude gekennzeichnet, in der ein erster und ein zweiter Parameter vorkommen, deren beider Werte mit der Zeit veränderlich sind. Die Rayleigh-Verteilung ist durch eine weitere Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion der Clutter-Amplitude gekennzeichnet, jedoch allein unter Verwendung lediglich des ersten Parameters, v/obei der zweite Parameter einen unveränderlichen Wert hat, der gleich 2 ist Im Empfänger ist zunächst ein Detektor vorgesehen, der aus dem Rückkehrsignal ein bestimmtes »festgestelltes« Signal ableitet Ferner weist der Empfänger einen Signal-Prozessor auf, der das »festgestellte« Signal in ein »verarbeitetes« Signal umsetzt, das zur Verwendung bei der Darstellung des Zieles und bei der identifizierung des Zieles innerhalb des empfangenen Signals

geeignet ist. Dabei ist davon auszugehen, daß das zunächst in einem Detektor »festgestellte« Signal eine Hüllkurvenamplitude aufweist, die zeitlich veränderlich ist, und zwar in Abhängigkeit von Komponenten, die einerseits auf das von dem Ziel zurückkehrenden Signal 5 und andererseits auf Clutter zurückgehen.

Der Prozessor weist einen Parameterrechner auf, einen ersten und einen zweiten Unterdrücker, einen Diskriminator, eine Auswahlschaltung und einen Endprozessor. Der Parameterrechner berechnet aus dem in einem Detektor »festgestellten« Signal den Wert des zweiten Parameters und gibt ein entsprechendes, diesen Wert darstellendes Parametersignal ab. Betriebsmäßig verbunden mit dem Parameterrechner ist der erste Unterdrücker, der mit Hilfe des Parametersignals in dem festgestellten Signal diejenigen Clutter-Komponenten, die als Clutter-Komponenten »erster Art« bezeichnet werden, unterdrückt, die in der Hüllkurvenamplitude durch Clutter eingeführt sind, der der Weibull-Verteilung folgt Damit entsteht ein erstes »Signal mit unterdrücktem Clutter«, dessen Amplitude unterhalb eines ersten vorbestimmten Pegels bleibt, wenn nicht in dem Rückkehrsignal entweder eine Komponente enthalten ist, die auf ein festzustellendes Ziel zurückgeht, oder aber eine CluUer-Komponente, die auf Clutter zurückgeht, der nicht der Weibull-, sondern vielmehr der Rayleigh-Verteilung folgt

Mit dem ersten Unterdrücker ist betriebsmäßig ein zweiter Unterdrücker verbunden, der dazu dient, eine Clutter-Komponente »zweiter Art« im festgestellten Signal zu unterdrücken; es entsteht damit ein zweites »Signal mit unterdrücktem Clutter«, dessen Amplitude unterhalb eines zweiten vorbestimmten Pegels bleibt, sofern nicht zumindest eine auf ein festzustellendes Ziel zurückgehende Komponente oder eine Clutter-Komponente des Clutters der »ersten Art« in dem vom Empfänger aufgenommenen Signal vorhanden ist

An den Diskriminator gelangt ein variables Eingangssignal; dieses ändert sich entweder mit der Weibull- oder mit der Rayleigh-Verteilung, je nachdem welcher Verteilung die Amplitude des Clutter im jeweiligen Zeitpunkt folgt Der Diskriminator dient dann dazu, eine der obenerwähnten Verteilungen von der anderen zu unterscheiden, und zwar durch ein entsprechendes Diskriminierungssignal zu einem bestimmten Zeitpunkt, der ein vorbestimmtes Intervall nach dem obengenannten Zeitpunkt liegt. Das Diskriminierungssignal zeigt jeweils an, ob die Clutter-Amplitude der Weibull- oder der Rayleigh-Verteilung folgt

Mit dem ersten und dem zweiten Unterdrücker ist dann eine ihnen gemeinsam zugeordnete Auswahlschaltung verbunden, die in Abhängigkeit vom Diskriminierungssignal entweder das obenerwähnte »erste Signal mit unterdrücktem Clutter« oder das obenerwähnte »zweite Signal mit unterdrücktem Clutter« auswählt, je nachdem, ob das Diskriminierungssignal die Weibull- oder die Rayleigh-Verteilung anzeigt. In Abhängigkeit davon gibt die Auswahlschaltung ein ausgewähltes Signal ab, dessen Amplitude unterhalb eines ersten »vorausgewählten« Wertes bleibt, wenn das erste Signal mit unterdrücktem Clutter ausgewählt worden ist und ferner wenn nicht in der Hüllkurvenamplitude des vom Detektor festgestellten Signals entweder eine von dem festzustellenden Ziel herrührende Komponente oder eine Clutter-Komponente zweiter Art enthalten ist; hingegen erscheint am Ausgang der Auswahlschaltung als »ausgewähltes« Signal ein solches mit einer Amplitude unterhalb eines zweiten vorausgewählten Wertes, wenn das »zweite Signal mit unterdrücktem Clutter« aasgewählt werden ist und ferner in dem vom Detektor festgestellten Signal nicht eine auf das festzustellende Ziel zurückgehende Komponente oder ein Clutter erster Art anwesend ist

Der Diskriminator ist entweder mit dem Ausgang des Parameterrechners oder mit dem Ausgang der Auswahlschaltung verbunden; an den Diskriminator gelangt also entweder das Parametersignal oder das ausgewählte Signal als variables Eingangssignal. Der Endprozessor schließlich wird ebenfalls von dem Diskriminierungssignal gesteuert und verarbeitet dann das von der Auswahlschaltung ausgewählte Signal in das Endsignal, das dann der Darstellung bzw. Ermittlung des Zieles zugeführt werden kann.

Der obenerwähnte »vorbestimmte Raum«, in dem ein Ziel festgestellt werden soll, das darin zusammen mit Störobjekten anwesend ist, kann durchaus veränderlich sein, wenn das Radar im Zusammenhang mit einer Antenneneinrichtung eingesetzt wird, die einem speziellen sich bewegendem Ziel folgt Der Ausdruck »Mikrowellenimpulse« meint Impulse jeder Frequenz in einem Bereich, in dem ein MTI-Radar betrieben werden kann. Vorzugsweise werden Mikrowellenimpulse von der Antennenanordnung zyklisch in die entsprechenden Azimuth-Bereichseinheiten abgestrahlt Die Antennenanordnung kann entweder lediglich eine Antenne sowohl für das Senden als auch für den Empfang aufweisen, oder aber für Sendung und für Empfang getrennt verschiedene Antennen mit umfassen. Das »verarbeitete Signal« ist also ein Empfängerausgangssignal, dessen Amplitude im wesentlichen allein von dem Zielrückkehrsignal abhängt, wobei der Clutter unterdrückt ist

Die Auswahlschaltung kann entweder als Ganzes mit den Ausgängen des ersten Unterdrückers und des zweiten Unterdrückers verbunden sein; sie kann auch teilweise innerhalb des ersten Unterdrückers und des zweiten Unterdrückers vorgesehen sein, wobei der restliche Teil mit den Ausgängen der Unterdrücker verbunden ist Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt der Unterdrücker einen neuartigen Prozessor, mit dem die Variable, die eine Clutter-Amplitude mit einer Weibull-Verteilung darstellt, einmal gemäß einem neuartigen Algorithmus in eine neue Variable umgesetzt wird, die eine Clutter-Amplitude hat, die einer Rayleigh-Verteilung folgt anstatt der einfachen obenerwähnten Exponentialverteilung.

Ausführungsbeispieie der Erfindung und ihrer vorteilhaften Weiterbildungen werden im folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es stellen dar

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispieles;

F i g. 2 einen Unterdrücker und einen Parameterrechner, wie sie im Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 enthalten sind;

F i g. 3 einen Unterdrücker und einen Parameterrechner, die anstelle der Schalteinheiten nach F i g. 2 beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 verwendet werden können;

F i g. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel;

F i g. 5 einen Pegelmonitor zur Verwendung in dem Signal-Prozessor, der in dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 4 enthalten ist;

F i g. 6 zwei Unterdrücker, einen Parameterrechner, einen Diskriminator und eine Auswahlschaltung zur Verwendung im Signal-Prozessor nach Fig. 1 oder Fig. 4;

F i g. 7 ein Parameterrechner zur Verwendung anstatt des Parameterrechners nach F i g. 2,3 und 6.

Das in Fig. 1 dargestellte erste Ausführungsbeispiel eines MTI Radars wird in der Anmeldung als Flughafenüberwachungsrada'- (ASR-Airport Surveillance Radar) beschrieben. Das Radar enthält eine Sender/Empfänger-Einheit 11, einen Signalprozessor oder CFAR (Constant False Alarm Rate) 12, einen Zekeinstellsignalgenerator 13 und eine Antenne 15. Die Sender/Empfänger-Einheit 11, der Zeiteinstellgenerator ι ο 13 und die Antenne 15 sind in bekannter Weise aufgebaut Der Zeiteinstellgenerator 13 gibt an seinen Ausgangsklemmen 16 bzw. 17 ein erstes bzw. ein zweites Zeiteinstellsignal ab. Das erste Zeiteinstellsignal hat niedrigere Frequenz, z. B. 1 kHz; das zweite Zeiteinstellsignal hat eine höhere Wiederholfrequenz, z. B. 1,3 MHz. Der Signalprozessor 12 ist teils neuartig teils seiner Struktur nach ähnlich aufgebaut wie der bekannte CFAR-Prozessor, der in dem obenerwähnten Bericht von Hansen beschrieben ist, sowie wie der hoch entwickelte Cell Averaging LOG/CFAR-Prozessor, wie er in dem obenerwähnten Aufsatz von Hansen et al beschrieben ist Alternativ hierzu kann der CFAR-Prozessor, wie er in dem Bereich von Hansen beschrieben ist, in einen neuartigen Prozessor umgewandelt werden, der nach einem neuartigen Algorithmus arbeitet

Die Sender/Empfänger-Einheit U enthält einen Sender, einen Empfänger und Schalteinheiten, die sowohl dem Sender als auch dem Empfänger zugeordnet sind. Zu den gemeinsam zugeordneten Schalteinhei- ten gehört ein frequenzstabilisierter Oszillator 21, der ein Signal mit einer Signalfrequenz /j im Mikrowellenband erzeugt. Ferner ist ein kohärenter Oszillator 22 vorgesehen, der ein Phasenbezugssignal mit einer Bezugsfrequenz f_c im Zwischenfrequenzband erzeugt. Der Sender enthält ferner einen Mischer 26, in dem das ersterwähnte vom Oszillator 21 erzeugte Signal und das Phasenbezugssignal gemischt werden. Es entsteht ein gemischtes Signal mit der Mikrowellenfrequenz £+£> Das erste Zeiteinstellsignal gelangt an einen Triggerimpulsgenerator 27. Daraufhin produziert dieser eine Folge von Triggerimpulsen vorbestimmter Impulsbreite mit einer niedrigeren Impulsrate. Impulsmoduliert von dieser Folge von Triggerimpulsen verstärkt ein Hochleistungsverstärker 28, z. B. ein Klystronverstärker, das gemischte Signal und leitet somit an die Antenne 15 eine Folge von Mikrowellenimpulsen weiter, die die Mikrowellenfrequenz f_s+f_c und eine bestimmte Impulsbreite haben. Dies geschieht über einen Duplexer 30, der dem Sender und dem Empfänger gemeinsam zugeordnet ist Die Pulsbreite wird entsprechend der höheren Frequenz des Zetteinstellsignals ausgewählt Für eine Frequenz von 13 MHz beträgt die Impulsbreite vorzugsweise um 0,8 Mikrosekunden.

Die Antenne 15 strahlt die Mikrowellenimpulse als scharfes gerichtetes Bündel ab und wird so gesteuert, daß das Bündel den gesamten Azimuthbereich in einem vorbestimmten Elevationswinkel bestreicht. Das wird durch die kreissegmentförmige Linie mit dem Pfeil angedeutet Die von einem sich bewegenden Ziel und von Störobjekten zurückkehrenden Impulse werden ebenfalls von der Antenne 15 empfangen. Infolge des Dopplereffektes enthält die Frequenz des vom Ziel zurückkehrenden Signals eine Dopplerverschiebung fj, die positiv, negativ oder auch Null sein kann.

Wie weiter unten beschrieben werden wird, wird das Rücksignal, welches von der Antenne 15 empfangen wird und das je nachdem ein von einem Ziel reflektiertes Signal zusätzlich zum Clutter enthält oder nicht, im Empfänger mit einer Frequenz abgetastet ist, die höher ist als die obenerwähnte erstgenannte Signalfrequenz. Durch die Abtastung entstehen also analoge Radarabtastwerte. Bei einem ASR ist es üblich, daß das Strahlenbündel mit einer Umdrehungsgeschwindigkeit von einer Umdrehung pro 4 Sekunden gedreht wird. Der abgetastete Raum wird daher in 4000 Azimuthbereichseinheiten eingeteilt, in welche die entsprechenden Mikrowellenimpulse zyklisch ausgesendet werden. Wird ein Intervall von 1 Millisekunde dieser aufeinanderfolgenden Mikrowellenimpulse mit einer Abtastgeschwindigkeit von mehr als 13 MHz abgetastet, dann wird jede Azimuthbereichseinheit in ungefähr 769 Reichweiteneinheiten aufgeteilt, aus denen die entsprechenden Abtastwerte erhalten werden. Jede Reichweiteneinheit entspricht der Breite des abgestrahlten Mikrowellenimpulses in der Luft oder ungefähr einer sechzehntel nautischen Meile. Die insgesamt 769 Reichweiteneinheiten ergeben somit eine Reichweite von ungefähr 48 nautischen Meilen. In der Praxis werden einige der Abtastwerte, die in dieser Folge enthalten sind, nicht benützt, so beispielsweise die von den weiter entfernten Reichweiten. Man kann also zwischen zwei hintereinander auftretenden Folgen von Abtastwerten, die man für zwei nebeneinander liegende Azimuthbereichseinheiten erhält, ein Zeitintervall vorsehen, um die Trennung erkennbar zu machen. In jedem Fall produziert die Antenne 15 ein Rückkehrsignal von jeder Azimuthbereichseinheit, das ein Rückkehrsignal von einem Ziel und Clutter enthalten kann.

Der Empfänger weist einen Mischer 31 auf. An ihn gelangt das Signal von dem Oszillator 21. In dem Mischer wird das Rückkehrsignal in ein Zwischenfrequenzsignal rückumgewandelt Das in dem Zwischenfrequenzsignal enthaltene Zielrückkehrsignal hat eine Zwischenfrequenz f_c+fd, die sich mit der Dopplerverschiebung /</ verändert Nach der Verstärkung durch einen Zwischenfrequenzverstärker 32 wird in einem Amplitudendetektor 33 die Amplitude des Zwischenfrequenzsignals festgestellt. Das dieser Feststellung unterworfene Signal hat eine Hüllkurve mit einer bestimmten Hüllkurvenamplitude X, die sich mit der Zeit verändert, und zwar in Abhängigkeit von einer im Zielrückkehrsignal enthaltenen Komponente und einer Clutter-Komponente, die jeweils in der Hüllkurvenamplitude enthalten sind und dort durch das Zielriickkehrsignal bzw. durch den in dem Rückkehrsignal enthaltenen Clutter verursacht worden sind. Lediglich der Einfachheit der Darstellung halber sei nun angenommen, daß die Clutter-Komponente eine Amplitude χ hat. Dann ist diese Amplitude χ der Clutter-Komponente entweder durch die Gleichungen (1) oder (2) gegeben.

Im Empfänger ist ein erster Phasendetektor 36 und ein zweiter Phasendetektor 37 vorgesehen. An diese Phasendetektoren gelangen zunächst das Phasenbezugssignal, und zwar einmal direkt (an 36), zum anderen über einen 90°-Phasenschieber 38. In diesen Phasenschiebern erfolgt eine Feststellung der Phasenlage des verstärkten Zwischenfrequenzsignals. An den Ausgängen der Phasendetektoren 36 und 37 erhält man ein Paar von Phasenfeststellungssignalen, die Information darstellen, welche die Dopplerverschiebung fd betrifft.

Der Signalprozessor 12 verarbeitet das Amplitudenfeststellungssignal in zumindest ein Auswertesignal zur Verwendung zumindest bei der Feststellung des Zieles. Der Signalprozessor 12 enthält einen logarithmischen Konverter oder Verstärker 41, in dem die Hüllkurven-

amplitude X einer logarithmischen Konversion unterworfen wird und an dessen Ausgang somit ein logarithmisch konvertiertes Ausgangssignal auftritt Die Clutter-Komponentenamplitude χ wird in eine logarithmische Clutter-Komponentenamplitude w gemäß fol- gender Formel umgewandelt:

w-= log x,

wobei der Term (log x) vorzugsweise den natürlichen Logarithmus der Clutter-Komponentenamplitude χ darstellt Dieses Signal gelangt dann an den Analog/Digital-Konverter 42, der bei Auftreten des zweiten ZeiteinsteHsignals (von Ausgangsklemme 17) das Ausgangssignal des logarithmischen Konverters in eine Folge von analogen Abtastdaten abtastet, die diskrete analoge Amplituden aufweisen. Der Analog/Digital-Konverter 42 produziert dabei eine Folge von digitalen oder digitalisierten Signalen, die die Logarithmen der digitalisierten diskreten Amplituden der festgestellten SignaJumhüllungen darstellen. Jedes digitale Signal kann 10 Bits aufweisen. Im allgemeinen enthalten die digitalen Signale eine logarithmische Rücksignalkomponente und logarithmische Clutter-Komponenten. Die Logarithmen, die von den logarithmischen Clutter-Komponenten dargestellt werden, werden mit w(n) bezeichnet, wobei π diejenigen Zahlen sind, die den entsprechenden Reichweitenbereichseinheiten innerhalb einer jeden Azimuthsbereichseinheit zugeordnet sind. Die logarithmischen Clutter-Komponenten werden ebenfalls der Einfachheit der Darstellung halber mit w(n) bezeichnet

Der Signalprozessor 12 enthält ferner einen ersten und einen zweiten Analog/Digital-Konverter 43 bzw. 44. Sie dienen dazu, die Phasenfeststellungssignale in digitale Signalpaare umzuwandeln. Diese digitalen Signalpaare gelangen an einen bekannten MTI-Unterdrücker 45, der ein Ausgangssignal daraus ableitet, in dem derjenige Clutter, der von stillstehenden Objekten ausgeht, unterdrückt worden ist Das Ausgangssignal des MTI-Unterdrückers dient auch als Ausgangssignal des Prozessors zur Verwendung bei der Berücksichtigung der Dopplerverschiebung /<* beispielsweise bei der Unterscheidung sich bewegender Ziele.

Die digitale Signalfolge gelangt an einen ersten Unterdrücker 46. Er dient der Unterdrückung der Weibull-Clutter. Die digitale Signalfolge gelangt ferner an einen Unterdrücker 47; er dient der Unterdrückung der Rayleigh-Clutter. Ferner gelangt die digitale Signalfolge an einen Parameterrechner 48. Der Signalprozessor 12 enthält ferner einen antilogarithmischen Konverter oder Verstärker 49 und eine Torschaltung 50. In der Art, die im folgenden noch beschrieben werden wird, erzeugen die beiden Unterdrücker 46 und 47 ein erstes bzw. ein zweites Signal, in dem die Clutter unterdrückt sind. Der antilogarithmische Konverter 49 erzeugt ein Ausgangssignal dadurch, daß entweder das erste oder das zweite der Ausgangssignale der Unterdrücker 46 bzw. 47, in denen der Weibull-Clutter bzw. der Rayleigh-Clutter unterdrückt sind, einer antilogarithmischen Umwandlung unterwirft, die zu der obenerwähnten logarithmischen Umwandlung im Konverter 41 konjugiert ist. Die Torschaltung 50 dient dann dazu, endgültig das verarbeitete Signal dadurch zur Verfügung zu stellen, daß diejenigen Teile des Ausgangssignals des antilogarithmischen Konverters 49 unterdrückt werden, die von den Clutter-Komponenten herrühren.

Eine Kombination des zweiten Unterdrückers 47, des logarithmischen Konverters 41, des antilogarithmischen Konverters 49 und der Torschaltung 50 kann ein hochentwickelter Cell Averaging LOG/CFAR-Prozessor der Art sein, wie er in dem oben angegebenen Artikel von Hansen et al beschrieben ist, und unterdrückt den Rayleigh-Clutter. Eine weitere Kombination des ersten Unterdrückers 46, des Parameterrechners 48, der Konverter 41 und 49, sowie der Torschaltung 50 kann ein CFAR-Prozessor sein, wie er in dem oben angegebenen Bericht von Hansen beschrieben ist Alternativ hierzu kann der erste Unterdrücker 46 nach einem neuartigen Algorithmus arbeiten, um einerseits den Weibull-Clutter in einen Rayleigh-Clutter im Zusammenwirken mit dem Parameterrechner 48 umzuwandeln.

Wie aus Fig.2 ersichtlich, enthält der in dem oben erwähnten Bericht von Hansen beschriebene Unterdrücker 46 ein erstes Schieberegister 51, das eine (- //>te bis (- l)-te Stufe 51 (-H) bis 51 (-1), eine O-te Stufe 51 (O)₁ und eine l.-te bis //-te Stufe 51 (1) bis 51 (H) aufweist und an dem als Schiebeimpulse .das zweite Zeiteinstellsignal gelangt Jede der hier so bezeichneten Stufen ist für ein digitales Signal der digitalen Signalfolge bestimmt Wenn in den insgesamt (2//+1) aufeinanderfolgenden digitalen Signale keine logarithmische Zielrückkehrkomponente vorhanden ist, dann ist das Schieberegister 51 mit logarithmischen Clutter-Komponenten w(h—H),.., w(h-l), w(h), w(h+1),.., und w(h+H)zu einem bestimmten Zeitpunkt geladen, bei dem eine ganz bestimmte oder w-te logarithmische Clutter-Komponente w(h) in der mittleren Stufe 51 (0) gespeichert ist Es ist möglich, die Zahl //zwischen 12 und 16 zu wählen. Mit den Schieberegisterstufen, mit Ausnahme der mittleren Stufe 5t (0) ist ein Durchschnittsrechner 52 verbunden, der ein erstes Durchschnittssignal E₁(Ii) berechnet, das einen ersten Durchschnitt E\(h) darstellt, der durch folgende Formel gegeben ist:

E_x(H)

- η)+ w(h + ri)].

(I- 1

Dies gilt, wenn in den digitalen Signalen, die an den ersten Durchschnittsrechner 52 gegeben werden, keine logarithmische Zielrückkehrkomponente enthalten ist. Der erste Durchschnitt wird als derjenige Mittelwert E(w) der Amplituden w der logarithmischen Clutter-Komponenten eingesetzt, der für die Weibull-Verteilung wie folgt berechnet wird:

E(w) = logc - γ/η.

(4)

wobei γ die Eulersche oder Euler-Mascheronische Konstante ist.

Der Grund, weshalb ein ganz bestimmtes, nämlich das Λ-te digitale Signal, welches in der mittleren Stufe 51 (0) gespeichert ist, von der Berechnung des ersten Durchschnittes ausgenommen wird, ist bereits bekannt. Kurz ausgedrückt, handelt es sich darum, daß man nicht von vomeherein weiß, welches der digitalen Signale jeder Folge die Komponente ist, die der logarithmischen Zielrückkehr entspricht. Das bestimmte digitale Signal wird dann im wesentlichen im Realzeitbetrieb CFAR bearbeitet, wie das im weiteren Verlauf der Beschreibung noch deutlich werden wird. Die CFAR Bearbeitung ist von ganz besonderer Bedeutung, wenn das

bestimmte digitale Signal die logarithmische Zielrückkehrkomponente darstellt, der eine logarithmische Clutter-Komponente fiberlagert sein kann, wobei es natürlich auch möglich ist, daß eine solche komponente nicht überlagert ist In diesem Falle wird der erste Durchschnitt lediglich bezüglich der logarithmischen Clutter-Komponenten berechnet Das ist vorteilhaft für die Anhebung des S/C Verhältnisses. Dieser Grund gilt auch für die im folgenden beschriebenen in mancherlei Beziehung vergleichbare weitere Durchschnittsberechnung.

Der in Fig.2 gezeigte Parameterrechner 48 enthält einen Quadratrechner 53. Diesem wird die digitale Signalfolge zugeführt Er produziert daraus eine Folge quadrierter Signale, die die Quadrate der entsprechenden Logarithmen darstellen, wie sie von den aufeinanderfolgenden digitalen Signalen angegeben werden. In Abwesenheit einer logarithmischen Zielrückkehrkomponente kann man die quadrierten Signale und die dadurch dargestellten Quadrate mit W²Cn) bezeichnen. Ferner ist ein zweites Schieberegister 54 vorgesehen. Seine Stufen sind (- H) bis (-1), 0,1 bis H. Diese Stufen sind mit 54 (-/#.., 54 (-1), 54(0), 54(1), ..„ 54(H) bezeichnet Wenn die Λ-te logarithmische Clutter-Komponente w(h) in der Mittelstufe 51 (0) des ersten Schieberegisters gespeichert ist, dann ist das Quadrat dieser Λ-ten logarithmischen Clutter-Komponente w²(h) im zweiten Schieberegister in dessen Mittelstufe 54 (0) gespeichert Wie im Falle des ersten Durchschnittsrechners 52, ist nun ein zweiter Durchschnittsrechner 55 vorgesehen, der ein zweites Durchschnittssignal E₂(Ii) abgibt, welches einen zweiten Durchschnitt Ei(h) darstellt, der durch folgende Formel gegeben wird: zweiten Parameters darstellt, der gemäß folgender Formel berechnet worden ist:

Dor in F i g. 3 gezeigte erste Unterdrücker 46 enthält einen Parameterlogarithmusmesser 57. An diesen gelangt das erste Durchschnittssignal E\(h) und das Parametersignal r\(h) Daraus wird ein Logarithmus

ίο log ο (h) eines Momentanwertes berechnet den der erste Parameter α zu diesem bestimmten Zeitpunkt hat Der Parameterlogarithmusmesser 57 produziert ein Parameterlogarithmussignal, bezeichnet mit log σ (AJl das den ersten Parameterlogarithmus bezeichnet der wie folgt berechnet wird:

Allgemein gesprochen, gilt folgendes: die festgestellte μ Signalamplitude X werde in eine neue Veränderliche Z konvertiert, und zwar entsprechend einer speziellen Funktion, durch die die Amplitude χ der Clutter-Komponente, die von dem ersten und zweiten Parameter abhängt, in eine neue Clutter-Variable ζ konvertiert wird, die von keiner der beiden Parameter mehr abhängt Die neue Clutter-Variable ζ ist gegeben durch:

wobei F(x, α, η) die spezifische Funktion darstellt. Ferner sei mit Qw(x) eine kumulative Dichtefunktion der Weibull-Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion Pw(x) bezeichnet. Die kumulative Dichtefunktion Qw(x) ist mathematisch durch folgende Formel gegeben:

35

E₂(H) = (1/[2A])

n-l

Q_w(x) = [

- 1 - exp [-(x/a)'\

Das gilt unter der Voraussetzung, daß keine logarithmische Zielrückkehrkomponente in den quadrierten Signalen, die an den zweiten Durchschnittsrechner 55 gelangen, enthalten ist. Dieser zweite Durchschnitt dient dazu, als quadratischer Mittelwert E(w²) der Amplituden w der logarithmischen Clutter-Komponenten verwendet zu werden, für den in bekannter Weise in der Mathematik gilt:

=*rV(6 η²)+(log σ - γ/η?.

Andererseits gilt für Varianz V(w) der Amplituden w der logarithmischen Clutter-Komponenten mathematisch folgendes:

50

die nicht mehr von dem ersten Parameter 0 sondern nur noch von dem zweiten Parameter η abhängt Es ist nun möglich, den Wert des zweiten Parameters η mit Hilfe des ersten Durchschnitts E\(h) und des zweiten Durchschnitts E₁(Ii) zu berechnen. Der Parameterrechner 48 enthält daher einen Parametermesser 56. An diesen gelangen das erste Durchschnittssignal E](h) und das zweite Durchschnittssignal Ui(AJl Der Durchschnittsmesser 56 berechnet einen momentanen Wert η (h) des zweiten Parameters η zu einem bestimmten Zeitpunkt. Der Parametermesser 56 erzeugt ein mit ηβ) bezeichnetes Signal, welches den Wert eines Daraus ergibt sich nun, daß die neue Clutter-Variable ζ einer einfachen Exponentialverteilung folgt, die durch Gleichung (3) gegeben ist, wenn die kumulative Dichtefunktion Qw(x)a\s:

z= -logfl- Qw(X)J=- (x/a)V,

in der spezifischen Funktion eingesetzt wird. Eine logarithmische Clutter-Variable (log z) ist gegeben durch:

logz=7j(log x-log σ),

was bedeutet daß eine CFAR-Verarbeitung durchführbar ist, wenn diejenigen Werte der neuen Variablen ζ als Zielrückkehrwerte herausgenommen werden, die größer sind als ein Schwellwert, der vorgeschrieben wird im Bezug auf die Varianz der neuen Clutter-Variablen z, die nicht länger von den Parametern σ und η sondern nur noch von den Schaltkreiskonstanten der verwendeten

Schaltungen abhängt

Wie aus Fig.2 zu ersehen, enthält der erste Unterdrücker 46 einen Subtrahierer 58. An diesen gelangt das in dem ersten Schieberegister in der mittleren Stufe 51(0) zu dem bestimmten Zeitpunkt gespeicherte bestimmte digitale Signal und ferner das Parameterlogarithmussignal log α (h). Am Ausgang des Subtrahierers 58 erscheint somit ein Differenzsignal das eine Differenz darstellt die sich bei Subtraktion des

augenblicklichen ersten Parameterlogarithmus log a (h) von dem Logarithmus, der durch das bestimmte digitale Signal dargestellt wird, ergibt. Ist in dem bestimmten digitalen Signal keine logarithmische Zielrückkehrkomponente vorhanden, dann wird der Logarithmus durch w(h) oder [log .»(A^/dargestellt Die Differenz ist dann

[log x(h)- log ο (h)l

In Abhängigkeit von dem Parametersignal r\(h)\md dem Differenzsignal, produziert dann ein Produktrechner 59 ein erstes Signal, bei dem der Clutter unterdrückt ist, das zu dem bestimmten Zeitpunkt das Ergebnis der Multiplikation des berechneten zweiten Parameterwertes i\(h) und der genannten Differenz darstellt Derartige Ergebnisse eines Multiplikationsvorganges stellen die logarithmische Clutter-Variable [log z(h)J dar, die gegeben wird durch:

log ζφ)-φ) · [log x(h)-\oga(hJi,

20

und zwar in Abwesenheit der logarithmischen Zielrückkehrkomponente. Das erste Signal mit unterdrücktem Clutter hat diskrete Amplituden, die gleich den Logarithmen der aufeinanderfolgenden Werte der neuen Variable Z sind und die unter einem vorbestimmten ersten Pegel, der lediglich von den Schaltkreiskonstanten abhängt, bleiben, wenn nicht zumindest einer der Zielrückkehrkomponenten und der Clutter-Komponenten, welche von Rayleigh-Clutter herrühren, im festgestellten Signal anwesend ist

Vor Beschreibung des restlichen Teiles des Signalprozessors 12 wird im folgenden der neue Algorithmus, der bereits erwähnt worden ist beschrieben. Ist einmal der Weibull-Clutter gemäß diesem neuen Algorithmus in einen Rayleigh-Clutter umgewandelt worden, so wird er CFAR verarbeitet und zwar mit Hilfe eines hochentwikkelten für jede Zelle durchschnittbildenden LOG/CFAR Prozessors.

Es sei angenommen, daß die Variable x, die der Weibull-Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion Pw(x) folgt, in eine neue Variable y umgewandelt wird, und zwar gemäß folgender Beziehung:

y=a

(7)

45

Man erhält nun eine neue Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion, die mit Ptfy) bezeichnet sei, und die von einer neuen Variablen y abhängt nach folgender Beziehung:

Pn(y)=Pw(x)dy/dx.

(8)

50

Durch Verwendung der Gleichungen (1) und (7), kann Gleichung (8) wie folgt neu angegeben werden:

(9)

55

Gleichung (9) ist identisch mit Gleichung (2). Drückt man Gleichung (7) logarithmisch aus, so ergibt sich:

60

log y= log 0+(ij/2) - (log x- log σ),

(10)

in welcher die Werte des zweiten Parameters η und des ersten Parameters log σ bereits aus den Gleichungen (5) und (6) bekannt sind.

Wie aus F i g. 3 ersichtlich, weist der erste Unterdrükker 46. der für den ersten Unterdrücker 46 in Fig.2 eingesetzt werden kann, einen neuartigen Prozessor 61 auf, der den neuen Algorithmus durchführt Ferner ist ein einfacher Unterdrücket' 62 für den Rayleigh-Clutter vorgesehen. Eine Kombination des neuen Prozessors 61 und des Parameterrechners 48 enthält Teile, die mit denselben Bezugsziffern versehen sind wie in F i g. 2 und wird mit den entsprechenden Signalen, die ebenfalls mit denselben Bezugsbezeichnungen versehen sind, betrieben. Der Produktrechner 59 jedoch gibt ein das Ergebnis des Multipliziervorganges anzeigendes Signal an einen Teiler 64 ab, der mit dem Produktrechner 59 in einen kombinierten Multiplizierer vereinigt sein kann. Das Ausgangssignal des Multiplizierers kann man als Produktsignal bezeichnen, das nunmehr ein Produkt des zweiten Paramterwertes η (ti), des Faktors 1/2 und der Differenz darstellt, wobei die Differenz gleich dem zweiten Ausdruck auf der rechten Seite in Gleichung (10) ist, unter der Voraussetzung, daß in den digitalen Signalen, die an den ersten Durchschnittsrechner 52 gelangen, keine logarithmische Zielrückkehrungkomponente enthalten ist Ferner ist ein Addierer 65 vorgesehen, an den das Produktsignal und das Parameterlogarithmussignal log α (h) gelangen. Er produziert ein digitales Summensignal, das eine Summe des ersten Parameterlogarithmus und des Produktes darstellt, welche Summe gleich [log y(h)J gemäß Gleichung (10) ist, sofern keine logarithmische Zielrückkehrkomponente vorliegt

Der neue Prozessor 61 erzeugt somit eine Folge von digitalen Summensignalen, die man mit log Y bezeichnen kann. Diese Folge digitaler Summensignalen hat diskrete Amplituden, die gleich den Summen sind, die von den einzelnen aufeinanderfolgenden digitalen Summensignalen angezeigt werden. Die Folge wird daher als Transformationssignal bezeichnet, in welchem die logarithmische Zielrückkehrkomponente als Zielrückkehrtransformierte erscheint und zwar mit einer vorbestimmten Verzögerung, die von der Anzahl der ersten Schieberegisterstufen vor der mittleren oder 0-ten Stufe 51(0) gegeben sind. Die logarithmischen CIutter-Komponenten werden in Cluttertransformierte transformiert, die mit \}og y(m)J bezeichnet werden können, wobei m Zahlen, die äquivalent n sind, bezeichnet, und welcher Term das darstellt, was in das Transformationssignal durch die Hüllkurvenamplitude von einem imaginären Rayleigh-Clutter eingeführt würde, wenn man diesen imaginären Clutter für den Weibull-Clutter substituieren würde.

Der in F i g. 3 vorgesehene einfache Unterdrücker 62 ist ein hochentwickelter Subtrahierer jeweils für die Durchschnittswerte einer Zelle. Der Unterdrücker 62 weist ein drittes Schieberegister 66 auf mit Stufen von (~K) bis (—1), darauffolgend die 0-te oder mittlere Stufe, sowie sich daran anschließend eine erste bis zur /e-ten Stufe, die jeweils mit 66(-A^ .., 66(-l), 66(0), 66(1),... bzw. 66(7ζ)bezeichnet sind. Sie sind dazu da, die in ihrer Anzahl (2Jt+1) digitalen Summensignale jeweils zu einem bestimmten Zeitpunkt zu speichern. Die Zahl K kann eine ganze Zahl zwischen 12 und 16 seia Geht man von einem spezifischen Zeitpunkt aus, dann wird ein vorbestimmtes Intervall nach diesem bestimmten Zeitpunkt die 0-te Stufe 66(0) mit einem spezifischen digitalen Summensignal geladen, das man mit \\og y(k)] bezeichnen kann, wenn es keine Zielrückkehrtransformierte miteinschließt Wie im Falle des ersten Durchschnittsrechners 52 ist ein dritter Durchschnittsrechner 67 vorgesehen, der ein drittes Durchschnittssignal E₃Qc) berechnet das einen dritten

Durchschnitt E^k) darstellt, der durch folgende Gleichung gegeben ist:

Σ [1OgJ-(A:-m) + log.y(A:+m)],

sofern keine Zielrückkehrtransformierte in den digitalen Summensignalen enthalten ist, die an den dritten Durchschnittsrechner 67 gelangen. Ferner ist ein ι ο Subtrahierer 68 vorgesehen, an den das spezielle digitale Summensignal und das dritte Durchschnittssignal E₃(Ic) gelangen. Dieser Subtrahierer 68 gibt ein Differenzsignal ab, das eine zweite Differenz darstellt, die man dadurch erhält, daß der dritte Durchschnitt ts E₃(Ic) von der Summe abgezogen wird, die von dem speziellen digitalen Summensignal dargestellt wird. In Abwesenheit einer Zielrückkehrtransformierten im digitalen Summensignal, welches im dritten Schieberegister 66 gespeichert ist, ist die zweite Differenz durch den Ausdruck [log y(k)—Ey(k)] gegeben. Dieses zweite Differenzsignal ergibt dann, wenn es in einem antilogarithmischen Konverter 59 einer antilogarithmischen Konvertierung unterworfen wird, die neue Clutter-Variante irgemäß folgender Formel:

welche von den beiden Paramtern σ und η unabhängig ist, die ursprünglich in dem Ausdruck für den Weibull-CIutter enthalten waren und die lediglich von Schaltkonstanten der betreffenden Schaltkreise abhängt Es ist daher möglich, mit Hilfe einer Torschaltung 50 den Weibull-CIutter auszuschließen.

Der einfache Unterdrücker 62 produziert somit eine Folge von zweiten Differenzsignalen. Diese zweite Folge von Differenzsignalen dient als erstes Signal, bei dem der Clutter unterdrückt ist, wobei dieses Signal diskrete Amplituden hat, die den aufeinanderfolgenden zweiten Differenzen gleich sind.

Der zweite in F i g. 1 gezeigte Unterdrücker 47 ist seiner Struktur nach ähnlich aufgebaut wie der einfache Unterdrücker 62. Es ist lediglich notwendig, daß die logarithmische Zielrückkehrkomponente in dem zweiten Signal mit unterdrücktem Clutter gleichzeitig auftritt mit dem Auftreten entweder eines der multiplizierten Signale (F i g. 2) oder einem der zweiten Differenzsignale (F i g. 3) innerhalb des ersten Signals mit unterdrücktem Clutter. Bei unterdrücktem Rayleigh-Clutter hat das zweite Signal mit unterdrücktem so Clutter eine Amplitude, die unterhalb eines zweiten vorbestimmten Niveaus liegt, das lediglich von den Schaltkreiskonstanten abhält, so lange nicht zumindest eines der Zielrückkehrkomponenten und der Clutter-Komponenteii in der Hüllkurvenamplitude enthalten ist Das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter hat diskrete Amplituden der multiplizierten Signale oder der zweiten Differenzsignale.

Es sei hier wiederholt, daß das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter einen etwas höheren Pegel hat, wenn die in dem Schieberegister des zweiten Unterdrückers gespeicherten digitalen Signale logarithmische Clutter-Komponenten beinhalten, die von einem Weibull-CIutter herrühren. Wenn lediglich ein Rayleigh-Clutter vorliegt, dann wird das erste Signal mit unterdrücktem Clutter etwas höher als das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter aus den oben erläuterten Gründen. Der Signalprozessor 12 weist daher einen Diskriminator 71A auf, an den ein Bezugssignal gelangt, das den Wert zwei als zweiten Parameterwert anzeigt, der zur Unterscheidung dient, ob der Momentanwert i\(h) des zweiten Parameters in einem vorbestimmten Bereich einschließlich des Wertes zwei liegt oder nicht. Der Diskriminator 71/4 kann lediglich als ein Festwertspeicher oder Vergleicher ausgebildet sein und gibt ein Diskriminierungssignal ab, das die Weibull- oder die Rayleigh-Verteilungen anzeigt wenn der Momentanwert innerhalb bzw. außerhalb des vorbestimmten Bereiches liegt. Ferner ist eine Auswahlschaltung 72 vorgesehen, die mit den ersten und zweiten Unterdrückern 46 bzw. 47 verbunden ist und an die ebenfalls das Diskriminierungssignal vom Diskriminator 71Λ gelangt. Je nachdem, welchen Wert das Diskriminierungssignal annimmt, wählt diese Auswahlschaltung 72 entweder das erste Signal mit unterdrücktem Clutter oder das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter an den an sie gelangenden Signalen aus und gibt das ausgewählte als Ausgangssignal ab. Je nach dem Ergebnis des Vergleichs im Diskriminator 7iA ist das Ausgangssignal also kennzeichnend für die Weibull- oder für die Rayleigh-Verteilungen.

Wenn der erste Unterdrücker 46 den beschriebenen neuartigen Prozessor 61 und den einfachen Unterdrükker 62 aufweist, dann erscheinen die Zielrückkehrtransformierte und die Cluttertransformierte als zweite Differenzsignale in dem ersten Signal mit unterdrücktem Clutter, und zwar mit einer vorgewählten Verzögerung, die mit der Anzahl von Stufen zusammenhängt, die in dem dritten Schieberegister 66 vor der 0-ten Stufe 66(0) vorgesehen sind, wobei die Verzögerung bezogen ist auf die Erzeugung des Parametersignals η (h)und daher des Diskriminierungssignals. Es ist daher vorzugsweise vorgesehen, daß die Auswahlschaltung 22 mit der vorausgewählten Verzögerung arbeitet

Wie aus F i g. 1 zu ersehen, wird das Ausgangssignal der Auswahlschaltung 72 dem antilogarithmischen Konverter 49 zugeführt und zwar als einer der beiden obenerwähnten ersten oder zweiten Signale mit unterdrücktem Clutter. Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung als Ganzes kann man den antilogarithmischen Konverter 49 als Zwischenprozessor ansehen, der das Signal am Ausgang der Auswahlschaltung 72 in ein ausgewähltes Signal umsetzt und Teil einer Auswahleinheit ist die als restlichen bzw. weiteren Teil die Auswahlschaltung 72 aufweist Die Wähleinrichtung in ihrer Gesamtheit ist verbunden mit dem ersten und dem zweiten Unterdrücker 46 bzw. 47 und dient dazu, aus dem ersten und dem zweiten Signal mit unterdrücktem Clutter ein bestimmtes auszuwählen und dieses als ausgewähltes Signal abzugeben, wenn das Diskriminierungssignal die Weibull- bzw. die Rayleigh-Verteilung anzeigt Das ausgewählte Signal hat diskrete Amplituden, die zu der wiederum diskreten Amplitude in einer bestimmten Beziehung steht, die das Signal aufweist welches aus dem ersten bzw. zweiten Signal mit unterdrücktem Clutter ausgewählt worden ist Die diskreten Amplituden des ausgewählten Signals werden unter einem ersten vorausgewählten Pegel gehalten, der wiederum von dem ersten vorbestimmten Pegel abhängt, wenn das erste Signal mit unterdrücktem Gutter ausgewählt worden ist so lange nicht zumindest entweder eine Zielrückkehrkomponente oder eine von einem Rayleigh-Clutter abgeleitete CIutter-Komponente in der Amplitudenhüllkurve mit enthalten ist; sie werden unter einem zweiten vorausgewählten Pegel

gehalten, der mit dem zweiten vorbestimmten Pegel in Beziehung steht, wenn das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter ausgewählt worden ist und ferner nicht entweder eine Zielrückkehrkomponente oder eine Clutter-Komponente von einem Weibull-Clutter in der Amplitudenhüllkurve mit enthalten ist.

Ferner gelangt das Diskriminierungssignal an eine Schwellwerteinstellschaltung 73. Sie gibt ein veränderliches Schwellwertsignal ab, dessen Pegel variabel ist und entweder einen ersten oder einen zweiten Schwellwert annimmt, wenn das Diskriminierungssignal anzeigt, daß die Weibull- bzw. die Rayleigh-Verteilungen vorliegen. Diese beiden Schwellwerte hängen wiederum ab von den Antilogarithmen des ersten bzw. zweiten vorbestimmten Pegels und können gleich diesen Werten sein. Die Torschaltung 50 dient als abschließender Prozessor in Kombination mit der Schwellwerteinstellschaltung 73. Bei Auftreten eines dieser Schwellwertsignale produziert nun die Torschaltung 50 das verarbeitete Signal derart, daß diejenigen Teile des ausgewählten Signales, nämlich des Ausgangssignals am antilogarithmischen Konverter 49 durchgelassen werden, die diskrete Amplituden aufweisen, die höher als der erste bzw. der zweite Schwellwert sind, wenn das ausgewählte Signal das erste bzw. das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter ist. Die Torschaltung 50 kann als Vergleicher aufgebaut sein.

Fig.4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines MTI Radars. Dabei ist ebenfalls eine Antenne 15 vorgesehen; ferner weist dieses Ausführungsbeispiel Schalteinheiten auf, die ähnlich denjenigen nach F i g. 1 sind und die insoweit auch mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, mit der Ausnahme, daß ein noch im folgenden näher zu beschreibender Monitor 71B an Stelle des Diskriminators 71Λ vorgesehen ist, um zu einem bestimmten Zeitpunkt ein Diskriminierungssignal zu erzeugen. Allgemein gesprochen, dient der Monitor 71B, der den Pegel am Ausgang des antilogarithmischen Konverters 49 in einer noch näher zu beschreibenden Art und Weise überwacht, als Diskriminator-Einrichtung. An den Monitor 71ß gelangt ein variables Eingangssignal, das sich in Übereinstimmung mit derjenigen der Weäbull- oder der Rayleigh-Verteilungen ändert, denen die Clutter-Amplitude folgt, und zwar jeweils zu einem Zeitpunkt, der um ein vorbestimmtes Intervall vor dem bestimmten bereits erwähnten Zeitpunkt liegt. Im Gegensatz zu der Schaltung nach F i g. 1, wo an den Diskriminator 71Λ als variable Eingangssignale über eine Verbindung 75Λ das Parametersignal gelangt, gelangt in Fig.4 an den Monitor 71B über eine weitere Verbindung 75 B als variables Eingangssignal das »festgestellte« Signal.

Der Aufbau dts Monitors 71 Bist in F i g. 5 gezeigt Er enthält einen ersten Vergleicher 81 an den das »ausgewählte« Signal gelangt, das am Ausgang des antilogarithmischen Konverters 49 abgegeben wird und das in der oben beschriebenen Weise diskrete Amplituden aufweist Der erste Vergleicher 81 vergleicht die diskreten Amplituden mit einem vorgeschriebenen Pegel, der bei 82 angezeigt ist Dieser ist in Abhängigkeit vom Empfängerrauschen ausgewählt Der Vergleicher 81 produziert eine Folge diskreter Ausgangssignale, von denen jedes einen vorbestimmten möglichen binären Pegel, z.B. einer logischen »1« entsprechen, aufweist jedes Mal dann, wenn die diskrete Amplitude höher als dieser vorgeschriebene Pegel ist Der rückstellbare Zähler 83 zählt diejenigen der diskreten Ausgangssignale, die jeweils den vorbestimmten binären Pegel aufweisen und produziert so ein Zählsignal, das die Anzahl derjenigen diskreten Ausgangssignale mit dem vorbestimmten binären Pegel darstellt, die während eines vorgeschriebenen Zeitintervalls an den Zähler gelangen. Das Ausgangssignal des Zählers 83 gelangt dann an einen zweiten Vergleicher 84, der den von dem Zählsignal, das an ihn vom Zähler 83 gelangt, dargestellten Zählerstand mit einem bei 85 zur Verfügung gestellten vorgeschriebenen Zählerstand vergleicht. Je nachdem, ob der von dem Ausgangssignal des Zählers 83 dargestellte Zählerstand größer als der bei 85 vorgegebene Zählerstand ist oder nicht, hat das Signal am Ausgang des Vergleichers 84 einen vorbestimmten der beiden Binärwerte, also entweder den logischen Wert »1« oder »0«. Durch diese binären Werte zeigt das Ausgangssignal des Vergleichers 84 an, ob der Durchschnittspegel des ausgewählten Signals zunimmt oder nicht Das vorgeschriebene Intervall und der vorgeschriebene Zählerstand sind so ausgewählt, daß ein Ansteigen des Durchschnittspegels, das von einer Zielrückkehrkomponente herrührt, nicht als unmaßgebliche Clutter-Unterdrückung beurteilt wird.

Das Signal vom Ausgang des Vergleichers 84 gelangt als ein Eingang an eine Exklusiv-ODER-Schaltung 86. An den zweiten Eingang der Exklusiv-ODER-Schaltung 86 gelangt ein Bezugseingangssignal, das zu einem bestimmten Zeitpunkt einen von zwei Binärwerten annehmen kann. Die Exklusiv-ODER-Schaltung gibt bei vorliegender Exklusiv-ODER-Funktion am Ausgang ein Signal mit einem Binärwert ab, der derselbe ist wie das Exklusiv-ODER des Binärwertes des Signals am Ausgang des Vergleichers und der Binärwert des Bezugseingangssignales. Das Register 87 speichert den Binärwert am Ausgang der Exklusiv-ODER-Schaltung 86. Es gibt ein Ausgangssignal ab, das gleich dem gespeicherten Binärwert ist Das Ausgangssignal des Registers 87 gelangt an die zweite Eingangsklemme der Exklusiv-ODER-Schaltung 86 als Bezugseingangssignal über eine Verbindungsleitung 88 zurück. Der gespeicherte Binärwert wird daher invertiert bzw. unverändert gelassen, wenn das Signal am Ausgang des vorgeschalteten Vergleichers einen· vorbestimmten binären Wert hat bzw. nicht hat Das Signal am Ausgang des Registers stellt also das Diskriminierungssignal dar. Diejenige eine der Weibull- und Rayleigh-Verteilungen, die vom Diskriminierungssignal angezeigt wird, wird lediglich dann auf die andere umgeschaltet wenn der Binärwert der von dem Diskriminierungssignal dargestellt wird, von einem Wert auf den anderen verändert wird, nämlich entweder von einer »1« auf eine »0« oder von einer »0« auf eine »1«. Ansonsten bleibt die Anzeige wie sie ist

Bei Verwendung des Monitors 71B wählt die Auswahlschaltung 72 eines der beiden ersten und zweiten Signale mit unterdrücktem Clutter zumindest mit einer Verzögerung aus, die gleich dem vorgeschriebenen Intervall ist Das ist jedoch keine unabänderliche Bedingung.

Fig.6 zeigt wie bereits erwähnt die Kombination des ersten Unterdrückers 46, des zweiten Unterdrückers 47, eines Parameterrechners 48 und einer Auswahlschaltung 72. Dabei sind gleiche Schalteinheiten mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie in Fig.3. Als Diskriminator-Einheit 71 kann entweder der Diskriminator 71Λ oder der Monitor 71 B vorgesehen sein. Mit dem ersten Prozessor 61, der oben im Zusammenhang mit F i g. 3 als neuartiger Prozessor beschrieben worden ist, ist die Auswahlschaltung 72 verbunden. Diese wählt

das Transformationssignal aus und gibt dieses als Ausgangssignal an einen einfachen Unterdrücker 62 dann ab, wenn das Diskriminierungssignal die Weibull-Verteilung anzeigt. Der Unterdrücker 62 erzeugt das erste Signal mit unterdrücktem Clutter. Der zweite Unterdrücker 47 teilt mit dem neuen Prozessor 61 des ersten Unterdrückers 46 einen Teil des ersten Schieberegisters 51. Dieser erste Teil des Schieberegisters dient als zweiter Prozessor 89, der lediglich dazu dient, der digitalen Signalfolge eine vorbestimmte Verzögerung zu erteilen, um ein verzögertes Signal zu produzieren, das eine verzögerte Zielrückkehrkomponente und verzögerte Clutter-Komponenten enthält, in welche die logarithmische Zielrückkehrkomponente bzw. die logarithmischen Clutter-Komponenten verzögert worden sind. Mit diesem zweiten Prozessor 89 gekoppelt wählt die Auswahlschaltung 72 das verzögerte Signal aus und gibt es an den einfachen Unterdrücker 62 weiter, wenn das Diskriminierungssignal eine Rayleigh-Verteilung anzeigt Unter diesen Umständen produziert der einfache Unterdrücker 62 das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter. Der einfache Unterdrücker 62 wird so auf diese Weise gemeinsam von dem ersten und dem zweiten Unterdrücker 46 bzw. 47 benützt.

Verwendet man den Monitor 715 als Diskriminier-Einheit, dann wählt die Auswahlschaltung 72 aus dem .ersten bzw. dem zweiten Signal mit unterdrücktem Clutter eines aus, jedoch mit einer merklichen Verzögerung, insbesondere wenn sie in der anhand von F i g. 6 beschriebenen Weise mit den beiden Unterdrükkern 46 bzw. 47 verbunden ist Die verzögerte Tätigkeit der Auswahlschaltung 72 ist jedoch nicht von Bedeutung.

Fig.7 zeigt einen Parameterrechner, der an Stelle des im Zusammenhang mit Fig.2 beschriebenen Parameterrechners demgemäß auch an Stelle der in Fig.3 und 6 gezeigten Parameterrechner verwendet werden kann. An ihn gelangt das im Amplitudendetektor 33 (vgl. Fig. 1) »festgestellte« Signal an Stelle der digitalen Signalfolge, die den in F i g. 1 eingezeichneten Parameterrechner 48 zugeführt wird. Der Parameterrechner nach F i g. 7 wird in der im folgenden beschriebenen Art und Weise betrieben, wenn lediglich eine Amplitude χ einer Clutter-Komponente in Betracht gezogen wird. Es ist in der Mathematik bekannt, daß ein Mittelwert E(x) einer Clutter-Komponentenamplitude χ und ein quadratischer Mittelwert E(x²) dafür durch folgende Formeln gegeben sind:

E(x)

Jx/VWdx= σ-Γ(\

und

E(X²)

Γ(1 + Hr₁).

Daher hängt ein Verhältnis, das wie folgt berechnet worden ist:

[E(X)]²ZE(X²) = [Γ(1 + 1/η)]²/Γ(1 +2Zr₁), (11)

oder

E(X)ZVE(X²) = Γ(1 + \/η)/τ/Γ(\+2/η) , (12)

lediglich von dem zweiten Parameter η ab.

In Fig.7 wandelt der Analog/Digital-Konverter 91 das festgestellte Signal in eine Folge digitalisierter Signale um, die digitalisierte diskrete Amplituden x(n) der Hüllkurve haben. Ein erster Schaltkreis zur Durchschnittsbildung über einer abgetasteten Zelle des von dem Radar überwachten Raumes enthält ein erstes Schieberegister 92 mit einer ersten bis zu einer L-ten Stufe zur Speicherung der digitalisierten Signale, von denen zu einem bestimmten Zeitpunkt der Anzahl nach

ίο L vorliegen. Ferner enthält dieser Schaltkreis einen ersten Durchschnittsrechner 93, der ein erstes Mittelwertsignal erzeugt, das den ersten Mittelwert Ex(n) der digitalisierten Amplituden der digitalisierten Signale darstellt, welche zu einem bestimmten Zeitpunkt in dem

,5 ersten Schieberegister 92 gespeichert sind. Die Zahl L wird zwischen ungefähr 20 und 30 ausgewählt. Es ist jetzt unnötig, eines der digitalisierten Signale, welches in einer vorbestimmten Stufe gespeichert ist, auszuschließen. Ein erster Quadratrechner 94 produziert ein erstes Quadrierungssignal, das die Quadrate des ersten Mittelwertes [Ex(n)]² darstellt

Ferner ist ein zweiter Quadratrechner 95 vorgesehen, der eine Folge zweiter Quadrierungssignale erzeugt, die die Quadrate der entsprechenden digitalisierten Ampli-

tuden x²(n) darstellen. Ein zweiter Schaltkreis zur Durchschnittsbildung über einer abgetasteten Zelle weist ein zweites Schieberegister 96 auf mit einer ersten bis zu einer L-ten Stufe für die zweiten quadrierten Signale, deren Zahl zu einem bestimmten Zeitpunkt gleich L ist Ferner weist der genannte Schaltkreis zur Durchschnittsbildung einen zweiten Durchschnittsrechner 97 auf, der ein zweites Mittelwertsignal bildet, das den zweiten Mittelwert Ex²(n) der Quadrate der digitalisierten Amplituden darstellt, deren Zahl zu einem bestimmten Zeitpunkt auch gleich L ist Ferner ist dann ein Verhältnisrechner 98 vorgesehen, der ein Verhältnissignal erzeugt, das das Verhältnis [Ex(n)]VEx²(n)] darstellt Ein Parametermesser 99 ist diesem Verhältnisrechner 98 nachgeschaltet und erzeugt ein Parametersignal, das den zweiten Parameterwert der anhand von Gleichung (11) berechnet worden ist, darstellt Der Parametermesser 99 kann ein Festwertspeicher sein, an den das Verhältnissignal als Zugriffsignal zugeführt wird. Es ist möglich, auch auf Gleichung (12) Bezug zu nehmen oder auf ein invertiertes Verhältnis, um das Parametersignal zu erzeugen.

Es liegt nahe, die beiden bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele entsprechend zu modifizieren. Beispielsweise kann man den ersten und zweiten Unterdrücker 46, 47 und den Parameterrechner 48 anstatt des Ausgangssignais eines logarithmischen Konverters das Ausgangssignal des MTI Unterdrückers 45 über einen iogarithmischen Konverter zuführen, wie er beispielsweise bei 41 in den F i g. 1 und 4 dargestellt ist In diesem Zusammenhang kann man annehmen, daß ein erster und zweiter Clutter-Unterdrücker und ein Parameterrechner durch einen Iogarithmischen Konverter und einen Analog/Digital-Konverter gebildet werden, wie bei 41 und 42 oder 43,44 und 41 dargestellt Das erste Schieberegister 51 oder 92 kann eine etwas größere Anzahl von Stufen als das zweite Schieberegister 54 oder 96 aufweisen. Das bestimmte der in jedem der ersten und zweiten Schieberegister 51 und 54 gespeicherten Signale kann von jeder der Stufen her produziert werden unter der Voraussetzung, daß diese bestimmten Signale gleichzeitig von den entsprechenden Schieberegister ausgelesen werden. Das gilt für das dritte Schieberegister 68 und für das

Schieberegister, das noch getrennt vom Schieberegister

68 in dem zweiten Unterdrücker vorgesehen ist Die

Anzahl der ersten» der zweiten und der dritten Schieberegister-Stufet kann man also mit A, B und C

bezeichnen; die Stufen werden dann als s-te, fc-ie und ote Stufe bezeichnet Die Anzahl der Stufen der ersten und zweiten Schieberegister 92 und 96 des in F i g. 7 aargestellten Parameterrechners kann man als D und E bezeichnen. Der Monitor 71B kann mit den Ausgängen der ersten und zweiten Unterdrücker 46 und 47 oder des einfachen Unterdrückers 62, wie er anhand von F i g. 7 beschrieben worden ist, verbunden werden. In diesem

Fall kann der Zwischenprozessor lediglich durch eine Verbindung gebildet werden. Verwendet man als Diskriminator-Einheit den Diskriminator 71A wobei

man gleichzeitig den neuen Prozessor einsetzt, so ist es möglich, die Torschaltung 50 mit einer Verzögerung

einzusetzen, die von der Anzahl von Stufen im dritten

Schieberegister vor der 0-ten Stufe 68(0) vorgesehen ist

Zusammenfassend kann man — ohne daß damit irgend eine Beschränkung zum Ausdruck gebracht

werden soll — einen wichtigen Teil der Offenbarung der vorliegenden Erfindung darin sehen, daß in einem MTl-Radar-Empfänger Unterdrücker 46, 47 vorgesehen sind, die mit Hilfe einer Auswahlschaltung und gesteuert von einem Diskriminator 7t umgeschaltet werden, und zwar in Abhängigkeit entweder von dem Fotmparameter η der Weibull-Verteilung oder einem Durchschnittspegel eines Signals mit unterdrücktem Clutter, so daß die Empfängereinheit wahlweise als Unterdrücker für WeibuE- oder Rayleigh-CIutter dient, so daß mit einer einfachen Schaltung zur Durchschnittsbildung über einer Zelle des vom Radar abgetasteten Raums LOG/CFAR bestmöglich eingesetzt werden kann. Im Unterdrücker ist ein erster Prozessor 61 zusammen mit einem Parameterrechner 48 zur Berechnung des Parameters 17 vorgesehen, wodurch der Weibull-Clutter in einen Rayleigh-CIutter umgewandelt wird, sowie ferner ein zweiter Prozessor 89, der die für die verschiedenen Vorgänge erforderliche zeitliche Einstellung besorgt, sowie ferner ein einfacher Unterdrücker 62 für den Rayleigh-CIutter.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radar zur Anzeige eines bewegten Zieles (MTI), das in einem vorbestimmten Raum zusammen mit s Störobjekten vorhanden ist, bestehend aus einem Sender, einem Empfänger und einer in Kombination mit dem Sender bzw. dem Empfänger eingesetzten Antenne, wobei der Sender eine Folge von Mikrowellenimpulsen vorbestimmter Pulsbreite und -frequenz aussendet und die Antenne die Mikrowellenimpulse in Form eines Strahlenbündels derart aussendet, daß damit ein vorbestimmter Raum entlang mehrerer Azimuth-Bereichseinheiten abgetastet wird, und der Sender die Rückkehrsignale aus jeder Azimuth-Bereichseinheit aufnimmt, die von einem Ziel reflektierte Zielrückkehrkomponenten und von Störobjekten reflektierte Clutter-iCompononten enthalten können, wobei der Clutter eine Amplitude hat, die zu einem bestimmten Zeitpunkt entweder einer Weibull- oder einer Rayleigh-Verteilung folgt, wobei die Weibull-Verteilung durch eine Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion der Clutter-Amplitude gegeben ist, die von zwei zeitlich veränderlichen Parameterwerten abhängt, und die Rayleigh-Verteilung durch eine andere Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion der genannten Clutter-Amplitude gegeben ist, die lediglich von dem genannten ersten Parameter abhängt, wobei der zweite Parameter einen unveränderlichen Wert, der gleich zwei ist, annimmt, wobei in dem Empfänger ein Detektor zur Feststellung des Rückkehrsignals vorgesehen ist, sowie ein Signalprozessor, der daraus ein Signal zur Darstellung des Ziels ableitet, wobei das in dem Detektor festgestellte Signal eine Hüllkurve aufweist, deren Amplitude zeitlich in Abhängigkeit von einer Zielrückkehrkomponente und einer Clutter-Komponente veränderlich ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalprozessor (12) umfaßt

(a) einen Parameterrechner (48), an den das in dem Detektor (33) festgestellte Signal gelangt und der daraus ein Signal ableitet, das den Wert des genannten zweiten Parameters (η) darstellt;

(b) einen ersten Unterdrücker (46), an den das von dem Parameterrechner (48) und das im Detektor (33) festgestellte Signal gelangt, und der in dem von dem Detektor (33) festgestellten Signal diejenige erste Art von Komponenten so der Clutter-Komponenten mit Hilfe des den Parameter darstellenden Signals unterdrückt, welche in der Amplitudenhüllkurve aufgrund eines Clutters enthalten ist, dessen Amplitude der Weibull-Verteilung folgt und ein erstes Signal mit unterdrücktem Clutter ableitet, dessen Amplitude unter einem ersten vorbestimmten Pegel liegt, wenn in der Amplitudenhüllkurve des im Detektor (33) festgestellten Signals nicht mindestens eine Zielrückkehrkom- eo ponente oder eine Clutter-Komponente enthalten ist, deren Amplitude der Rayleigh-Verteilung folgt,

(c) einen zweiten Unterdrücker (47), an den ebenfalls das im Detektor (33) festgestellte Signal gelangt, und der in dem vom Detektor (33) zugeführten Signal die zweite mögliche der Clutter-Komponenten unterdrückt und damit ein zweites Signal mit unterdrücktem Clutter ableitet, das eine Amplitude aufweist, die unter einem zweiten vorbestimmten Pegel liegt, wenn nicht zumindest eine Zielrückkehrkomponente oder eine Clutter-Komponente der ersten Art in der Hüllkurvenamplitude enthalten ist,

(d) einen Diskriminator (71, 71A 71 Bjt dem als Eingangsvariable ein Signal zugeführt wird, das in Abhängigkeit davon unterschiedliche Werte abnimmt, ob die Clutter-Amplitude zu einem gegebenen Zeitpunkt der Weibull- oder der Rayleigh-Verteilung folgt, wobei der Diskriminator jeweils nach einem vorbestimmten Intervall ein Diskriminierungssignal erzeugt, das dies anzeigt,

(e) eine Auswahlschaltung (72), an die die von dem ersten Unterdrücker (46) und von dem zweiten Unterdrücker (47) abgeleiteten Signale, sowie ferner das Diskriminierungssignal belangen, und die als ihr Ausgangssignal das erste Signal mit unterdrücktem Clutter bzw. das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter weitergibt, wenn das Diskriminierungssignal anzeigt, daß die Clutter-Komponente in der Amplitudenhüllkurve des im Detektor festgestellten Signals der Weibull- bzw. Rayleigh-Verteilung folgt, so daß die Auswahlschaltung somit an ihrem Ausgang ein Signal abgibt, das unter einem ersten vorgewählten Pegel bleibt, wenn das erste Signal mit unterdrücktem Clutter ausgewählt worden ist und ferner nicht zumindest entweder eine Zielrückkehrkomponente oder eine Cfutter-Komponente der zweitgenannten Art in der Amplitudenhüllkurve enthalten ist, und ferner unter einem zweiten vorgewählten Pegel liegt, wenn das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter ausgewählt worden ist und ferner nicht zumindest eine Zielrückkehrkomponente oder eine Clutter-Komponente der erstgenannten Art in der Amplitudenhüllkurve enthalten ist, sowie

(f) eine Verbindungsleitung (75A 75B) zwischen dem Diskriminator (71A 7iB) einerseits und entweder dem Parameterrechner (48) oder dem Ausgang der Auswahlschaltung (72) um dem Diskriminator (71A 7IB) entweder das Parametersignal oder das von der Auswahlschaltung ausgewählte Signal als Eingangssignal zuzuführen, und ferner

(g) eine von dem Diskriminierungssignal gesteuerte Abschlußschaltung (50) zur Umwandlung des ausgewählten Signals in das verarbeitete Signal.

2. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Unterdrücker (46) aufweist:

(a) einen ersten Prozessor (61), dem das im Detektor (33) festgestellte Signal und das im Parameterrechner (48) ermittelte Signal zugeführt wird und der die Clutter-Komponente erster Art mit Hilfe des Parametersignals in eine Clutter-Transformierte umsetzt, um derart ein Transformationssignal zu erzeugen, das die Clutter-Transformierte. enthält, wobei die Clutter-Transformierte einem imaginären Clutter mit einer Rayleigh-Verteilung entspricht, und

(b) einen Unterdrücker (62), an den das transformierte Signal gelangt, und der ferner mit der

Auswahlschaltung (72) verbunden ist und die Clutter-Transformierte unterdrückt und somit ein erstes Signal mit unterdrücktem Clutter erzeugt und an die Auswahlschaltung (72) weiterleitet

3. Radar nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Verbindung (2SB) zum Diskriminator (7iB) zwischen diesem und der Auswahlschaltung (72) gegeben ist und daß der Diskriminator (712^ als ein Pegel-Monitor ausgebildet ist, der den Pegel des von der Auswahlschaltung (72) ausgewählten Signals bzw. eines Signals am Ausgang eines der Auswahlschaltung (72) nachgeschalteten Zwischenprozessors (49) bezüglich eines vorgeschriebenen Pegels überwacht, so daß das von dem Diskriminator (J\B) abgegebene Diskriminierungssignal die genannten Weibull- und Rayleigh-Verteilungen zu dem Zeitpunkt anzeigt, zu dem das ausgewählte Signal, das entweder aus dem ersten oder aus dem zweiten Signal mit unterdrücktem Clutter am Ausgang der Auswahlschaltung (72) abgeleitet ist, den vorgeschriebenen Pegel während des vorgeschriebenen Zeitintervalls unmittelbar vor dem genannten Zeitpunkt überschreitet, wobei der genannte vorgeschriebene Pegel in Abhängigkeit von den bereits genannten ersten und zweiten vorgewählten Pegeln bestimmt wird.

4. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

(a) der erste Unterdrücker (46) einen ersten Prozessor (61) aufweist, der die in dem von dem Detektor (33) festgestellten Signal enthaltene Zielrückkehrkomponente und die Clutter-Komponente der genannten ersten Art in eine Zielrückkehrtransformierte bzw. eine Clutter-Transformierte transformiert und ein Transformationssignal abgibt, das die genannte Zielrückkehrtransformierte mit einer vorbestimmten Verzögerung gegenüber der genannten Zielrückkehrkomponente enthält, wobei das Transformationssignal ferner die genannte Clutter-Transformierte enthält, die einen imaginären Clutter mit einer Rayleigh-Verteilung entspricht,

(b) der zweite Unterdrücker (47) einen zweiten Prozessor (89) aufweist, an den das in dem Detektor (33) festgestellte Signal gelangt, und der dazu dient, der genannten Zielrückkehrkomponente und der genannten Clutter-Komponente die genannte Verzögerung zu erteilen und somit ein verzögertes Signal zu erzeugen, das die verzögerte Zielrückkehrkomponente und die verzögerte Clutter-Komponente enthält,

(c) der Auswahlschaltung (72), an die das Diskriminierungssignal gelangt, ferner das transformierte Signal und das verzögerte Signal zugeführt wird, die entweder das transformierte oder das verzögerte Signal als ihr Ausgangssignal abgibt, wenn das Diskriminierungssignal anzeigt, daß eine Weibull- bzw. eine Rayleigh-Verteilung vorliegt, wobei das Ausgangssignal der Ausgangsschaltung (72) die Zielrückkehrtransformierte mit der Clutter-Transformierten bzw. die verzögerte Zielrückkehrtransformierte mit der verzögerten Clutter-Transformierten enthält.

(d) daß ferner dem ersten (45) und dem zweiten Unterdrücker (47) ein weiterer Unterdrücker (62) gemeinsam zugeordnet ist, und an diesen das Ausgangssignal der Auswahlschaltung (72) gelangt, der dann entweder die Clutter-Transformierte oder die verzögerte Clutter-Transformierte unterdrückt und so ein erstes bzw. zweites Signal mit unterdrücktem Clutter abgibt,

(e) und daß ferner ein Zwischenprozessor (49) vorgesehen ist, der das erste bzw. das zweite Signal mit unterdrücktem Clutter in ein ausgewähltes Signal umsetzt

5. Radar nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten und dem zweiten Prozessor (61, ■89) gemeinsam zugeordnet ist:

(a) ein logarithmischer Konverter (41) und ein Analog/Digital-Konverter (42) zur Umwandlung des im Detektor (33) festgestellten Signals in eine Folge digitaler Signale, die die Logarithmen der digitalisierten diskreten Amplituden der genannten Hüllkurve darstellen, und daß

(b) ein erstes Schieberegister mit Λ-Stufen einschließlich einer a-ten Stufe vorgesehen ist (dabei ist A eine vorbestimmte ganze Zahl und a eine vorbestimmte ausgewählte Zahl der Zahlen 1 bis A), die die digitalen Signale speichern, deren Anzahl zu einem bestimmten Zeitpunkt gleich A ist, wobei in der a-ten Stufe in einem bestimmten Zeitpunkt ein ganz bestimmtes digitales Signal, das Bestandteil der genannten Folge digitaler Signale ist, gespeichert ist und daß eine Folge dieser bestimmten digitalen Signale das genannte verzögerte Signal darstellen, wobei jede der genannten verzögerten Zielrückkehrkomponenten und verzögerten Clutter-Komponenten durch ein bestimmtes digitales Signal dieser Folge bestimmter digitaler Signale dargestellt wird, wie dadurch, daß

der genannte erste Prozessor (61) ferner aufweist:

(c) einen ersten Durchschnittsrechner (52), an den die in dem ersten Schieberegister (51) mit Ausnahme von dessen a-ter Stufe (51 (O)) gespeicherten digitalen Signale gelangen, der zu dem genannten spezifischen Zeitpunkt ein erstes Durchschnittssignal erzeugt, das den Mittelwert der durch die erwähnten digitalen Signale dargestellten Logarithmen darstellt,

(d) einen Quadratrechner (53), der Quadrierungssignale produziert, die die Quadrate der entsprechenden Logarithmen darstellen, die von den aufeinanderfolgenden digitalen Signalen dargestellt werden,

(e) ein zweites Schieberegister (54) mit einer ersten bis einer 5-ten einschließlich einer Z»-ten Stufe (B ist eine vorbestimmte ganze Zahl), in der die quadrierten Signale, deren Anzahl in einem gegebenen Zeitpunkt B beträgt, gespeichert werden, wobei die fc-te Stufe ein ganz bestimmtes quadriertes Signal innerhalb der Gesamtheit der quadrierten Signale, die im zweiten Schieberegister (54) zu dem erstgenannten spezifischen Zeitpunkt gespeichert sind, speichert, wobei das bestimmte auadrierte

Signal das Quadrat des Logarithmus ist, der von dem bestimmten digitalen Signal dargestellt wird, das in dem genannten ersten Schieberegister (51) in der a-ten Stufe (51(0)) zu dem erstgenannten spezifischen Zeitpunkt gespei- s chert ist,

(f) einen zweiten Durchschnittsrechner (55), an den die in dem zweiten Schieberegister (54) gespeicherten quadrierten Signale mit Ausnahme des in der /Ken Stufe (54(0)) gespeicherten Signals gelangen und der zu dem erstgenannten spezifischen Zeitpunkt ein zweites Durchschnittssignal abgibt, das einen zweiten Durchschnitt darstellt, der gleich dem Mittelwert der von den quadrierten Signalen dargestellten Quadrate ist,

(g) einen Parameterlogarithmusrechner (57), dem das erste Durchschnittssignal und das Parametersignal zu dem erstgenannten spezifischen Zeitpunkt zugeführt wird, und der einen Logarithmus des ersten Parameters (σ) berechnet und ein Signal abgibt, das zu dem ersten spezifischen Zeitpunkt den Logarithmus des ersten Parameters darstellt,

(h) einen ersten Subtrahierer (58), dem das bestimmte digitale Signal zugeführt wird, das im ersten Schieberegister (51) in der a-ten Stufe (51(0)) zu dem ersten spezifischen Zeitpunkt gespeichert ist und dem ferner das Parameterlogarithmussignal zugeführt wird, und der daraus ein erstes Differenzsignal berechnet, das eine erste Differenz darstellt, die durch Subtraktion des ersten Parameterlogarithmus von dem durch das bestimmte digitale Signal dargestellten Logarithmus entsteht,

(i) einen Multiplizierer (59,64), an den das zuletzt erwähnte Parametersignal und das genannte erste Differenzsignal gelangen und der ein Signal abgibt, das das Produkt des vom Parametersignal dargestellten berechneten zweiten Parameters, der genannten ersten Differenz und dem Faktor 1/2 darstellt, und

(j) einen Addierer (65), der das genannte Produktsignal und das Parameterlogarithmussignal addiert, wobei durch die Folge dieser digitalen Summensignale das genannte Transformationssignal dargestellt wird, wobei jede der genannten Zielrückkehrtransformierten und Clutter-Transformierten durch ein digitales Summensignal innerhalb dieser Folge digitaler Summensignale dargestellt wird,

und der genannte Unterdrücker (46) ferner aufweist:

(k) ein drittes Schieberegister (66) mit einer ersten bis einer C-ten Stufe, einschließlich einer oten Stufe (C ist eine vorgeschriebene ganze Zahl ss und c ist eine Zahl zwischen 1 und Q zur Speicherung der digitalen Summensignale, deren Anzahl C ist, und der besonderen digitalen Signale der besonderen digitalen Signalfolge, deren Zahl ebenfalls gleich groß C ist, wenn die genannte Transformierte bzw. die verzögerten Signale als Signale am Ausgang der Auswahlschaltung auftreten, wobei in der c-ten Stufe ein spezielles der Signale .gespeichert wird, die in dem dritten Schieberegister (66) zu einem zweiten spezifischen Zeitpunkt gespeicherten digitalen Signale gespeichert ist, wobei der zweite spezifische Zeitpunkt ein vorausgewähltes Zeitintervall nach dem ersten spezifischen Zeitpunkt liegt,

(1) ein dritter Durchschnittsrechner (67), dem die in dem dritten Schieberegister (66) mit Ausnahme dessen o-ter Stufe (66(0)) gespeicherten Signale zugeführt werden, der ein drittes Durchschnittssignal zu dem genannten zweiten spezifischen Zeitpunkt berechnet, welches gleich dem Mittelwert der durch die digitalen Summensignale angezeigten Summen bzw. der durch die besonderen digitalen Signale angezeigten Logarithmen ist, wenn als Ausgangssignal der Auswahlschaltung die genannte Transformierte bzw. die genannten verzögerten Signale abgegeben werden, wobei entweder die zuletzt erwähnten digitalen Summensignale oder die zuletzt erwähnten besonderen digitalen Signale diejenigen sind, die in den Stufen des dritten Schieberegisters (66) mit Ausnahme der i>ten Stufe zu jenem zweiten spezifischen Zeitpunkt gespeichert sind,

(m) ein zweiter Subtrahierer (68), an den das genannte spezifische Signal und das dritte Durchschnittssignal gelangen, und der ein zweites Differenzsignal erzeugt, das dadurch entsteht, daß der genannte dritte Durchschnitt von der Summe bzw. dem Logarithmus abgezogen wird, die durch das spezifische Signal dargestellt werden, wenn das spezifische Signal eines der digitalen Summensignale der Folge digitaler Summensignale bzw. eines der bestimmten digitalen Signale der Folge bestimmter digitaler Signale ist, wobei eine Folge dieser zweiten Differenzsignale das erste bzw. zweite Signal mit unterdrücktem Clutter darstellt, wenn die genannte Transformierte bzw. die genannten verzögerten Signale als Ausgangssignaleauswahlschaltung abgegeben werden, wobei ferner die zweiten Differenzen der zuletzt erwähnten zweiten Differenzsignale diskrete Amplituden der ersten bzw. zweiten Signale mit unterdrücktem Clutter darstellen, wenn die genannte Transformierte bzw. die genannten verzögerten Signale am Ausgang der Auswahlschaltung abgegeben werden, und

(n) der Zwischenprozessor durch einen antilogarithmischen Konverter (49) gebildet wird, der den Unterdrückern (46, 47) nachgeschaltet ist, und der ein Ausgangssignal abgibt mit diskreten Amplituden, die die Antilogarithmen der diskreten Amplituden des ersten Signals mit unterdrücktem Clutter bzw. die Antiiogarithmen der diskreten Amplituden des zweiten Signals mit unterdrücktem Clutter darstellen, wenn die genannte Transformierte bzw. die genannten verzögerten Signale am Ausgang der Auswahlschaltung auftreten, sowie ferner dadurch, daß

der genannte Endprozessor enthält.:

(o) eine Schwellwerteinstellschaltung (73), an die das von dem Diskriminator (71A 7tB) abgegebene Diskriminierungssignal gelangt, das ein variables Schwellwertsignal erzeugt, welches an einem dritten speziellen Zeitpunkt einen ersten oder einen zweiten Schwellwert-Pegel aufweist, wobei dieser erste bzw. zweite Schwellwert-Pegel von den Antilogarithmen der ersten bzw. zweiten vorbestimmten Pegel abhängt, wenn das Diskriminierungssignal Weibull- bzw. Ray-

leigh-Verteilungen anzeigt, wobei dieser dritte spezifische Zeitpunkt ein vorausgewähltes Intervall nach dem erwähnten bestimmten Zeitpunkt liegt bzw. gleich dem bestimmten Zeitpunkt ist, sofern der Parameterrechner bzw. die Auswahlschaltung mit dem Diskriminator verbunden ist, und

(p) eine Torschaltung, an die das Schwellwertsignal von der Schwellwerteinstellschaltung gelangt und die dementsprechend diejenigen Teile des Ausgangssignals des antilogarithmischen Konverters (49) als Ausgangssignal weitergibt, die diskrete Amplituden aufweisen, die höher sind als der erste bzw. der zweite Schwellwert-Pegel.

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6. Radar nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Parameterrechner (48) gemeinsam mit dem ersten Prozessor (61) der logarithmische Konverter (41), der Analog/Digital-Konverter (42), das erste Schieberegister (51), der erste Durchschnittsrechner (52), der Quadratrechner (53), das zweite Schieberegister (54) und der zweite Durchschnittsrechner (55) zugeordnet sind, und daß der Parameterrechner den Wert des zweiten genannten Parameters aus dem ersten und aus dem zweiten Durchschnittssignal berechnet

7. Radar nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Parameterrechner aufweist: