DE2932769C2

DE2932769C2 - Radar zur Erfassung bewegter Ziele

Info

Publication number: DE2932769C2
Application number: DE2932769A
Authority: DE
Inventors: Takeru Irabu; Eichi Tokyo Kiuchi; Toshimitsu Prof. Machida Tokyo Musha; Matsuo Prof. Sekine
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1978-08-31
Filing date: 1979-08-13
Publication date: 1982-06-09
Also published as: FR2435046A1; GB2032725B; IT1193317B; FR2435046B1; DE2932769A1; GB2032725A; IT7925432A0; US4242682A; JPS5533655A; JPS6257951B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Radar zur Erfassung bewegter Ziele nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Solche Bewegtzielerkennungsradargeräte sollen in der Lage sein, unerwünschte Echosignale bzw. Rückläufe (Störsignale bzw. Clutter), die insbesondere durch Regenfälle, durch die Meeresoberfläcne oder dergleichen bewirkt werden, wirksam zurückzuweisen bzw. zu unterdrücken.

Insbesondere Lüftüberwachungs-(ATC-)Radarsyäteme müssen die Rückläufe von sich bewegenden Objekten (Zielen) von unerwünschten Rückläufen von stationären Objekten, wie beispielsweise Gebäuden und Hügeln, unterscheiden.

Die unerwünschten Rückläufe umfassen Bodenstörsignale (ground clutter) von Gebäuden und hügeligem Gelände, Meeresstörsignale (sea clutter), die von der Meeresoberfläche verursacht werden, Wetterstörsignale (weather clutter) aufgrund von Regenfällen und Regenwolken, »Engel«-Echo bzw. -Störsignale, die sich durch große Scharen wandernder Vögel ergeben, und dgl. herkömmliche Bewegtzielerkennungs-(MTI-)Geräte (mit Festzeichenlöschung) sind gut dazu geeignet, von diesen Störsignalen die Bodenstörsignale zu unterdrücken. Das MTI-Gerät ist jedoch nicht in der Lage, Störsignale zurückzuweisen bzw. zu unterdrücken, die eine Geschwindigkeitskomponente, wie beispielsweise die Meeresstörsignale, das »Engel«-Echo, die Wetterstörsignale und dgl., besitzen. Für die Meeresstörsignale und das »Engel«-Echo wird die Zweistrahltechnik, die die Empfängerverstärkung von unter einem geringen Winkel einfallenden Rückläufen in geringer Entfernung verringern kann, verwendet, wodurch das S/C-Verhältnis, also das Verhältnis von Zielrücklauf zu Störsignal (Clutter) verbessert wird. Der Zirkularpolarisationswellenkonverter wird für Wetterstörsignale zu demselben Zweck verwendet. Da solche Störsignale unterschiedliche Niveaus (Pegel) besitzen, wird der Empfänger leicht gesättigt, mit dem Ergebnis, daß der Zielrücklauf in die Störsignale eingebettet wird, so daß es unmöglich wird, die Zielrückläufe zu erfassen oder zu unterscheiden.

Die LOG-CFAR-Technik, d.h. eine Technik, mit logarithmischer Verstärkung und konstanter Falschalarmrate (»Constant False Alarm Rate«), die zur Vermeidung dieser Nachteile vorgeschlagen wurde, wird im einzelnen in dem Artikel »Detection Performance of the Cell Averaging LOG/CFAR Receiver« von V. G. Hamen und H. R. Ward, veröffentlicht in IEEE Transactions on AES, AES-8, Nr. 5, Seite 648,1972 diskutiert. Die LOG/CFAR-Technik, die auf der Tatsache basiert, daß die Meeres- (Seegangs-) und Wetterstörsignale eine Amplitudenverteilung ähnlich der Rayleigh-Verteilung besitzen, verwendet die Kombination eines logarithmischen Verstärkers und eines CFAR-Schaltkreises (einschließlich eines den Mittelbzw. Durchschnittswert messenden Schaltkreises und eines Numerus-Konverters), um die Störsignale-(Clutter-) Bestandteile auf ein Niveau herabzudrücken, das mit dem dem Radarempfänger eigenen Rauschpegel vergleichbar ist, und um das Schwellenniveau hinsichtlich des herabgedrückten Niveaus zu optimieren, wodurch die Wahrscheinlichkeit, daß die Störsignale irrtümlich als Zielrückläufe erfaßt werden, was als Falschalarmrate (Grad bzw. Ausmaß des Falschalarms) bezeichnet wird, konstant gemacht wird.

Die LOG/CFAR-Technik ist jedoch nur dann wirksam, wenn die Amplitiidenverteilung des Störflekken- bzw. Cluttersignals der Rayleigh-Verteilung analog ist. Demgemäß erreich) sie bei anderer Amplitudenverteilung nicht die konstante Falschalarmrate (CFAR) für die Cluttersignale, wodurch sich die Clutterreste vergrößern.

-, Wie erwähnt, bringt die LOG/CFAR-Technik das Prob'em des Clutterrestes mit sich. Neuere Beobachtungen zeigen, daß Clutter mit der Rayleigh-Verteilung analoger Amplitudenverteilungen selten sind und daß die meisten der Störflecke bzw. Clutter eine Weibull-Verteilung besitzen. Dies ist in dem Aufsatz »Radar Detection in Weibull Clutter« von D. C. Schbher, veröffentlicht in IEEE Transaction on AES, AES-12, Nr. 6, Seite 736,1976 erörtert.

Zum Erreichen einer konstanten Falschalarmrate im

ι -, Weibull-Clutter für diese Technik wurde von V. Gregers Hausen in dem Aufsatz »Constant False Alarm Rate Processing in Search Radars« ein Vorschlag gemacht, der auf der internationalen Konferenz RADAR-PRE-SENT AND FUTURE, vom 23.-25. Oktober 1973 vorgestellt wurde.

Mit dieser Technik kann man eine konstante Falschalarmrate erreichen, wenn die kumulative Dichtefunktion des Radarrücklaufsignals bekannt ist, auch wenn das Rücklaufsignal eine beliebige Art der Zeitbereichsverieilung der Amplituden einschließlich der Weibull-Verteilung aufweist. Kurz gesagt handelt es sich um folgendes: 1st die kumulative Dichtefunktion q(x) eines Eingangssignals χ bekannt, dann wird das Eingangssignal einer spezifischen variablen Transfor-

jo mation (Z- — log[l — q(x)\) unterworfen, die durch die kumulative Dichtefunktion derart bestimmt ist, daß die Verteilung des Eingangssignals in eine Exponentialverteilung (Pe(Z)= e\p (-Z)) umgeformt wird, deren Parameter, die die Verteilungsmerkmale des Eingangs-

Γ) signals bestimmen, wie der Mittelwert, die Varianz und die Energie, konstant sind.

Obwohl man mit der oben beschriebenen Technik die konstante Falschalarmrate auch für Störflecke bzw. Clutter mit der Weibull-Verteilung erreichen kann,

4(i besitzt sie immer noch das Problem bezüglich der Verarbeitung von Störflecken, die eine Rayieigh-Verteilung aufweisen. Da die Rayleigh-Verteilung eine besondere Art der Weibull-Verteilung ist, müßte theoretisch gesehen die Verarbeitungsmethode für das

4-, Weibull-Clutter auch auf Clutter der Rayleigh-Verteilung anwendbar sein. Praktisch gesehen ist sie jedoch, wenn man sie auf die Verarbeitung der Rayleigh-Clutl·
anwendet, schlechter als die herkömmliche LOG/ CFAR-Technik. Diese Technik erfordert die variable Umwandlung des Eingangssignals und demgemäß hierfür zusätzliche Schaltkreise. Somit bringt die oben genannte konventionelle Technik komplizierte Hardware und die Vermehrung von Fehlern mit sich, die sich aus der variablen UmwandlungsverarDeitung ergeben.

Ein weiterer Vorschlag, eine konstante Falschalarmrate für die Weibull-Störflecke bzw. -Clutter zu erreichen, wurde von G. B. Goldstein in seinem Aufsatz »False-Alarm Regulation in Log-Normal and Weibull

ho Clutter«, veröffentlicht in IEEE Transactions on AES, Band AES-9, Nr. I₁ Seite 84, Januar 1973 gemacht. Die vorgeschlagene Technik ist jedoch nur auf ein spezifisches Weibull-Clutter anwendbar, das nur zwei Pa^rameter besitzt, die die Amplitudenverteilung definieren. Bei dieser vorgeschlagenen Technik wird zum Erreichen der konstanten Falschalarmrate ein Schwellenwert berechnet, was auf einem Vergleich des Schwellenwertes und des Signals basiert, das sich aus

der logarithmischen Umwandlung des Eingangssignals ergibt.

Da der Schwellenwert, wie oben erwähnt, nur für das spezifische Weibull-Clutter berechnet wird, kann diese Technik auch keine konstante Falschalarmrate für einen allgemeinen Weibull-Clutter mit unterschiedlichen Parametern erreichen. Deshalb müßte man für diese Technik, wolke man sie auf ein allgemeines Weibull-Clutter anwenden, die folgende Verarbeitung vornehmen, die jedoch in dem Aufsatz nicht erwähnt ist: Die geschätzten Werte der Parameter werden vorgegeben, damit die Schwellenwerte für alle Kombinationen dieser Parameterwerte errechnet werden können, und werden dann in einem Speicher, wie beispielsweise einem Nurlesespeicher (ROM) gespeichert. Zur Definition der Weibull-Verteilung werden zwei Parameter aus einem Eingangssignal gemessen, damit man den Schwellenwert auf der Basis der gemessenen Parameter errechnen kann.

Dies erfordert jedoch einen ROM-Speicher großer Kapazität und eine große Anzahl von Verarbeitungsschritten, die den Schaltkreisaufbau komplizieren.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Radar der eingangs genannten Art zu schaffen, das in der Lage ist, Störflecke bzw. Clutter mit der allgemeinen Weibull-Verteilung zu unterdrücken, wobei gleichzeitig der benötigte Schaltungsaufwand verringert und vereinfacht ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Das erfindungsgemäße Radar zur Erfassung bewegter Ziele bzw. Bewegtzielerkennungsradar (mit Festzeichenlöschung) besitzt eine Vorrichtung zum iogarithmischen Umwandeln eines Radarrücklaufsignals χ mit der Weibull-Verteilung und der Wahrscheinlichkeitsdichte Funktion Ρη(χ), die durch

P„U,-JL (i
σ \

gegenüber dem Stand der Technik vereinfachten Schaltungsanordnung aus.

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung sind der folgenden Beschreibung zu entnehmen, in der die Erfindung anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieie näher beschrieben und erläutert wird.

Es zeigen

Fig. 1 und 5 das Blockschaltbild eines Bewegtzielerkennungsradars gemäß zweier Ausführungsbeispiele vorliegender Erfindung,

F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Klassenmittelwertbildungs-LOG/CFAR-Einheit, wie sie bei dem MTl-Radar gemäß vorliegender Erfindung Verwendung findet,

F i g. 3 und 6 in Blockschaltbildern Parameter-Beurteilungseinheiten, wie sie gemäß den Fig. 1 und 5 verwendet werden, und

F i g. 4 ein Blockschaltbild einer Schwellenwertsteuereinheit, die ein Bestandteil des MTI-Radars gemäß vorliegender Erfindung ist.

Bevor auf die bevorzugten Ausführungsbeispiele vorliegender Erfindung eingegangen wird, sei zunächst das Prinzip der vorliegenden Erfindung beschrieben. Eine Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion P(x) eines Störflecks (Clutters) mit einer Amplitude χ ist eine Weibull-Funktion, die durch

P; (X) =

gegeben ist (wobei σ und η Parameter sind, die durch die Amplitudenverteilung des Radarrücklaufsignals bestimmt sind), eine Vorrichtung zum Messen des Mittelwerts der Radardaten in der Entfernungsrichtung, die den logarithmisch umgewandelten Radarrücklaufsignalen entsprechen, die aus einer Vielzahl von Einheitsentfernungsbereichen (»unit range regions«) entnommen wurden, eine Vorrichtung zum Subtrahieren des Durchschnittswertes vom Rücklaufsignal aus einem ausgewählten Bereich der Vielzahl der Einheitsentfernungsbcfcichc, eine Vorrichtung zurr; numerischen Umwandeln des Ergebnisses der Subtraktion, eine Vorrichtung zum Messen des Parameters η aus dem Radarrücklaufsignal und eine Vorrichtung zum Setzen eines Schwellenwertes entsprechend dem Parameter η. Mit einer solchen Konstruktion kann man eine geringe und konstante FaJschalarmrate dadurch erreichen, daß man ein Signal entnimmt, dessen Amplitude größer ist als der Schwellenwert, der von den numerisch umgewandelten Signalen entnommen wird.

Die vorliegende Erfindung kann nicht nur Störflecke bzw. Clutter mit einer Weibull-Verteilung, sondern auch Rayleigh-Störflecke bzw. -Clutter ausreichend unterdrücken. Zum Unterdrücken bzw. Entfernen der Weibull-Clutter werden die Parameterwerte einer Weibull-Verteilungsfunktion gemessen. Außerdem kommt die vorliegende Erfindung bei alledem mit einer ~jl (JLY

σ \a)

Λ'>0,σ>0, _(/

(D

ausgedrückt ist, wobei α ein Maßstabsparameter und η ein Formparameter ist. Die Rayleigh-Verteilungsfunk-4« tion R (χ) wird allgemein durch

R(X) = ~i

(Γ

(2)

ausgedrückt. Diese Gleichungen zeigen, daß die Rayleigh-Funktion (2) der Gleichung (1) dann entspricht wenn der Parameter η gleich 2 ist. Demgemäß ist die Gleichung (2) ein Spezialfall der Gleichung (1).

Mit anderen Worten, die Weibull-Verteilung enthält die Rayleigh-Verteilung.

Erhält man, wie oben beschrieben, ein Radarrücklaufsignal, das von einem Gegenstand reflektiert ist, der sich im abgetasteten Raum befindet, als Eingangsvideosignal

α· in einem Radarsystem, dann wird die statistische Amplitudencharakteristik des Eingangssignals χ durch die Weibull-Funktion der Gleichung (1) ausgedrückt Es sei nun das Eingangssignal χ auf den üblichen LOG/CFAR-Schaltkreis angewendet Wird das Eingangssignal χ durch einen logarithmischen Verstärker verstärkt dann ist das Ausgangssignal des logarithmischen Verstärkers gegeben durch

y = oln(öx),

(3)

wobei a. und b Konstanten sind, die durch die Charakteristik des logarithmischen Verstärkers gegeben sind. Ein arithmetischer Mitterwert <y> des

Ausgangssignals y in F.nifernungsrichtung ist gegeben durch

yl'ii (χ) d.v

= i)ln(/)fj) + — φ (I)

wobei ψ (in) cine Funktion ist, die durch d

(4)

φ (m) =

In[Hm)]

(5)

definiert ist, wobei ψ(1)= —γ und γ = 0,5772, die die Euler'sche Konstante ist, und Γ (m) eine Gammafunktion ist.

Es sei nun angenommen, daß y das Ausgangssignal bezeichnet, das vom logarithmischen Verstärker wahrgenommen wird. Ein Subtrahierer führt die Operation

y— <y> aus, und das Ergebnis der Subtraktion ist gegeben durch

V = y-<y>.

Dieser Wert wird ferner beim Numerus-Konverter verwendet, wo er einer Numerus-Umwandlung unterzogen wird, so daß sich

Z = te'"

ergibt, wobei c und d Konstanten sind, die durch die Charakteristik des Numerus-Konverters bestimmt sind.

Setzt man die Gleichungen (3), (4) und (6) in die

Γι Gleichung (7) ein, und werden die Konstanten so gesetzt, daß sie der Gleichung ad= 1 genügen, dann ist das Ausgangssignal vom Numerus-Konverter durch die folgende Gleichung gegeben:

2(1 Z = C—e

(8)

Das arithmetische und das quadratische Mittel von X, d. h. < Z> und < Z² >, sind gegeben durch

= r -Ξ-

<Z²> =

— viii - - rill

e · P11 (x) dx = ce

7""

\ I₁ /

ί-τ (.-U₁).

(9)

(10)

Deshalb ist die Varianz Var (Z) von Z gegeben durch Var(Z) = <Z²>-<Z>²

(H)

Wie aus Gleichung (11) ersichtlich, ist die Varianz Var(Z) nur durch den Parameter η bestimmt Deshalb nimmt wenn ein spezifischer Wert als Parameter η verwendet wird, die Varianz Var (Z) einen stationären Wert an. Dies bedeutet daß dann, wenn die Störflecken (Clutter), die verschiedene Werte des Parameters η besitzen, der normalen LOG/CFAR-Verarbeitung unterzogen werden und der Wert des Parameters durch mehrere Dinge bestimmt wird, ein geeigneter Schwellenwert durch die Verwendung dieses Wertes aufgebaut wird, so daß eine Zielerfassung mit konstanter Falschalarmrate möglich ist

Der quadratische Mittelwert von yist

< Y² > = Ja² In² (bx) Pr₁ (x)

Durch die Verwendung der Gleichungen (4) und (12) ergibt sich

< Y²>-< Y>² = -^₁- —. (13)

so

55

Wie man aus der Gleichung (13) ersieht hängt der erhaltene Wert von einer Konstante a ab, die durch die Charakteristik des !cgarithrnischen Verstärkers bestimmt ist, und vom Paramter η der Weibull-Verteilung ab. Daraus erhält man den Parameter η durch folgende Gleichung

1
η =

< Y² > - < Y>²)

et n²

(14)

Wie oben beschrieben wurde, ist die Varianz Var (Z) dann bestimmt, wenn der Wert von η in Gleichung (11) bekannt ist.

Wenn deshalb eine Parameter-Beurteilungs- bzw. 2 j Näherungs-Vorrichtung, die die Gleichung (14) verar-

= β² In² (b σ) +——In (bo) φ (1) beiten soll, und eine Schwellenwertsteuervorrichtung

^η 65 zum Steuern des Schwellenwertes in Abhängigkeit vom

Ausgangssignal von der Parameter-Beurteilungs-Vor-

— + φ² (1) |. (12) richtung beim herkömmlichen LOG/CFAR-System

zusätzlich verwendet wird, wird die Zielerfassung bzw.

-erkennung mit einer konstanten Falschalarmrate möglich, wenn das Rücklaufsignal verschiedene Clutter mit der Weibull-Verteilung enthält. Da die Anzahl der in einem wirklichen Radarsystem zu verarbeitenden Eingangsdaten endlich ist, wird ein Fehler in den gemessenen Mittelwerten der Gleichungen (4) und (12) erzeugt. Demgemäß wird ein Fehler auch im Parameter η erzeugt, wie dies anhand der Gleichung (14) ersichtlich ist, und deshalb erhöhen sich die Störflecken- bzw. Clutter-Restwerte. Der Störflecken-Restwert bei der LOG/CFAR-Verarbeitung ist als CFAR-Verlust bekannt (siehe den oben genannten Artikel »Detection Performance of the Cell Averaging LOG/CFAR Receiver«). Bei einem ARSR (Air Route Suveitlance Radar — Luftstraßenüberwachungsradar) oder einem ASR (Airport Surveillance Radar — Lufthafenüberwachungsradar), wie sie im Betrieb sind, ist die Anzahl der äquivalenten Treffer von einem Ziel zehn und mehr und des weiteren ist das Ausgangssignal so integriert, daß der CFAR-Verlust auf etwa 1 dB gesteuert werden kann. Demgemäß wird der CFAR-Verlust die Abtastung des Zielrücklaufsignals in nachteiliger Weise nur sehr wenig beeinflussen.

Ein Ausführungsbeispiel des Bewegtzielerkennungsradars (MTI-Radars), das auf der Basis des oben genannten Erfindungsprinzips aufgebaut ist, sei nun anhand der F i g. 1 beschrieben. Wie dort dargestellt, besitzt das Bewegtzielerkennungsradar gemäß vorliegender Erfindung ein Sender-Empfänger-Teil 11, ein Signalverarbeitungsteil 12 und eine Zeitsteuersignalquelle 13, wie dies bei herkömmlichen Radarsystemen der Fall ist. Der Sender-Empfänger-Teil 11 besitzt einen frequenzstabilisierten Oszillator 111 zum Erzeugen eines Mikrowellensignals mit einer Frequenz Z₅, einem kohärenten Oszillator 112 mit einer Frequenz f_c zum Abgeben einer Bezugsphase für die Radarsignalerfassung durch den Sender-Empfänger-Teil 11, einen Frequenzmischer 113 zum Mischen der Ausgänge dieser Oszillatoren 111 und 112, wodurch ein Ausgang der Frequenzen /j+ f_c erzeugt wird, einen Klystron-Verstärker 114 zum Verstärken des Ausganges des Mischers 113, einen Triggerimpuls-Generatcr 115 zur Puls-Modulation des Verstärkers 114, um einen Mikrowellenimpuls zu erzeugen, und einen Duplexer (Sende-Empfang-Schalter) 117 zum Leiten des Mikrowellenimpulses zu einer Antenne 116. Das Sender-Empfänger-Teil 11 besitzt auch einen zweiten Frequenzmischer 118, der ein IF-Signal mit einer Frequenz f_c±fd(fd ist die Doppier-Frequenzabweichung) durch Mischen des Ausganges des stabilisierten Oszillators 111 und des Radarrücklaufsignals von einem vom Radar abgetasteten Raum, das durch die Antenne 116 und den Duplexer 117 einläuft, erzeugt, einem I^c-Verstärker 119, einen Amplituden-Detektor 120 zum Erfassen der Amplitude des Ausganges des IF-Frequenzverstärkers 119 und ein Paar Phasendetektoren 121 und 122, die zum IF-Verstärker 119 parallel geschaltet sind und die der Bezugsphasenoszülation unmittelbar bzw. über einen 90°-Phasenschieber 123 vom kohärenten Oszillator 112 versorgt werden.

Wie aus dem oben genannten Aufbau ersichtlich ist, wird der Radarimpuls der Mikrowellenfrequenz f_s+f_c und der Wiederholungsfrequenz, die gleich dem oben genannten Triggerimpuls ist, über die Antenne 116 in einen abgetasteten Raum fibertragen und an verschiedenen Gegenständen (Objekten) im Raum reflektiert und dann als Radarrücklaufsignal zur Antenne 116 zurückgebracht und zum Mixer 118 geführt Die Doppler-Geschwindigkeitskomponente (einschließlich der Null-Doppler-Geschwindigkeitskomponente) der Frequenzabweichung ij, die den stationären und bewegten Objekten im abgetasteten Raum zugeordnet sind, werden durch Phasendetektoren 121 und 122 abgetastet, so daß Doppler-Geschwindigkeitsdaten oder Doppler-Frequenzdaten gebildet werden.

Der Impulsgenerator 115 reagiert auf einen Zeitsteuerimpuls, der von einer Klemme fa^der Zeitsteuersi-

K) gnalquelle 13 geliefert wird, und erzeugt dann einen Triggerimpuls von 0,8 μβ in der Breite und 1000Hz Wiederholungsfrequenz (d. h., die Wiederholungsfrequenz des Mikrowellenimpulses, der vom Klystron-Verstärker 114 erzeugt wird). Die Rotationsperiode der

is Antenne 116 in azimutaler Richtung ist zu 4 Sekunden ausgewählt. Unter diesen Bedingungen entnimmt das Sender-Empfänger-Teil 11 die Radardaten bei allen azimutalen Richtungen von 360°, geteilt durch 4000 Azimut-Einheitsbereiche. Bezüglich der Entfernungs-

2« richtung werden die Radardaten für jede sechzehntel neutische Meile (nmi) entsprechend der Impulsbreite von 0,8 μβ, die den gesamten 48 nmi Nennbereich abdeckt, entnommen. Aus Gründen der Einfachheit der Erklärung wird angenommen, daß das Ausführungsbeispiel einen ASR bildet.

Wie aus der oben genannten Beschreibung ersichtlich wird, basiert das Radar gemäß diesem Ausführungsbeispiel auf einer Radardatenentnahme von 4000 χ 768 Einheits-Entfernungs/Azimut-Bereiche. Die Radarda-

jo ten erhält man am Amplituden-Detektor 120 für jeden Radarimpuls (d.h. für jeden Einheits-Azimui-Bereich) und für den ersten bis 768sten Einheits-Entfernungsbereich in dieser Reihenfolge. Die so erhaltenen analogen Daten werden dem logarithmischen Verstärker 124 zur Verstärkung zugeführt und dann an den A/D-Konverter 125 geliefert.

Der A/D-Konverter 125 wandelt den Ausgang des logarithmischen Verstärkers 124 in ein binäres Code-Signal von 10 Bits pro Abtastimpuls um, d.h., die Einheits-Entfernungsbereichs-Radardaten, die man für jede der 768 Einheits-Entfernungsbereiche erhält, die in jedem Einheits-Azimut-Bereich enthalten sind. Der A/D-Konverter 125, der mit dem 1;3 MHz Taktimpuls von der Klemme (b) der Zeitsteuersignalquelle 13 synchron mit dem Radarabtastimpuls beliefert wird, wandelt ein analoges Radarsignal, das mit einer Geschwindigkeit von 1000 pro Sekunde und von denen jedes 768 Einheits-Entfernungsbereichs-Radardaten besitzt, in ein binäres Code-Signal mit einer Bitrate von

so 13 MHz um. Somit kann der A/D-Konverter 125 die digitale Umsetzung innerhalb von 0,8 \ls für jedes der Einheits-Entfernungsdaten durchführen, um so eine Echtzeit-Verarbeitung des Radarsignais zu ermöglichen.

Das Signal verarbeitungsteil 12 besitzt eine Klassen-Mittelwertbildungs-LOG/CFAR-Einheit 126, die die Amplitude der Radarsignale von einer Vielzahl von Einheitsentfernungs-Bereichen mittelt, die vom A/D-Konverter 125 erzeugt werden, subtrahiert den Mittelwert aus einem Radarsignal von einer der Vielzahl der Einheits-Entfernungs-Bereiche und führt eine Numerus-Umwandlung des Ergebnisses der Subtraktion durch. Ferner besitzt das Teil 12 eine Parameter-Beurteilungs-Einheit 128 zum Beurteilen bzw. Schätzen des Clutter-Parameters η in Gleichung (1) unter Verwendung des Ausganges des A/D-Konverters 125 und eine Schwellensteuereinheit 127 zum optimalen Steuern eines Schwellenwertes auf der Basis

des Ausganges von der der Parameter-Beurteilungs-Einheit 128. Das Signalverarbeitungsteil 12 besitzt ferner ein Paar von A/D-Konvertern 129 und 130 und eine MTl-Löschschaltung 131. Die Ausgänge dieser A/D-Konverter 129 und 130, von denen beide in einem parallelen binären Code sind, der die realen bzw. imaginären Teile der komplexen Radardaten von den Phasen-Detektoren 121 und 122 darstellt, werden der MTl-Löschschaltung 131 zugeführt, die dem Clutter-Unterdrückungsprozeß unterworfen ist, wie er in der US-PS 40 53 885 beschrieben ist. Der Ausgang der Dchwellenwertsteuereinheit 127 ist ein Signal mit unterdrückten Störflecken (Cluttern) und wird zusammen mit dem Ausgang der MTl-Löschschaltung 131 einer Signalverarbeitung unterzogen, um die Ziellage zu bestimmen, und wird dann einem nicht dargestellten Anzeigeteil zugeführt.

Der genaue Aufbau und die Wirkungsweise der Klassen-Mittelwertbildungs-LOG/CFAR-Einheit 126 (cellaveraging LOG/CFAR unit) wird nun im folgenden anhand der F i g. 2 beschrieben. Die Einheit 126 besitzt ein Schieberegister 201, das (N+1) Schiebestufen besitzi und die Schiebeoperation in Antwort auf ein Taktsignal von 1,3 MHz durchführt, das von der Zeitsteuersignalquelle 13 (b) geliefert wird, ferner einen Addierer 202 zum Entnehmen von N Radardaten (N ist eine gerade Zahl), ausgenommen der in der mittleren Stufe C des Schieberegisters 201 gespeicherten Daten unter den (N+ 1) Radardaten, die in dem Schieberegister 201 gespeichert sind, und zum Aufsummieren dieser Radardaten des weiteren einen Teiler 203 zum Teilen des Ausganges des Addierers 202 durch N, einen Subtrahierer 204 zum Subtrahieren des Ausganges des Teilers 203 von den in der Zentralstufe C des Schieberegisters 201 gespeicherten Daten, und einen Numerus-Konverter 205 zum Durchführen einer Numerus-Umwandlung des Ausgangssignals vom Subtrahierer 204. In Betrieb werden die Radardaten y, die vom A/D-Konverter 125 geliefert werden, in Reaktion auf die Taktsignale von 1,3 MHz, die von der Zeitsteuersignalquelle 13 (b) abgeleitet sind, sequentiell an das Schieberegister 201 angelegt und dann darin verschoben. Die angewendeten Radardaten y sind die Rücklaufsignale, die von den Einheitsentfernungs-Bereichen, die sich in der Entfernungsrichtung erstrecken, reflektiert werden. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die (7V+l)ten Radardaten (N ist eine gerade Zahl) in das Schieberegister 201 eingegeben werden, summiert der Subtrahierer 202 die Daten von N ausgenommen der (7V72 + l)ten Radardaten, die im Schieberegister 201 gespeichert sind, und die Summe wird durch N\m Teiler 203 geteilt, so daß man den arithmetischen Mittelwert <y> der Radardaien erhäli, die aus den Entfernungs-Bereichen kommen. Wenn das Zielsignal Cluttersigna- len überlagert ist, wird das Zielsignal zusammen mit den Quttersignalen während des Clutter-Unterdrückungsprozesses so unterdrückt, daß das S/3V-Verhältnis verringert wird Um dies zu verhindern ist das (N/2+l)te Radardatensignal, das nun erfaßt wird in den im Addierer 202 aufzusummierenden Daten nicht enthalten.

Das Radardatensignal, das in der Zentralstufe C des Schieberegisters 201 gespeichert ist, wird dann an den Subtrahierer 204 angelegt, wo der Mittelwert <y> vom Teiler 203 von dem Radardatensignal abgezogen wiFd das in der Zentralstufe des Schieberegisters 201 gespeichert ist Der Numerus-Konverter 205 besitzt einen Nurlesespeicher (ROM), der den Ausgang des Subtrahierers 204 als ein Adressensignal empfängt und ein Ausgangssignal erzeugt, das einen vorhergehend errechneten logarithmischen Wert darstellt. Mit anderen Worten, der Numerus-Konverter 205 vollführt eine

> Nurnerus-Umwandlung des Ausganges des Subtrahierers 204 und liefert das konvertierte Signal an die Schwellenwertsteuereinheit 127.

Die Parameter-Beurteilungs-Einheit 128 ist gemäß F i g. 3 aufgebaut. Das Radardatensignal, das vom

in A/D-Konverter 125 geliefert wird, wird in zwei Wege verzweigt: Der eine Weg enthält einen Quadrierschaltkreis 301, ein Schieberegister 302, das durch ein von der Zeitsteuersignalquelle 13 (b) geliefertes Taktsignal verschoben wird und das N-Schiebestufen (N ist eine

r, natürliche Zahl) besitzt, einen Addierer 303 und einen Teiler 304; der andere Weg enthält ein Schieberegister 305 mil derselben Funktion wie das Schieberegister 302, einen Addierer 306, einen Teiler 307 und einen Quadrierschaltkreis 308. Die Radardaten Λ/, die im Schieberegister 302 gespeichert sind, werden durch den Addierer 303 summiert und das Ergebnis der Addition wird dann durch N geteilt, wodurch sich der quadratische Mittelwert <y*> ergibt. Andererseits erzeugt der Teiler 307 einen Mittelwert <y> in

>-> ähnlicher Weise. Der Ausgang des Teilers 307 wird an den Quadrierschaltkreis 308 angelegt, der wiederum das Quadrat des Mittelwertes <y> ² erzeugt.

Ein Subtrahierer 309 erzeugt die Differenz zwischen dem quadratischen Mittelwert <y²> und dem Quadrat

3d des Mittelwertes <y>². Die Differenz wird einem inversen Quadratwurzelrechner 310 zugeführt. Der inverse Quadratwurzelrechner 310 multipliziert den Ausgang <y'-> — <y>² des Subtrahierers 31)9 durch 6/a%² und erzeugt einen inversen Quadratwurzelwert

y, des Ergebnisses des multiplizierten Wertes. Der Ausgang vom Schaltkreis 310 liefert den Parameter, der durch die Gleichung (14) ausgedrückt ist

Die Sciiwellenwert-Steuereinheit 127 ist gemäß Fig.4 aufgebaut. Ein Schwellen-Speicherschaltkreis

4(i 401, der eine Speichervorrichtung wie beispielsweise einen ROM aufweist, speichert Werte, die auf der Basis eines Schwellenwertes optimal bestimmt sind, welcher für verschiedene Werte des Parameters η der Weibull-Verteilerfunktion und einer wirklich gemessenen digitalen Information (Datum) theoretisch errechnet ist. Der Schwellenspeicherkreis 401 erzeugt Schwellenwerte, die den Werten des Parameters entsprechen. Ein Komparator 402 vergleicht der Ausgang des LOG/CFAR-Schaltkreises 126 mit dem Schwellenwert, der von der Schwellenwertsteuer-Einheit 401 geliefert wird, und liefert somit ein Zielrücklaufsignal, das einen Pegel oberhalb des Schwellenwertes besitzt.

Die oben genannte Verarbeitung wird für jede einzelne Eingangsradardateninformation des Rücklaufsignals, das von dem Einheits-Entfernungs-Bereich geliefert wird, durchgeführt Es versteht sich natürlich, daß die Verarbeitung für jede gegebene Nummer der Radardateninformation intermittierend durchgeführt werden kann. In diesem Falle wird der Schwellenwert auf der Basis des Parameters ij, den man durch die unmittelbar vorhergehende Verarbeitung erhält, verwendet wird bis man den Parameter η der nächsten Verarbeitungsstufe erhält

Es ist ferner eine weitere Vorrichtung zum Beurteilen bzw. Schätzen des Weibull-Parameters η vorgesehen. Während die oben genannte Vorrichtung, im fotgenden als erste Vorrichtung bezeichnet, das Ausgangssigna·

vom logarithmischen Verstärker 124 verwendet, verwendet die noch zu beschreibende und im folgenden als zweite Vorrichtung Hezeichnete Vorrichtung den Ausgang Ar des Amplituden-Detektors 120, wie dies in F i g. 5 dargestellt ist

Aus Gleichung (1) erhält man leicht den arithmetischen Mittelwert <x> und den quadratischen Mitielwert < x¹ >, und zwar wie folgt:

, (A-)dA- = α Γ

(|₊l)(15,

<A²> =

.v = σΓ²

\ I₁ J

(16)

Aus den Gleichungen (15) und (16) erhält man

<X²>

H^)

(17)

(18)

Wie aus den obigen Gleichungen (17) und (18) ersichtlich, werden diese Verhältnisse <x>²/<x²> und <x>/]/<x²> nur durch den Weibull-Parameter η bestimmt. Deshalb kann man den Parameter η dann erhalten, wenn man diese Verhältnisse hat. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Gleichung (17) verwendet.

Die erste Vorrichtung 128 gemäß Fig. 1 ist von den Gleichungen (4), (12), (13) und (14) abhängig, während

die zweite Vorrichtung 128' gemäß Fig.5 von den Gleichungen (15), (16) und (17) abhängig ist Das Blockschaltbild der zweiten Vorrichtung 128' ist in Fig.6 dargestellt. Aus den Gleichungen (13) und (17) ersieht man,'daß die zweite Vorrichtung 128' einen Teiler 311 statt des Subtrahierers 309 der ersten Vorrichtung 128 verwenden muß. Des weiteren benötigt die zweite Vorrichtung 128' keine inverse Quadratwurzelberechnung für die Gleichung (14) der ersten

κι Vorrichtung. Dementsprechend ist in der zweiten Vorrichtung 128' der inverse Quadratwurzelberechnungsschaltkreis 310 der ersten Vorrichtung 128 durch eine Speichervorrichtung 312, beispielsweise einem ROM, ersetzt, der den Parameter η in Reaktion auf den

is Ausgang des Teilers 311 erzeugt Zusätzlich ist in der zweiten Schaltung 12' ein A/D-Konverter 132 zum Quantisieren des Ausganges des Amplituden-Detektors 120 zwischen dem Amplituden-Detektor 120 und der den Parameter beurteilenden Einheit 128' eingefügt, wie dies in F i g. 5 dargestellt ist.

Beim in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird das digital umgesetzte Signal, das man durch die folgenden Schaltkreise, nämlich den IF-Verstärker 119, den Amplituden-Detektor 120, den logarithmischen Verstärker 124 Und den A/D-Konverter 125 erhält, für die Eingangsdaten der Parameter-Beurteilungs-Einheit 128 verwendet Jedoch kann der logarithmisch umgewandelte Wert, der nach dem Ausgang des Amplituden-Detektors 120 einer A/D-Umwandlung unterworfen

jo wird, auch für die Eingangsdateninformation zur Parameter-Beurteilungs-Einheit 128 ohne nachteilige Auswirkung auf den folgenden CFAR-Prozeß verwendet werden.

Dies gilt für den Aufbau gemäß Fig.5 und kann derart realisiert werden, daß die beiden A/D-Konvertei 125 und 132 weggelassen werden und ein einzigei A/D-Konverter vor dem logarithmischen Verstärkei 124 eingefügt wird. Auf diese Weise benötigt die Anordnung weniger Hardware.

In diesem Falle wird ein ROM für den logarithmischen Konverter verwendet und die logarithmisch umgewandelten Werte, die den Eingangsdaten entspre chen, werden in den ROM eingespeichert.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Radar zur Erfassung bewegter Ziele
mit einem Sender zum Aussenden eines Mikrowellenimpulses bestimmter Breite in einer bestimmten Wiederholungsperiode in den Raum über eine mit konstanter Geschwindigkeit rotierenden Antenne,
mit einem Empfänger zum Empfangen der Impulsrückläufe von stationären und bewegten Objekten, die sich in dem durch die Antenne abgetasteten Raum befinden, wobei die Impulsrückläufe für jeden einem Mikrowellenimpuls entsprechenden Einheits-Azimut-Bereich in der Form einer Kette' von Radardaten bzw. für die sich auf die Breite des Mikrowellenimpulses beziehenden Einheitsentfernungsbereiche empfangen werden und ein Weibull-Clutter enthalten, dessen Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktion Pq(x)für seine Hüllkurve gegeben ist durch

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25

wobei σ und η Parameter sind, die von der Hüllkurvenverteilung der Impulsrückläufe abhängig sind,gekennzeichnet durch

a) eine auf die Impulsrückläufe ansprechende Vorrichtung (124) zum Erzeugen eines den Logarithmus der Hüllkurve der Impulsrückläufe kennzeichnenden Signals,

b) eine Vorrichtung (125) zum digitalen Umsetzen des den Logarithmus darstellenden Signals, y,

c) eine auf das digital umgesetzte, den Logarithmus darstellende Signal ansprechende Vorrichtung (126) zum Erzeugen eines Signals, das einen Mittelwert der Impulsrückläufe von einer vorbestimmten Anzahl benachbarter Einheitsentfernungsbereiche darstellt, und zum Subtrahieren des Mittelwertsignals von einem ankommenden digital umgesetzten Impulsrücklauf, der im wesentlichen dem mittleren der Einheitsentfernungsbereiche entspricht, 4^

d) eine auf den Ausgang der Mittelwerts-Subtraktions-Vorrichtung (204) ansprechende Vorrichtung (205) zum Erzeugen eines Signals, das den Numerus seines Einganges kennzeichnet,

e) eine auf die digital umgesetzten Impulsrückläu- v< fe ansprechende Vorrichtung (128, 128') zum Aufbauen eines den Parameter η darstellenden Signals, und

f) eine variable Schwellenwerterfassungsvorrichtung (127) zum Durchlassen derjenigen Kompo- 5-, nenten des Numerus-Ausganges, deren Amplituden größer als ein Schwellenwert sind, der sich in Reaktion auf das η darstellende Signal ändert.

2. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere digital umsetzende Vorrichtung (132) zum digitalen Umsetzen des Einganges der das den Logarithmus darstellende Signa! erzeugenden Vorrichtung (124) und zum Versorgen der das η darstellende Signal aufbauenden Vorrichtung (128') mit den digital umgesetzten Impulsrückläufen.

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3. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digital umsetzende Vorrichtung in einer Stufe angeordnet ist die der das den Logarithmus darstellende Signal erzeugenden Vorrichtung (124) vorangeht

4. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß die das η darstellende Signal erzeugende Vorrichtung (128, 128') folgende Schaltungselemente aufweist:

a) einen ersten Quadrierkreis (301) zum Quadrieren der digital umgesetzten Impulsrückläufe,

b) über den ersten Quadrierkreis (301) bzw. unmittelbar mit der digital umsetzenden Vorrichtung (125) verbundene erste und eine zweite Mittelwertbildungsvorrichtungen (302 — 304; 305—307), zum Erzeugen von die Mittelwerte der quadrierten bzw. der nicht quadrierten Impulsrückläufe darstellenden Signale,

c) einen zweiten Quadrierkreis (308) zum Quadrieren des Ausganges der zweiten Mittelwertbildungsvorrichtungen (305—307),

d) eine Vorrichtung (309,311) zum Erzeugen eines Signals, das die Differenz zwischen den Ausgängen der ersten Mittelwertbildungsvorrichtung (302—304) und dem Ausgang des zweiten Quadrierkreises (308) kennzeichnet, und

e) eine Vorrichtung (310,312) zum Erzeugen eines Signals, das die inverse Quadratwurzel des Ausganges der das Öifferenzsigna! erzeugenden Vorrichtung (305,311) darstellt.

5. Radar nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die das Differenzsignal erzeugende Vorrichtung ein Subtrahierer (311) zum Erzeugen eines Signals, das die Division des Ausganges der ersten Mittelwertbildungsvorrichtung durch den Ausgang des zweiten Quadrierkreises oder umgekehrt darstellt, ist, und daß die das inverse Quadratwurzelsignal erzeugende Vorrichtung ein Nurlesespeicher (312) ist.

6. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die variable Schwellenwerterfassungsvorrichtung (127) einen Nurlesespeicher (401) aufweist, der verschiedene Schwellenwerte besitzt, die zum Auslesen in Reaktion auf das η darstellende Signal gespeichert sind.

7. Radar nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede Mittelwertbildungsvorrichtung ein Schieberegister (302; 305), das eine gegebene Anzahl von Binärstufen zum Speichern der digital umgesetzten Impulsrückläufe von einander benachbarten Einheitsbereichen besitzt, einen Addierer (303; 306) zum Auf summieren der Binärdaten, die in den Binärstufen gespeichert sind, und eine Vorrichtung (304, 307) zum Teilen des Ausganges des Addierers (303; 306) durch die gegebene Anzahl aufweist.

8. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die das den Numerus darstellende Signal erzeugende Vorrichtung (205) einen Nurlesespeicher mit den darin gespeicherten Numerus der möglichen Eingangswerte aufweist, die in Reaktion auf den Ausgang der Mittelwertbildungs-Subtraktions-Vorrichtung ausgelesen werden.