DE2849807A1

DE2849807A1 - Radar zur feststellung bewegter ziele

Info

Publication number: DE2849807A1
Application number: DE19782849807
Authority: DE
Inventors: Takeru Irabu; Eichi Kiuchi
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1977-11-17
Filing date: 1978-11-16
Publication date: 1979-08-30
Also published as: IT1160079B; DE2849807C2; GB2011214A; IT7829864A0; US4222050A; GB2011214B; FR2409522A1; FR2409522B1

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft ein Radar zur Feststellung eines beweglichen Ziels der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art. Es handelt sich dabei um ein Radar mit hoher Genauigkeit bei der Feststellung der Azimuth-Positionen bewegter Ziele.

Ein Radarsystem, insbesondere wenn es zur Überwachung von Luftverkehr dienen soll (Air Traffic Control = ATC) oder zur Überwachung eines Flughafens dienen soll (Airport Surveillance Radar = ASR) oder zur Luftwegüberwachung (Air Route Surveillance Radar = ARSR) muß nicht nur solche Rücksignale, die von sich bewegenden Objekten bzw. Zielen kommen, von solchen unerwünschten Rücksignalen unterscheiden können, die von stationären Objekten, wie Gebäuden und Hügeln, zurückgesandt werden, sondern auch in der Lage sein, eine Mehrheit von Zielen getrennt voneinander festzustellen.

Unerwünschte Rücksignale sind z.B. Störflecken-Festzeichen, die durch die Beschaffenheit des Bodens hervorgerufen werden, die also durch Gebäude und welliges Gelände verursacht werden, ferner unerwünschte Störflecken, die durch Meeresoberflächen hervorgerufen werden, Wetter-Störflecken, die durch Regen und regnerische Wolken hervorgerufer. werden, das Engelecho großer Flocken oder fliegender Vögel u.a.. Ein herkömmlicher Bewegtzeichenindikator (Moving Target Indicator = MTI) ist nun zwar in der Lage, innerhalb dieser Störflecken diejenigen zu unterdrücken, die von Bodenreflexionen herrühren, kann jedoch solche Störflecken nicht unterdrücken, die eine Geschwindigkeitskomp- nente aufweisen, wie z.B. Meeres-Störflecken, das Engelecho, Wetter-Störflecken u.a.. Auf der anderen Seite unterdrückt eine derartige Auswahl- oder Unterdrückungsschaltung zusammen mit den unerwünschten Störreflexionen vom Boden diejenigen Rücksignale, deren Dopplergeschwindigkeitskomponente nahe bei Null liegt, wie z.B. ein tangential zum Radarsystem fliegendes Flugzeug.

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Es gibt nun die Log-CFAR-Technik auf der Grundlage logarithmischer Verstärkung und einer konstanten Fehlalarm-Rate (= Logarithmic Amplification and Constant False Alarm Rate), die vorgeschlagen wurde, um diese Nachteile zu unterdrücken. Dieser Stand der Technik ist beschrieben in: H.G. Hansen und H.R. Ward, "Detection Performance of the Cell Averaging Log-CFAR-Receiver" , IEEE Transactions of AES-8, S.648 (1972). Diese Technik basiert auf der Tatsache, daß die Amplituden-Verteilung von Störzeichen, die von Meer und Wetter ausgehen, sehr ähnlich einer Rayleigh-Verteilung ist und verwendet eine Kombination eines logarithmischen Verstärkers und eines CFAR-Schaltkreises,um die Störkomponenten auf einen Pegel zu unterdrücken, der dem im Radarempfänger inhärenten Rauschpegel vergleichbar ist. Die erwünschte Zielfeststellung ist jedoch bei dieser Technik dann unmöglich, wenn die vom Ziel reflektierten Rücksignale einen Pegel aufweisen, der nicht höher als der der sich bewegenden Störungen ist.

Ein weiteres Problem dieser Log-CFAR-Technik besteht bei der Feststellung einer Vielzahl von Zielen, die ungefähr im selben Abstand vom Radarsystem vorhanden sind und verschiedene Dopplergeschwindigkeiten haben. Das bedeutet, daß diese Technik derartige Ziele nicht für jede Dopplergeschwindigkeit feststellen kann. Die Anwendung des Log-CFAR für die Luftverkehrskontrolle (ATC) ist weit davon entfernt ausreichend zu sein, da die getrennte Feststellung von Zielen für derartige Radarsysteme besonders wesentlich ist.

Die Schwierigkeiten dieser herkömmlichen Techniken sind der Tatsache zuzuschreiben, daß die Signalverarbeitung für die Unterdrückung der Störflecken und die Feststellung der Ziele allesamt im Zeitbereich stattfinden. Um diese Schwierigkeiten zu überwinden, muß jedoch v. .

die Signalverarbeitung im Frequenzbereich stattfinden. Um dies zu erreichen, muß man das Radarsignal mit Hilfe der Fourier-Transformation transformieren, die verschiedene Störzeichen- und

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Ziel-Komponenten ergibt, die in dem Frequenzbereich sehr wohl voneinander trennbar sind. Diese voneinander getrennten Komponenten müssen dann auf Realzeitbasis ausgewertet bzw. bearbeitet werden.

Die sog. "schnelle" Fourier-Transformation bietet die Basis für eine derartige Realzeitverarbeitung. Ein Algorithmus für die schnelle Fourier-Transformation ist beschrieben von J.W. Cooley u.a., "An Algorithm for the Machine Calculation of Complex Fourier Series", Math.Computation,Bd.19,Nr.9o,S.297(Apr.65). Auf der anderen Seite hat die erhebliche Reduzierung der Herstellungskosten von Schaltkreisen zur Durchführung dieses Algorithmus, ermöglicht durch die jüngsten Fortschritte in der Technologie der in großem Maßstab realisierbaren Schaltungsintegration (LSI), verschiedene Vorschläge für derartige Schaltkreise zur Durchführung der schnellen Fourier-Transformation mit sich gebracht .

Ein derartiger Schaltkreise ist beschrieben in: G.C. O'Leary, "Nonrecursive Digital Filter Using Cascade Fast Fourier Transformers", IEEE Transaction on Audio and Electroacoustic, Bd. AU-I8, Nr. 2 (Juni 197o).

Zum besseren Verständnis dieses Vorschlags sei kurz die Art und Weise des Empfanges eines Radarsignals beschrieben. Ein Mikrowellenimpuls (Radarabtastimpuls) wird von einer Antenne, die sich mit konstanter Geschwindigkeit dreht, in den Raum abgestrahlt und wird von stationären Objekten und von Zielen in dem derart abgetasteten Raum reflektiert mit dem Ergebnis, daß man Rücksignale erhält. Und zwar erhält man nun Rücksignale jeweils für einen Azimuth-Bereich, der einem Radarabtastimpuls entspricht (im folgenden als Bereichseinheit im AzimuthrBe.eich bezeichnet). Innerhalb der Raumbreite eines derartigen Abtastimpulses erhält man also Rücksignale in Form einer Kette von Radardaten, die die Objekte und Ziele darstellen, die in den einzelnen Reichweitenbereichen (im folgenden Bereichseinheiten in Richtung der Reichweite bzw. in Richtung der Abstrahlung) existieren. Wenn das

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empfangene Radarsignal von einem Impuls getastet wird, dessen Wiederholungsfrequenz gleich der Hälfte der Abtastimpulsbreite ist, dann ist die Bereichseinheit in Reichweitenrichtung die Hälfte derjenigen, die oben definiert wurde. Da diese Kette von Radardaten für jeden Abtastimpuls anfällt, erhält man nacheinander jeweils diese aufeinanderfolgenden Ketten von Radardaten in derselben Weise, wie die Abtastimpulse mit fester Wiederholungsfrequenz in den Raum abgestrahlt werden. Jedes der Radardaten, die den Bereichseinheiten in Reichweitenrichtung entsprechen (und für eine einzige Bereichseinheit in Richtung des Azimuths anfallen) stellt die Vektorsumme der Rückkehrenergie von stationären Objekten und Zielen innerhalb einer Bereichseinheit in Reichweitenrichtung dar. Da das Bild der Keule der Sendeantenne breit genug ist, um mehrere Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth zu umfassen, bestrahlt jeder Abtastimpuls mehrere Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth. Daher weisen die Radardaten, die man für aneinander angrenzende Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth erhält, eine hohe Korrelation zwischen sich auf. Die Fourier-Transformation, die oben erwähnt ist, basiert auf dieser innerhalb der Radardaten vorhandenen Korrelation. Insbesondere werden diejenigen für aneinander angrenzende Bereichseinheiten in Richtung des Azimuth anfallenden Radardaten einer Korrelationsanalyse unterworfen, die jeweils für die gleiche Bereichseinheit in Richtung der Distanz vom Radarsystem bzw. in Richtung der Reichweite der Abstrahlung anfallen. Diese Analyse liefert dann Dopplerfrequenzkomponenten (einschließlich einer Null-Geschwindigkeitskomponente) der Rücksignale von stationären Objekten und Zielen im abgetasteten Raum für jede Einheit eines Abstandes für alle Azimuth-Richtungen.

Auf der Grundlage dieser Eigenschaften der Radardaten ist die oben erwähnte von 0'Leary vorgeschlagene Schaltung so ausgelegt, daß die Radardaten, die nacheinander von den acht in Richtung des Azimuths vorgesehenen Bereichseinheiten eingehen (die im gleichen Abstand in Richtung der Abstrahlung angeordnet sind;

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•Au-

dasselbe gilt auch im folgenden) nacheinander einer Serienoperation unterworfen, um acht Dopplerfrequenzkomponenten (einschließlich der Null-Dopplergeschwindigkeitskomponente) zu produzieren. Es sei jedoch in diesem Zusammenhang darauf hingewiesen, daß in der genannten Veröffentlichung nicht zum Ausdruck gebracht ist, daß es sich bei den bearbeiteten Eingangsdaten um Radardaten handelt, daß aber die behandelten Daten dieselben wie die erwähnten Radardaten sind. Mit diesem herkömmlichen Schaltkreis gemäß dem Stande der Technik werden acht Dopplerfrequenzkomponenten erzeugt, d.h. Ausgangssignale, wie sie durch eine Fourier-Transformation erhalten werden. Dies erfolgt je für acht eingehende Radardaten, so daß der Ausgang intermittierend als ein Intervall erscheint, das acht mal so groß ist wie dasjenige der am Eingang vorliegenden Radardaten. In anderen Worten: für je acht Radarabtastimpulse wird eine Gruppe von Fourier-Transformationen erzeugt.

Daher wäre bei einem Radarsystem auf der Grundlage dieses Standes der Technik die Auflösung in Richtung des Azimuth für eine Zielfeststellung lediglich ein Achtel der Auflösung, die groß genug wäre, um Ziele festzustellen, die sich innerhalb einer Bereichseinheit in Richtung des Azimuth befindet. Die niedrige Auflösung in Richtung des Azimuth bedeutet, daß eine Vielzahl von Zielen, die nebeneinander in Richtung des Azimuth vorhanden sind, getrennt nicht festgestellt werden können und daß ein ATC-Radarsystem unter Verwendung dieser Technik nur begrenzt einsatzfähig wäre.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Radar zur Feststellung sich bewegender Ziele der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art zu schaffen, daß in Richtung des Azimuth eine im Vergleich zum erörterten Stand der Technik erhöhte Auflösungsgenauigkeit bei der Feststellung von Zielen aufweist. Dabei soll ein einfacher Aufbau und geringe Herstellungskosten gewährleistet sein.

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Gem j. der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst. Die Erfindung betrifft ferner mehrere vorteilhafte Weiterbildungen.

Die Erfindung sieht also die Verwendung eines Schaltkreises zur Durchführung einer Fourier-Transformation vor, die eine Gruppe von Ausgangssignalen als Ergebnis dieser Fourier-Transformation zur Verfügung stellt, die einer bestimmten Anzahl von Radardaten zu jedem Zeitpunkt, zu dem ein Radardatum zugeführt wird, darstellt. Diese Anzahl ist beispielsweise, wie im oben erwähnten Fall, gleich 8. Das eine Radardatum, das zugeführt wird, ist eines in der Anzahl der am Eingang eingehenden Radardaten. Dadurch wird die Genauigkeit der Feststellung der Position eines Zieles in Richtung des Azimuth verbessert. Das steht im klaren Gegensatz zu einem herkömmlichen Radar, wie es sich auf der Grundlage des oben diskutierten Schaltkreises nach dem Stand der Technik (O'Leary) ergäbe, die intermittierend ein Ausgangssignal, das das Ergebnis einer Fourier-Transformation ist, abgibt, jedoch lediglich ein solches für jeweils acht eingehende Radardaten und damit die Auflösung in der erwähnten Weise verschlechtert.

Weitere Aufgaben, die durch«die Erfindung gelöst werden und Vorteile derselben ergeben sich aus der folgenden Darstellung von Ausführungsbeispielen, die anhand der Zeichnungen nunmehr folgt.

Es bedeuten:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels;

Fig. 2 das Bild der Antennenkeule zur Erläuterung des

Prinzips, nach der das Ausführungsbeispiel arbeitet;

Fig.3+4 Wellenformen eines Radarempfangsignals im System nach Fig. 1

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Fig.5+6 Schaltbilder von Ausführungsbeispielen von DFT-Einheiten, wie sie bei der Erfindung Verwendung finden;

Fig. 7 ein Blockschaltbild zur Erläuterung von Einzelheiten der Schaltung nach Fig. 5;

Fig. 8+9 Blockschaltbilder zur Erläuterung von Einzelheiten der Schaltung nach Fig. 7;

Fig. Io ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer DFT-Einheit, wie sie bei der Erfindung Verwendung findet';

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer Modifizierung einer DFT-Einheit, wie sie bei der Erfindung Verwendung findet.

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Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 eines Radar zur Anzeige bewegter Ziele weist einen Sender/Empfänger-Teil 11 auf, der ähnlich wie bei einem herkömmlichen Radargerät aufgebaut ist, ferner eine Signalverarbeitungseinheit 13 mit Analog/ Digital-Konvertern 131 und 13 2, eine Einheit zur Durchführung einer fortlaufenden diskreten Fourier-Transformation 133, eine Signalverarbeitungseinheit 134 und eine Zeitsignal-Quelle 14.

Der Sender/Empfänger-Teil 11 weist auf: Einen frequenzstabilisierten Oszillator 111 zur Erzeugung eines Mikrowellensignals bei der Frequenz f , einen kohärenten Oszillator 112 mit der Frequenz f , um eine Bezugsphase für die Feststellung des Radarsignals durch den Sender/Empfänger-Teil 11 bereitzustellen, einen Frequenzmischer 113, in dem die Signale überlagert werden, die von den Oszillatoren 111 und 112 an ihren jeweiligen Ausgängen abgegeben werden, so daß am Ausgang des Frequenzmischers 113 ein Signal mit einer Frequenz (f + f ) zur Verfügung steht, einen Klystron-Verstärker 114 zur Verstärkung des Signals am Ausgang des Mischers 113, einen Trigger-Impulsgenerator 115 zur Impulsmodulation des Klystron-Verstärkers 114 , so daß von diesem ein pulsmodulierter Mikrowellenimpuls abgegeben wird, eine Duplexschaltung 117 zur Zuleitung des Mikrowellenimpulses an die Antenne 116. Ferner enthält der Sender/Empfänger-Teil 11 einen zweiten Frequenzmischer 118, der die vom Oszillator 111 abgegebene örtliche Mikrowellenschwingung mit dem von Antenne 116 und über die Duplexschaltung 117 an ihn gelangenden Radar-Rückkehrsignal überlagert, um so ein Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f zu erzeugen, einen Zwischenfrequenzverstärker 119, ein Paar Phasendetektoren 121, 122, die zueinander parallel im Zwischenfrequenzverstärker nachgeschaltet sind und an die ferner die vom Oszillator 112 erzeugte Schwingung, die die Bezugsphasenlage darstellt, über einen 90°-Phasenschieber 12o gelangt.

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-vf-

Der Radarimpuls mit der Mikrowellenfrequenz f + f und einer Wiederholfrequenz, die durch den oben erwähnten Trigger-Impuls bestimmt wird, wird von der Antenne 116 gesendet. Das Radar-Rückkehrsignal wird auf dem bereits beschriebenen Weg an den zweiten Frequenzmischer 118 geleitet. Die Dopplergeschwindigkeitskomponenten (einschließlich solcher, die Null sind) welche eine Frequenzabweichung f , haben, die stationären und bewegten Objekten im abgetasteten Raum zugeordnet werden können, werden von den Phasendetektoren 121 und 122 festgestellt und bilden somit die Dopplergeschwindigkeitsdaten bzw. Dopplerfrequenzdaten.

Es sei angenommen, daß das Ausführungsbexspiel ein Flughafenüberwachung sradar (ASR = Airport Surveillance Radar) bildet. Der Trigger-Impulsgenerator 115 wird von einem Zeitimpuls betätigt, der von der Klemme (a) der Zeitsignal-Quelle IH abgegeben wird. Bei Auftreten dieses Zeitsignals erzeugt der Trigger-Impulsgenerator einen Trigger-Impuls von 0,8 Mikrosekunden Dauer und einer Wiederholfrequenz von 1000 Hz (das ist die Wiederholfrequenz des Mikrowellenimpulses, der vom Klystron-Verstärker 114 abgegeben wird). Die Rotationsperiode der Antenne 16 sei M- Sekunden. Unter diesen Bedingungen leitet der Sender/Empfänger-Teil 11 Radardaten ab, bei denen alle Azimuth-Richtungen in 4000 Azimuth-Einheiten aufgeteilt sind. Hinsichtlich der Reichweite werden für jedes Sechzehntel nautische Meile (nmi) Radardaten gewonnen. Dies entspricht der Pulsdauer von o,8 MikroSekunden. Damit wird die gesamte Nenn-Reichweite von 48 nmi abgedeckt. Der Einfachheit der Erklärung sei angenommen, daß das Ausführungsbexspiel ein ASR mit diesen Angaben betreffe.

Aus diesen Angaben geht hervor, daß das Ausführungsbexspiel darauf basiert, Radardaten aus 4000 χ 768 Einheiten von Reichweite /Azimuth- Bereichen zu extrahieren. Man erhält daher in analoger Phase an den Phasendetektoren 121 und 122 ein Paar In-Phase- und Quadratur-Radardaten für jeden Radarimpuls (d.h.

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für jeden Azimuth-Einheitsbereich) und für den 1. bis zum 768-ten Reichweitenbereich in dieser Reihenfolge. Die auf diese Weise behaltenen analogen Radardaten gelangen an ein Paar Analog/Digital^Konverter 131 und 13 2 der Signalverarbeitungseinheit 13. Die Ausgänge dieser Analog/Digital-Konverter 131 und 13 2 stellen beide in Form paralleler binärer Codes die Real- bzw. die Imaginärteile der komplexen Radardaten dar. Sie gelangen an die Einheit 133, in der fortlaufend eine diskrete Fourier-Transformation stattfindet (im folgenden: DFT-Einheit). Die Analog/Digital-Umwandlung in den Konverternl31 und 13 2 führt eine Umwandlung in ein Paar von 10-Bit parallelen binären Codeworten durch, die ein Paar Radardaten einer Reichweiteneinheit darstellen, die für jede der 7 68 Reichweiten-Einheitsbereiche, die innerhalb jedes Azimuth-Einheitsbereiches liegen, gewonnen werden. Das bedeutet im einzelnen, daß diese Konverter 131 und 132, denen ein Taktimpuls mit 1,3 MHz von der Klemme (b) der Zeitsignal-Quelle IH synchron zum Radarabtastimpuls zugeführt wird, das Paar analoger Radardaten, das mit einer Geschwindigkeit von 1000 Paaren pro Sekunde eingeht, wobei jedes wiederum 7 68 Paare von einer Reichweiteneinheit zugeordneten Daten enthält, in ein Paar binärer Codeworte von 13 Mb/s umwandelt. Die Konverter 131 und 13 2 sind daher in der Lage, die Digitalisierung für jeden der Daten in einer Reichweiteneinheit innerhalb von o,8 Mikrosekunden durchzuführen, so daß eine Realzeit-Verarbeitung des Radarsignals möglich wird.

Der DFT-Einheit 133 werden dieselben Taktimpulse zugeführt wie den A/D-Konvertern!31 und 13 2. Die DFT-Einheit 133 nimmt daher eine Teilung in acht Dopplerfrequenzkomponenten f bis f- vor, also eine gegebene Anzahl digitalisierter Radardaten, die beispielsweise acht aneinander angrenzende Azimuth-Bereichseinheiten im Abstand derselben Reichweite darstellen. Die nachfolgende DFT-Verarbeitung wird gleichermaßen bei Auftreten der Radardaten für den Azimuth-Einheitsbereich durchgeführt, die dem unmittelbar darauf folgenden Radarabtastimpuls entsprechen.

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Eine derartige jeweils aufeinanderfolgend ablaufende DFT-Verarbeitung wird für jede der Reichweiteneinheitsbereiche vom 1. bis zum 768-ten Reichweiteneinheitsbereich durchgeführt.

Die von der DFT-Einheit 13 3 abgegebenen Daten gelangen an die Signalverarbeitungseinheit 134. In ihr findet eine Unterdrückung von Festzeichen-Störflecken (Clutter), wie in der US-PS U o53 885 beschrieben, und/oder eine Azimuth-Feststellung, auf die weiter unten noch bezug genommen wird, statt.

Die Amplituden der Dopplerfrequenzkomponenten, die in der DFT-Einheit 133 erzeugt werden, haben ein Verteilungsmuster, das dem des der Antennenkeule gleicht. Wenn daher die Veränderung der Amplitude der Dopplerfrequenzkomponenten im Zeitbereich interpoliert wird, können azimuthalen Richtungen von Zielen, die den entsprechenden Dopplerfrequenzkomponenten entsprechen, genau festgestellt werden.

Fig. 2 zeigt ein ASR mit einem Ziel T (Flugzeug), das im abgetasteten Raum fliegt. Da der Abstand, über den sich das Ziel innerhalb einer bestimmten Zeitspanne (2o - 3o Mikrosekunden) bewegt, die einer Vielzahl von Abtastimpulsen entspricht, sehr viel kleiner ist als eineReichweitenbereichseinheit, sind die von dem Ziel T zurückkehrenden Signale diejenigen einer Vielzahl von Radarabtastimpulsen (in Fig. 2 sind sie durch die Antennenkeulen 21 bis 2n dargestellt), die in Reichweitenrichtung jeweils im selben Abstand reflektiert worden sind. Das bedeutet, daß eine Folge von Radardaten, die von einer Vielzahl aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichseinheiten kommen, im selben Reichweitenbereich liegen. Das Bild der Amplitudenveränderungen der Folge von Radardaten in zeitlicher Abfolge nähert sich dann dem Bild der Antennenkeule, wie in Fig. 3(a) gezeigt.

Die Folge der Radardaten, die man auf diese Weise für eine Vielzahl von AzimuthrKinheiten für denselben Abstand der Reichweite

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- γί -

erhält, wird dann einer 8-Punkte-DFT-Bearbeitung unterworfen. In anderen Worten, für jede Reichweiteneinheit wird eine Kombination der Radardaten der DFT-Bearbeitung unterworfen, die acht aufeinander folgenden Abtastimpulsen entspricht. In derselben Weise wie die Abtastimpulse nacheinander abgestrahlt werden, werden die Radardaten nacheinander eingespeist, um die acht Gruppen von Radardaten zu erneuern. Die DFT-Bearbeitung wird jedesmal dann ausgeführt, wenn die acht Radardaten durch neu einkommende Radardaten für denselben Reichweiteneinheitsbereich eingehen. Die Dopplerfrequenzkomponenten für den Reichweitenbereich, in dem das Ziel T liegt, treten an einem oder mehreren entsprechenden parallelen .Aus*- gangsklemmen für die acht Frequenzen f bis f~ auf und unterliegen einer Veränderung der Amplitude, die dem .Bild der Antennenkeule ähnlich ist, wie in Fig. 3(b) gezeigt. Daher gibt · der Punkt maximaler Amplitude innerhalb des veränderlichen Verlaufs der Amplitude die tatsächliche Azimuth-Position des Ziel an.

Die im vorgehenden gegebene Beschreibung basiert auf einem idealisierten Abtastraum mit einem einzigen Ziel T. Tatsächlich schließt der abgetasteten Raum jedoch verschiedene stationäre und sich bewegende Objekte ein, so daß die reflektierten Radarsignale verschiedene Störflecken, die diesen Objekten zuzuordnen sind, enthalten und daß daher die Amplituden in der in Fig. 4(a) gezeigten Weise sich einem Zufallsgesetz folgend verändern. Da jede dieser Störzeichen (Clutter)-Komponenten üblicherweise im Zeitbereich über einen größeren Bereich verbreitet sind als die vom Ziel reflektierten Signale, wie in Fig. 4(b) gezeigt, können sie durch eine Azimuth-Korrelation unterdrückt werden, wie im einzelnen in dem bereits erwähnten US-Patent 4 o53 88 5 beschrieben ist. Dieses Verfahren zur Unter- j. drückung von Störflecken durch Korrelation ermittelt dann die Zielreflexionskomponente mit einer Amplitudenverteilung nach Fig. 4(c). Die Zielkomponenten ergeben dann, wenn sie nach der · /\ "'■' ■" sogenannten Interpolationsmethode der bearbeitet worden sind, den tatsächlichen Azimuth M eines Ziels. . · ' ' _■_,

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• /ι«·

Die Signalverarbeitung für die Feststellung der Zielkomponenten, wie sie oben beschrieben worden ist, ist bei einem Ziel anwendbar, das im abgetasteten Raum an irgendeinem angegebenen Punkt vorhanden ist und sich mit irgendeiner Geschwindigkeit in irgendeiner Richtung bewegt, und zwar unabhängig vom Abstand in Richtung der Reichweite. Die Erfindung macht es daher möglich, nicht nur die Störflecken zurückzuweisen bzw. zu unterdrücken, sondern auch getrennt davon eine Vielzahl von Zielen zu erkennen. Da man außerdem die Dopplerfrequenzkomponenten als Ausgänge der DFT-Einheit 13 3 für jeden Radarabtastimpuls , also für jede eingehende Folge von Radardaten enthält, wird die Auflösung in Richtung des Azimuths bemerkenswert verbessert.

Im folgenden werden nun die Einzelheiten der fortlaufenden diskreten Fourier-Transformation, wie sie von der DFT-EinheJ.t 13 3 vorgenommen wird, beschrieben.

Gemäß der Definition der diskreten Fourier-Transformation gilt für eine 8-Punkte-DFT die folgende Beziehung:

Zm(k) = _Σ [z(m+l)J W^kl (1)

£.■=0

kl 2Tf

Dabei ist W = exp (-j—tr)kl. Zm(k) (k = o,l,...7) ist das DFT-Ausgangssignal, das den komplexen Daten Zm(m) (m = o,l, ...7) am Eingang entspricht; m und η sind ganze Zahlen.

Die kontinuierlich vorgenommene DFT in der DFT-Einheit 13 3 erzeugt nun gemäß der Erfindung ein 8-Punkte-Ausgangssi*gnal, das das Ergebnis der DFT gemäß Gleichung (1) ist, jedesmal dann, wenn Eingangsdaten Z(m) zugeführt werden. Die Einzelheiten der DFT-Einheit 133 sind in Form eines Blocks in Fig. 5 dargestellt.

Wie gezeigt, weist die DFT-Einheit 13 3 sog. Schmetterlingskreise 51o bis 57o auf, die in drei Stufen nach Form einer Pyramide aufgebaut sind, mit Schieberegistern 511 bis 571 einer bestimmten Anzahl von Stufen, an die als Eingang die parallelen

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binären Codeworte gelangen, sowie ferner die Multiplizierer 512 bis 572 zur Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten W
und 514 bis 574.

kl
Koeffizienten W , und Addierer/Subtrahierern 513 bis 57 3

Bei dem Radarsystem nach diesem Ausführungsbeispiel erhält man pro einem Abtastimpuls komplexe Daten von 768 Reichweiten·: bereichseinheiten. Die werden einer komplexen Operation, die weiter unten noch beschrieben wird, unterworfen. Zu diesem Zweck hat das Schieberegister 511 in der ersten Stufe des Schmetterlingskreises 51o eine Kapazität für 4 Ketten von Radardaten (die Speicherkapazität von 4 Einheiten), von" denen jede Kette gebildet wird durch die reflektierten Radarimpulse von 7 68 Reichweiteneinheits'bereichen, die einem einzigen Radarabtastimpuls entsprechen, während die Schieberegister 521 und 531 der zweiten Stufe die Kapazität von zwei Speichereinheiten aufweisen. Jedes der Schieberegister 541 bis 571 der dritten Stufe schließlich hat die Kapazität einer Speichereinheit. Diesen Schieberegistern werden Taktimpulse im Takt von 1,3 MHz, die von der Ausgangsklemme (b) der Zeitsignalquelle 14 abgeleitet sind (Fig. 1), zugeleitet. Weitere Einzelheiten hinsichtlich der Anzahl der Reichweiteneinheitsbereiche und der Taktimpulsfrequenzen gehen aus dem oben erwähnten US-Patent hervor.

Nimmt man nun an, daß jedes I-Q-Datenpaar der 7 68 komplexen Radardaten, die pro jedem Radarabtastimpuls nacheinander auftreten, durch D_R,.. dargestellt ist, wobei i den i-ten Abtastimpuls darstellt und R die Zahl ist, die dem betreffenden der 7 68 Reichweiteneinheitsbereiche zugeordnet ist, dann werden die Radardaten im Schieberegister nacheinander in der Ordnung D₁(I), D₂(I), ... D₇₆₈(I), D₁U), D₂(2), ... D_?68(2), D₁O), D_?(3), ... D₇go(3), ..., Respeichert. Da die Intervalle zwischen den Radardaten D_R(1), D_R(2), D_R(3), die aneinander angrenzenden Azimuth-Bereichen im selben Abstand in Reichweitenrichtung entsprechen, koinzident sind mit den Wieder-

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holungsperioden des Abtastimpulses, sind die die Radardaten darstellenden binären Codeworte am Eingang und Ausgang
jedes Schieberegisters stets diejenigen, die in jeweils
gleichem Abstand bezüglich der Reichweite den Azimuth-Einheiten zugeordnet sind. Wenn man daher die binären Codesignale, die am Eingang bzw. am Ausgang jedes Schieberegisters auftreten, einer komplexen Operation unterwirft, so bedeutet das, daß die komplexe Operation unter denjenigen
Daten vorgenommen wird, die aneinander angrenzenden
Azimuth-Bereichen im selben Abstand zugeordnet sind. Da ferner für jeden Abtastimpuls die Daten am Eingang nacheinander
folgend eingehen, wird auch die komplexe Operation innerhalb der Daten für aneinander angrenzende Azimuth-Einheitsbereiche nacheinander und wiederholt für den ersten bis zum 7 68-ten Reichweiteneinheitenbereich in dieser Reihenfolge durchgeführt. Der Einfachheit halber geht nun die Beschreibung von der Annahme aus, daß das Radardatum Z(i), das verarbeitet wird,
durch diejenigen gebildet wird, die hinsichtlich der Reichweite im gleichen Abstand erhalten worden sind, und daß die Daten am Eingang im Takt der Taktimpulse in der Reihenfolge Z(I), Z(2), Z(3), ... auftreten. Gleichermaßen drückt man nun das Signal am Ausgang des Schmetterlingskreises 51o durch Z^Ci), (i = o,l, ... 7) aus. Die Signale an den Ausgängen der
Schmetterlingskreise 52o und 53o werden mit Z₂(i), diejenigen der Schmetterlingskreise-54o bis 57o mit Z_Q, Z₄₅ Z₂, Z-, Z., Z₅, Z₃, Z₇ bezeichnet.

Zunächst wird der Schmetterlingskreis 51o beschrieben. 512 ist ein Multiplizierer zur Multiplikation mit dem Fourier-Koeffizienten W bezeichnet. Wenn zu dem Zeitpunkt betrachtet, zu dem die Daten Z(4) an der Eingangsklemme 5oo anliegen, ist das
Signal am Ausgang des Schieberegisters 511 dann Z (0*5 mit dem Ergebnis, daß die Ausgänge Z^(O) und Z₁(H) des Addierers 513 bzw. des Subtrahierers 511 durch folgende Formeln gegeben

Z₁(O) - Z(O) + Z(4) χ W°

Z_X(4) - Z(O) - Z(A) x WO.

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Gleichermaßen erhält man die Ausgänge Z₁(I), Z₁ (2), Z₁O) und Z₁(O), Z₁(B), Z₁O) des Addierers 513 und des Subtrahierers 514 zu dem Zeitpunkt, in dem an der Eingangsklemme 5oo die Daten Z(5), Z(6) und Z(7) anliegen, wie folgt:

- Z(I) + 2(5) χ WO
Zi(5) » Z(I) - Z(5) χ W°

- Z(2) + Z(6) χ W⁰

- Z(2) - Z(6) χ W°
Zi(3) - Z(3) + Z(7) χ W⁰
Z₁O) « Z(3) - Z(7) χ W° .

Die Schmetterlingskreise 52o und b3o seien nun beschrieben. In diesen Schaltkreisen bezeichnen die Bezugszeichen 52 2 und 523 Multiplizierer zur Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten W° und W . Gelangen dann nacheinander an die Eingangsklemme 5oo die Daten Z(4), Z(5), Z(6) und Z(7), dann gelangen nacheinander Z₁(O), Z₁(I), Z₁U), Z₁O) und Z₁(U), Z₁(O), Z₁ (6), Z₁(T) an die Schmetterlingskreise 52o und 53o. Zu dem Zeitpunkt, in dem Z₁(2) an den Schmetterlingskreis gelangt, ist der Ausgang des Schieberegisters 521 Z₁(O) und daher erhält man die Ausgänge Z₂(O) und Z„(2) des Addierers 523 und des Subtrahierers 524 wie folgt:

Z₂(O) - Z₁(O) + Z₁U) χ W° Z₂(2) - Z₁(O) - Z_X(2) χ W°

Die Ausgänge Z„(l) und Z₂O) des Addierers 523 und des Subtrahierers 524 zu dem Zeitpunkt, wenn Z₁O) an den Schmetterlingskreis 52o gelangt, erhält man wie folgt:

Z₂(D - Z₁(I) + Zi(3) χ W° Z₂O) - Z₁(I) - Z₁(S) χ ®°

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Die Ausgänge Z₂(4), Z₂(5), Z₂(6) und Z₂(7), vom Addierer 533 und vom Subtrahierer 534, die danach als Z₁(B) und Z₁(T) an den Schmetterlingskreis 53o gelangen, werden gleichermaßen wie folgt erhalten:

Z₂(4) * Ζχ(4) + Zi(6) χ W²
Z2(6) - Zi(4) - Z₁(O) χ W2
Z2(5) = Zi(5) + Zi(7) χ w2
Z2(7) -= Z₁ (5) - Z₁ (7) χ W2

Im folgenden wird nun eine Beschreibung der Schmetterlingskreise 54o, 55o, 56o und 57o gegeben. Zu dem Zeitpunkt, wenn die Eingangsdaten Z(7) an die Eingangsklemme 5oo gelangen, gelangen Z₂(I), Z₂(3), Z₂(5) und Z₂(7) in der oben beschriebenen Weise an die Schmetterlingskreise 54o bis 57o. In diesen Kreisen sind Multiplizierer 542, 552, 562 und 572 vorgesehen, die dazu dienen, Multiplxkatxonen mit den Fourier-Koeffizienten W , W , W und W durchzuführen. Die Ausgangssignale Z , Z^, Z₂, Zg, Z₁, Z₅, Z₃ und Z„ von den Ausgangsklemmen 58o bis 587 zu dem Zeitpunkt, in dem Z(7) an die Eingangsklemme. 5oo gelangt, erhält man gleichermaßen wie folgt:

Zo	- Z₂(O)	+ Z₂(I)	xW°
Z.4	- Z₂(O)	- Z₂(I)	χ W°
Z₂	■ Z₂(2)	+ Z₂O)	χ W2
Z6	- Z₂(2)	- Z₂(3)	χ W²
Zl	= Z₂(4)	+ Z₂(5)	χ W¹
Z5	= Z₂(4)	- Z₂(5)	χ W¹
Z3	- Z₂(6)	+ Z₂(7)	χ W³
Z7	- Z₂(6)	- Z₂(7)	χ W³.

Wobei Z , Z₁, ... Z₇ die DFT-Ausgangssignale sind_s die man erhält, wenn acht Daten Z(O) bis Z(7) der diskreten Fourier-Transformation unterworfen werden.

- 23 - 2843807

Zu dem Zeitpunkt, in dem Z(8) an die Eingangskiemme 5oo gelangt, produziert der Schaltkreis nach Fig. 5 an den Ausgangsklemmen 58o bis 587 die DFT-Ausgangssignale, die den acht Daten Z(I) bis Z(8) entsprechen.

Wie oben beschrieben, ist die DFT-Einheit nach Fig. .5 derart ausgelegt, daß kontinuierlich eine diskrete Fourier-Transformation stattfindet, die nacheinander die DFT-Operation für die Kombination der acht Signale am Eingang ausführt.

Die Fourier-Koeffizienten, die in den Schmetterlingsschaltungen an den in Fig. 5 dargestellten Stufen realisiert werden, sind in der folgenden Tabelle angegeben, hängen von W in Gleichung (1) und der Periodizität der Fourier-Koeffizienten ab.

Bezugszeichen des
Stufe Multiplizierer s Fourier-Koeff izient

1. Multiplizierer 512 W⁰

2. Multiplizierer 522 W° Multiplizierer 532 W

3. Multiplizierer 512 W° Multiplizierer 552 VC Multiplizierer 562 VTC Multiplizierer'57 2 W

kl Für eine N-Punkt DFT, erhält man W wie folgt:

W*l - exp (j —) kl

Wenn die Anzahl der DFT-Punkte gleich 16 ist, d.h. wenn die Daten von aneinander angrenzenden 16 Azimuth-Einheiten-Bereichen durch die DFT-Einheit verarbeitet werden, so erhält man die Fourier-Koeffizienten für die Multiplizierer der vierten Stufe wie folgt:
W⁰, w\ W², W⁶, W¹, W⁵, W³, W⁷.

909835/0501

Gleichermaßen gilt, wenn die Anzahl der DFT-Punkte 3 2 ist, dann multiplizieren die in der fünften Stufe zusätzlich vorgesehenen Multiplizierer mit folgendem Fourier-Koeffizienten:

w°, w⁸, w\ w¹², w², w^lo ₅ w⁶, w¹⁴, w¹, w⁹, w⁵, w¹³, w³, w¹¹,

W⁷, W¹⁵.

Jeder Schmetterlingskreis nach Fig. 5 kann durch einen

der/ Schmetterlingskreis ersetzt werden, wie in Fig. 6 gezeigt, durch ein Schieberegister 6ol, zwei Fourier-Koeffizienten-Multiplizierer 6o2 und 6o3, sowie durch Addierer 6o4 und 6o5 gebildet wird. In anderen Worten: der Schmetterlingskreis nach Fig. 5 ist eine vereinfachte Version des Schmetterlingskreises nach Fig. 6. Die beiden Fourier-Koeffizienten-Multiplizierer nach Fig. 6 werden in einen einzigen Fourier-Koeff izienten-Multiplizierer dadurch vereinfacht, daß man die periodische und symmetrische Natur der Fourier-Koeffizienten ausnützt und einen der beiden Addierer durch einen Subtrahierer ersetzt.

Die in Fig. 5 gezeigte DFT-Einheit 13 3 kann in einen Schaltkreis für Realteile umgestaltet werden, indem man die Schaltkreisteile nach Fig. 5 in solche für die Bearbeitung der Realteile und solche für die Bearbeitung der Imaginärteile trennt. Solch ein Schaltkreis ist in Form eines Blocks in Fig. 7 dargestellt. Wie gezeigt, ist eine Eingangsklemme 7ol zur Zuführung des Realteils und eine Eingangsklemme 7o2 zur Zuführung des Imaginärteils vorgesehen. Ferner sind Schieberegister 7o3 und 7o4 mit der Kapazität von vier Speichereinheiten vorgesehen. Die Schaltung nach Fig. 7 weist ferner Operationsschaltungen 7o5 bis 7o8 auf, die die Speicherkapazität von einer bzw. zwei Speichereinheiten aufweist. Ferner sind Operationsschaltungen 715 bis 722 vorgesehen, deren Ausgangsklemmen 723 bis 738 bezeichnet sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Analog/Digital-Konverter 131 und 132, die im Blockschaltbild nach Fig. 1 gezeigt sind, mit ihren Ausgängen mit den Eingangskle^men 7öl bzw. 7o2 nach Fig. 7 verbunden sind.

909835/0501

Ein Operationsschaltkreis mit Schieberegistern mit einer Kapazität von H Speichereinheiten kann so aufgebaut sein, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist. Wie gezeigt, ist eine Eingangsklemme 8oo für das Schieberegister vorgesehen, eine Eingangsklemme 8ol für einen Addierer, ein Schieberegister 8o2 mit einer Speicherkapazität von H Einheiten, ein Inverter 8o3, ein Addierer 8o4 zur Aufsummierung der Signale am Ausgang des Schieberegisters 8o2 mit dem Eingangssignal an der Klemme 8ol, ein Subtrahierer 8o5 zur Subtraktion des Signals an Eingangsklemme 8ol vom Signal am Ausgang des Schieberegisters 8o2, sowie ferner Ausgangsklemmen 806 und 8o7.

Jeder der Multiplizierer 7o9 bis 712 kann, wie in Fig. 9 gezeigt, durch einen Addierer 9o2 zur Addition der Eingangssignale an den Eingangsklemmen 9oo und 9ol sowie ferner durch einen Multiplizierer 9o3 zur Multiplikation des Signals am Ausgang des Addierers 9o2 mit einem Fourier-Koeffizienten 1//3Γ im Falle einer Acht-Punkte-DFT und eine Ausgangsklemme 9oH gebildet, werden.

Zur Beschreibung der Operation der DFT-Schaltung sei zuerst angenommen, daß die Radardaten jeweils einen komplexen Wert haben, den man für jeden gesendeten Impuls wie in Fig. 5 gezeigt erhält. Sie träfen nacheinander in der Ordnung X(O)₊Jy(O)., X(I)₊Jy(I), x(2)+jy(2), ..., x(7)+jy(7),

909835/0501

Auf der Grundlage dieser Annahme gelangen nacheinander die Signale x(O), x(l), x(2), ... und y(0)', yCD, y(2) an die den

Realteilen zugeordnete Eingangsklemme 701 bzw. an die den Immaginärteilen zugeordnete Eingangsklemme 702.

Aus der wiedergegebenen Definiton der diskreten Fourier-Transformation ergibt sich das DFT-Ausgangssignal xm(] für x(n) + jy(n) (η = m, m + 7) wie folgt:

ergibt sich das DFT-Ausgangssignal xm(k) + jYm(k) (k = 0, 1, ..., 7)

7 -A

Xm(k)+jYm(k) - Σ [x(nr+-JO+jy(m+£,) ]e (2)

£«0

Zu dem Zeitpunkt, in dem x(7) an dem Realteil-Eingangfal und y(7) an

702
den Imaginärteil-Eingang gelangen, ist das Signal am Ausgang des Operationsschaltkreises 703 x(3) + x(7) und x(3) - x(7) und das Signal an den Ausgängen des Operationsschaltkreises 104 y(3) + y(7) und y(3) - y(7). Der Eingang des OperationsSchaltkreises 705 ist x(3) + x(7) und der Ausgang des internen Schieberegisters im Operationsschaltkreis 705 ist x(l) + x(5). Daher wird das Ausgangssignal des Addierers

x(l)+x(3)+x(5)+x(7)

Das Ausgangssignal des Subtrahierers

x(l)-x(3)-hc(5)-x(7)

909835/0501

Die Daten

die an dem Operationsschaltkreis 715 anliegen und das Ausgangssignal

x(O)-hx(2)-hc(4)-hc(6)

am Ausgang des internen Schieberegisters werden einer arithmetischen Operation unterworfen mit dem Ergebnis, daß die folgenden Resultate an den Ausgangsklemmen7-23 bzw.-^-24 auftreten: "

x(0)+x(l)-hc(2)4x(3)-hc(4)-hc(5)-hc(6)-hc(7) χ(0)-χ(1)4χ(2)-χ(3)·+χ(4)-χ(5)+χ(6)-χ(7) .

Wie aus Gleichung (1) zu ersehen, ist dies gleich Xg(O) bzw Xq(O. In genau derselben Weise erscheinen Yn(O) bzw. Yq(O an den Ausgangsklemmen 131 bzw. 732.

Gleichermaßen treten Xm(O) , XmU), Xm(2), Xm(6), Xm(I), Xm(5), Xm(7) und Xm(3) nacheinander an den Ausgangsklemmen 723 bis 730 auf. Gleichzeitig treten Ym(O), Ym(4), Ym(6), Ym(2), Ym(7), Ym(8), Ym(I), und Ym(5) nacheinander an den Ausgangsklemmen 731 bis 738 auf J Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispxel einer DFT-Schalteinheit zur fortlaufenden Durchführung der diskreten Fourier-Transformation mit der Eingangsklemme 1000, Schieberegistern 1001 mit je der Speicher-

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kapazität von einer Speichereinheit entsprechend einem Abtastimpuls, der die Abgabe des Speicherinhalts an den Ausgängen der entsprechenden Speicherstufen in paralleler Form ermöglicht. Mit 1010 bis 1021 sind Multiplikatoren zur Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten bezeichnet. Ferner sind Addierer 1030 bis 1041 sowie Subtrahierer 1050 bis 1061 vorgesehen. 1070 bis 1077 bezeichnen Ausgangsklemmen. Im Betrieb wird nun die für jeden Radarabtastimpuls produzierte Folge von Radardaten, die mit Z(i) (i = 0, 1, ...) bezeichnet sind, der Eingangsklemme 1000 zugeleitet. Dies erfolgt in der Reihenfolge Z(O), Z(I), Z(2), ... . Unter dieser Voraussetzung erhält man zum Zeitpunkt, zu dem die Ausgangssignale der Schieberegister 1001 Z(O), Z(I),

..., Z(7) sind, die Ausgangssignale Z₁(O), Z₁(I), ..., der Operationsund

schaltungen 1030 bis 1033 1050 bis 1053 der ersten Stufe, die Ausgangssignale Z₂(O), Z₇(I),..., Z₂(7) der Operationsschaltungen 1034, 1035, ..., 1057 in der zweiten Stufe und die Ausgangssignale Z„, Z₄, Z₂, Zg, Z₁, Z₅, Z₃, Z₇ der Operationsschaltungen 1038, 1058, 1039, 1059, 1040, 1060, 1041 bzw. 1061 der 3. Stufe wie folgt:

1. Stufe: _Zl(o) = z(0)+Z(4)-W°

Zi(4) = Z(0)-Z(4)'W⁰ Zi(I) = Z(1)+Z(5)*W° Zi(5) = Z(l)-Z(5)rW° Zi(2) = Z(2)+Z(6).W⁰ Z₁(O) - Z(2)-Z(6).W° Zi(3) - Z(3)+Z(7)*W° Z₁O) = Z(3)-Z(7)rW°

909835/0501

284980?

2. Stufe: Z₂(O) = Z₁(0)+Z₁(2)_? W<>

Z₂(2) = Zi(O)-Zi(2).WO

Z₂(D =

Z₂O) " ₁

Z₂(4) = Z₁(4)+Z₁(6)'W2 Z₂(6) = Z₁(4)-Z₁(6)»W2

Z₂(5) =

3. Stufe: _Zq = Z₂(O)+Z₂(1)«W°

Z₄ = Z₂(0)-Z₂(3)»W⁰ Z₂ = Z₂(2)+Z₂(3)'W² Z₆ = Z₂(2)-Z₂(3)'W² Z₁ - Z₂(4)+Z₂(5)-.W¹ Z₅ = Z₂(4)-Z₂(5)-W¹ Z₃ = Z₂(6)+Z₂(7).W³ Z₇ = Z₂(6)-Z₂(7).W³

909835/0501

Dabei sind W die Fourier-Koeffizienten gemäß Gleichung (1).

Wie oben beschrieben, kann die Operation einer diskreten Fourier-Transformation durch den Schaltungsaufbau nach Fig. 10 realisiert werden. Es ergibt sich ferner, daß der Schaltaufbau nach Fig. 10 die Operation der diskreten Transformation fortlaufend durchführen kann.

In ähnlicher Weise wie die Schaltung nach Fig. 6 kann auch die Schaltung nach Fig. 10 derart modifiziert werden, daß der Subtrahierer an jeder Stufe durch einen Addierer ersetzt wird, wobei ein Multiplizierer zusätzlich eingesetzt werden kann.

Den vorgehenden Erläuterungen wurden Schieberegister zugrundegelegt. Es können jedoch auch Speicher mit beliebigem Zugriff (random access memories = RAM) oder jede andere Art von geeigneten Speichern verwendet werden. Insbesondere kann das Schieberegister 511 des Schmetterlingskreises 510 in der ersten Stufe in Fig. 5 durch ein RAM mit einer Speicherkapazität von 4 Speichereinheiten ersetzt werden. Bei einer solchen Modifizierung werden die ersten Eingangsdaten auf die Daten, die vier Radarabtastimpulsperioden zuvor gespeichert worden sind, aus dem RAM für jedes Abtastintervall der empfangenen Radardaten ausgelesen. Die ausgelesenen Daten werden in die RAMs der Schmetterlingsschaltung 520 und 5 30 in der zweiten Stufe eingelesen, wärend die dem unmittelbar folgenden Reichweiteneinheitenbereich entsprechenden Daten gleichzeitig in das RAM der ersten Stufe

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eingelesen werden. Ferner sind die RAMs der zweiten und dritten Stufe so ausgelegt, daß sie die Speicherkapazitäten von zwei Folgen von Radardaten haben. Die Einschalt- und Ausleseoperationen werden jeweils mit den Abtastperioden durchgeführt.

Die in Fig. 7 dargestellte Multiplizierschaltung kann auch in der Art und Weise aufgebaut werden, wie das in Fig. 11 gezeigt ist. Das benötigt eine kleinere Anzahl von Schaltkomponenten. Im Gegensatz zu der Schaltung nach Fig. 7, wo die-Durchführung der Multiplikationen mit den Fourier-Koeffizienten mit Multiplizierern erfolgt, ist die Schaltung nach Fig. 11 so aufgebaut, daß die Radardaten mit festem, in solche mit gleitendem Komma ungewandelt und dann die Multiplikation mit den Fourier-Koeffizienten unter Verwendung eines programmierbaren Festspeichers (programmable read only memory = PROM) durchgeführt und dann daraus die ursprünglichen Daten mit festem Komma rekonstruiert werden. Die Multiplizierschaltung hat Eingangsklemmen 1170 und 1171, einen Addierer 117 2, einen Schaltkreis 17 3 zur Umwandlung einer Festkomma-Angabe in eine Fließkomma-Angabe, ein PROM 1174, einen Schaltkreis 117 5 zur Umwandlung einer Fließkomma-Angabe in eine Festkomma-Angabe und eine Ausgangsklemme 1176. Im Betrieb werden nun die Radardaten, die über die Eingangsklemme. 1170 und 1172 eingehen, im Addierer 1172 aufsummiert

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und durch den Konverter 1173 in einen Mantissenteil und einen Exponententeil aufgeteilt. Der Mantissenteil gelangt an den Speicher 1174, während der Exponententeil an den Konverter 117 5 gelangt. In dem Schaltkreis 117 5 wird die Datenlänge der Mantisse auf die Länge der an den Eingangsklemmen 501 und 502 in Fig. 4 eingehenden Eingangsdaten equalisiert.

Der Mantissenteil, der an den Speicher 117M· gelangt, dient als Adressendatum zum Auslesen der von dem Speicher PROM 117H mit dem Fourier-Koeffizienten 1/ 2 multiplizierten Daten. Die Daten des Mantissenteils., die von dem PROM mit dem Fourier-Koef fizienten multipliziert worden sind, und die Daten für den Exponenten aus dem Konverter 117 3 werden miteinander im Konverter 117 5 kombiniert. Die kombinierten Daten erscheinen an der Ausgangsklemme 117 6 in Form von Daten mit festem Komma. Natürlich kann die Multiplikation mit fließendem Komma auch bei anderen Ausführungsbeispielen der Erfindung Anwendung finden. Die Anwendung der Multiplikation mit fließendem Komma für eine DFT-Schaltung ist aus folgendem Grund von Vorteil. Wie vom Vorhergehenden zu ersehen, ist.die DFT-Einheit, kurz ausgedrückt, eine Operationsschaltung, die durch eine Kombination eines Multiplizierers und eines Addierers gebildetwird. Die Fourier-Koeffizienten sind alle kleiner oder gleich 1. Berücksichtigt man dise Tatsache, dann nimmt die analoge Größe des einer Fourier-Transforamtion unterworfenen Ausgangssignals einer N-Punkte-DFT im allgemeinen einen Wert an, der bis zu IJ mal so groß wie die analoge Größe am Eingang ist. Nimmt man an,

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m = log₂N,

dann nimmt die Bitzahl im binären Betrieb um m zu. Wird ein Festkomma System zur Durchführung der Multiplikation verwendet, dann braucht der Multiplizierer zur Durchführung der Grundoperation bei der diskreten Fourier-Transforamtion, nämlich der Summenbildung a Xi (a ist eine Konstente, Xi der gemessene Wert und i = 1, 2, ... N) die Möglichkeit zur Verarbeitung von (n- + m Bits)· χ (η + m Bits). Das beudeutet, daß eine Zunahme der Bitzahl um m eine große Zunahme der Schaltkomponenten bedingt.

Wird nun andererseits die Multiplikation a£Xi mit fließendem Komma vorgenommen, dann ist die Bitzahl für den Exponententeil des Ausdruckes

ΣΧί, wie sie für dieselben Genauigkeit bei festem Komma erforderlich ist, die Bitzahl η der Größe Xi. Daher kann in zufriedenstellender Weise zur Durchführung der Multiplikation ein Multiplizierer verwendet werden, der (n Bit) χ (η Bits) verarbeiten kann. Benötigt also die DFT-Einheit eine gewisse Anzahl von Stufen für die Addition, so vereinfacht die Durchführung der,Multiplikationen nach dem Fließkommeverfahren den Multiplizierbereich innerhalb der Hardware der DFT-Einheit ganz erheblich. Ist die Bitzahl niedrig, dann kann die Multiplikation mit Hilfe eines PROM anstatt eines Multiplizierers durchgeführt werden,

Im Vorhergehenden wurde vorwiegend davon ausgegangen, daß die Anzahl der Punkte der DFT 8 ist. Sie kann auch 16 oder 3 2 sein. In einem

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praktisch einzusetzenden Radarsystem gibt es natürlich gewisse Grenzen für die Anzahl der Punkte der DFT. Im allgemeinen ist die Pulsperiode (Pulse Repetition Period = PRP) des Abtastimpulses durch diejenige Zeit begrenzt, die notwendig ist, damit der Radarabtastimpuls diejenige Strecke in beiden Richtungen zurücklegt, die gleich dem Radius des Überwachungsbereiches ist, in dessen Mittelpunkt das Radarsystem aufgestellt ist. Nimmt bei gleichbleibender PRP die Umdrehungsgeschwindigkeit der Radarantenne gleichmäßig zu, dann nimmt die Anzahl der Rückkehrsignale von demselben Ziel, d.h. der Betrag der Radardaten für dasselbe Ziel in gleichem Maße ab. Umgekehrt gilt, daß, wenn man die Umdrehungsgeschwindigkeit der Radarantenne vermindert, der Betrag der Radardaten entsprechend zunimmt. Im letzteren Fall nimmt jedoch die Umdrehung der Antenne eine längere Zeit in Anspruch, so daß es schwieriger wird, ein Ziel, das sich mit hoher Geschwindigkeit bewegt, zu verfolgen. Es ergeben sich aus diesen Gründen gewisse Einschränkungen, wenn die PRP und die Umdrehungsgeschwindigkeit der Antenne feststehen. Bei einem normalen Radarsystem ist die Korrelation zwischen RückkehrSignalen, die man nacheinander für dasselbe Ziel innerhalb zehn bis sechzehn aneinander angrenzender Azimuth-Einheitenbereiche erhält, zufriedenstellend.

Zieht man diese Faktoren'in Betracht, so ergibt sich, daß die DFT-Einheit nach Fig. Io mehr Schaltkomponenten als diejenige nach Fig. 5 benötigt, da für jedes Fourier-Ausgangssignal eine parallele Operation durchgeführt wird. Jedoch nimmt die Anzahl der Schaltkomponenten, die bei der Schaltung nach Fig. 5 notwendig ist, exponentiell mit der Anzahl der Punkte zu, für die die DFT durchgeführt wird. Überschreitet die Anzahl der DFT einen gegebenen Wert, dann ist die Schaltung nach Fig. Io gegenüber der nach Fig. 5 vorteilhafter. Bei einem normalen Radar zur Feststellung bewegter Ziele, nimmt man jedoch, wie beschrieben, relativ wenig DFT-Punkte. Daher ist die Schaltung nach Fig. 5 vom Gesichtspunkt der Vereinfachung der Hardware her vorzuziehen.

- Ende der Beschreibung 909835/0501

e e

ZS:

r s e 11 e

Claims

Patentansprüche

1.J Radar zur Festeilung bewegter Ziele mit einem Sender zur Abstrahlung von Mikrowellen'impulsen vorbestimmter Länge und Wiederholungsfrequenz durch eine mit konstanter Umdrehungsgeschwindigkeit rotierende Antenne und mit einem Empfänger zur Wiederaufnahme von Rückimpulsen von stationären und bewegten Objekten in dem von der Antenne bestrichenen Raum, wobei die Rückimpulse für jede Einheit im Azimuth-Bereich einem Mikrowellenimpuls entsprechen und eine Folge von Radardaten bilden, deren Einheiten der Entfernung (Reichweite) in Richtung der Mikrowellenabstrahlung zugeordnet sind, wobei die Einheiten von der Breite der Mikrowellenimpulse abhängen, dadurch gekennzeichnet, daß Analog/Digital-Konverter (131,132) zur Umwandlung der Radardaten in digitale Signale vorgesehen sind, die an eine Einheite (133) zur kontinuierlichen Durch-

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Dresdner Bank Stuttgart 1919854 (BLZ 6OO80O00), Postscheckkonto Stuttgart 507 71-705

■St-

führung einer diskreten Fourier-Transformation (DFT-Einheit) gelangen, welche aus N der digitalen Signale, die die Rückimpulse von N Bereichseinheiten im Azimuth-Bereich darstellen, die aneinander angrenzen N kontinuierlich aufgetretenen Mikrowellenimpulsen entsprechen, N Dopplerfrequenz-Komponenten ableitet, die stets dann die Relativgeschwindigkeit der stationären und bewegten Objekte in den Bereichseinheiten im Azimuth-Bereich darstellen, wenn die unmittelbar vorhergehenden Radardaten für den in Azimuth-Richtung unmittelbar angrenzenden Einheitsbereich für dieselbe Bereichseinheit in Richtung der Reichweite eintreffen, und daß ferner eine Signalverarbeitungseinrichtung (13 4·) vorgesehen ist, die Signale am Ausgang der DFT-Einheit (133) derart umsetzt, daß die Rücksignale von den bewegten Objekten festgestellt und die Rücksignale von den stationären Objekten unterdrückt werden.

Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die DFT-Einheit (133) Schmetterlingsschaltkreise (51o, 52o, ..., 57o) enthält, die Speicher (511, 521, ..., 571) aufweisen, deren Speicherkapazität bestimmt wird durch das Produkt des ganzzahligen Vielfachen einer Speicherkapazitätseinheit, wobei die Speicherkapazitätseinheit einer Folge von Radardaten entspricht und der Anzahl von Bits, die innerhalb jedes der digitalisierten Radardaten einer Bereichseinheit in Richtung der Reichweite zugeordnet ist,' daß die am Eingang der Speicher anliegenden Signale in Multiplizierern (512, 522, ..., 57 2) vorbestimmten Fourier-Koeffizienten multipliziert werden und daß als Addierer (513, 523, ..., 573) oder Subtrahierer (514, 524, ..., 574) ausgebildete Schaltkreise (Addierer/Subtrahierer) vorgesehen sind, die die Signale am Ausgang der Multiplizierer und am Ausgang der Speicher addieren oder voneinander subtrahieren, und daß die Schmetterlingsschaltkreise in η Stufen (n = log₉N)

K-I
mit je

2 Schmetterlingsschaltkreise in der K-ten Stufe (K ist eine natürliche Zahl) aufgebaut sind, daß die Radardaten der ersten Stufe zugeführt werden, und daß die Verknüpfung der Stufen so erfolgt, daß die Ausgangssignale der Addierer/

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Subtrahierer (513, 514, 523, 524, ..., 573, 574) an die Eingänge der Speicher der Schmetterlingsschaltkreise der nachfolgenden Stufen gelangen und daß ferner das Einlesen und das Auslesen in und aus den Speichern synchron mit dem Mikröwellenimpuls stattfindet.

3. Radar nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität der Speicher (511, 521, ..., 571) in den Schmetter ling s scha It k:
einheit ist.

lingsschaltkreisen N/2 so groß wie die Speicherkapazitäts-

4. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die DFT-Einheit (133) Schmetterlingsschaltkreise (51o, 52o, ..., 57o) enthält, die die Schieberegister (511, 521, ..., 571) aufweisen, deren Speicherkapazität bestimmt wird durch das Produkt des ganzzahligen Vielfachen einer Speicherkapazitätseinheit (wobei die Speicherkapazitätseinheit einer Folge von Radardaten entspricht) mit der Anzahl von Bits, die innerhalb jedes der digitalisierten Radardaten einer Bereichseinheit zugeordnet ist, daß die am Eingang der Schieberegister anliegenden Signale in Multiplizierern (512, 522, ..., 57 2) mit vorbestimmten Fourier-Koeffizienten Multipliziert werden und daß als Addierer (513, 523, ..., 573) oder Subtrahierer (514, 524, ..., 574) ausgebildete Schaltkreise (Addierer/Subtrahierer) die Signale am Ausgang der Multiplizierer und am Ausgang der Schieberegister addieren oder voneinander subtrahieren, und daß die Schmetterlingsschaltkreise in η Stufen (n = log₉N)

K—1
mit je 2 Schmetterlingsschaltkreise in der K-ten Stufe (K ist eine natürliche Zahl) aufgebaut sind, daß die Radardaten der ersten Stufe zugeführt werden, und daß die Verknüpfung der Stufen so erfolgt, daß die Ausgangssignale der Addierer/Subtrahierer an die Eingänge der Schieberegister der Schmetterlingsschaltkreise der nachfolgenden Stufen gelangen.

5. Radar nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität der Schieberegister N/2 so groß wie die Speicherkapazitätseinheit ist.

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6. Radar nach Anspruch 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schmetterlingsschaltkreise durch zwei Multiplizierer (6o2, 6o3) gebildet werden, denen die dem Schmetterlingskreis zugeführten Signale zugeführt werden und je mit einem vorgegebenen Fourier-Koeffizienten, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen multipliziert werden, daß ferner die genannten Speicher bzw. Schieberegister (6ol) sowie zwei Addierer (6o4, 6o5) vorgesehen sind, deren erster Eingang mit dem Ausgang des Speichers oder Schieberegisters mit deren anderer Eingang mit dem Ausgang eines Multiplizierers verbunden ist.

7. Radar nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die DFT-Einheit einen Speicher (lool) mit einer Speicherkapazität von Speicherkapazitätseinheiten aufweist, der zur parallelen Abgabe der gespeicherten Radardaten an N Ausgangsklemmen geeignet ist, daß ferner in η Stufen (n = log₂N) Operationsschaltkreise vorgesehen sind, die je N/2 Addierer (Io3o bis loUl), N/2 Subtrahierer (Io5o bis Io61) und N/2 Multiplizierer (lolo bis Io21) enthalten, und daß eine Gruppe (Io3o bis Io33) von N/2 Addierern in der ersten Stufe so geschaltet ist, daß ihr erster Eingang jeweils mit einer (N/2+1)-ten bis N-ten Ausgangsklemme des Speichers (lool) verbunden ist und ihr zweiter Eingang jeweils mit dem Ausgang eines Multiplizierers (lolo bis Iol3) verbunden ist, in dem eine Multiplikation mit einem vorbestimmten Fourier-Koeffizienten erfolgt und an die Multiplizierer die Ausgänge des Speichers gelangen, die gegenüber denjenigen, die an den ersten Eingängen der Addierer gelangen um N/2 Datenlaufzeiten verzögert sind, und daß eine Gruppe (Io5o bis Io52) von N/2 Subtrahierern so geschaltet ist, daß an ihre Eingänge je dieselben Signale wie an die Eingänge der Addierer der genannten Gruppe gelangen und in der (K-I)-ten Stufe N/2 Addierer vorgesehen sind, die je mit ihrem ersten Eingang entweder mit der vorhergehenden Ausgangsklemme des Speichers oder mit dem Ausgang eines Addierers der vorhergehenden Stufe verbunden ist und mit ihrem zweiten Eingang mit einem Multiplizierer (loll bis Iol7) verbunden ist, indem eine Multiplikation mit einem vorgegebenen Fourier-Koeffizienten erfolgt,

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wobei das dem Multiplizierer zugeführte Signal dasjenige am Ausgang des Addierers der vorhergehenden Stufe ist, an dessen Eingang ein Signal gelangt, das gegenüber dem Signal am Ein gang des vorgenannten Addierers der vorhergehenden Stufe um N/2 Datenlaufzeiten verzögert ist, und daß in der (K-l)-ten Stufe ferner eine Gruppe von N/2 Subtrahierern vorgesehen ist, an deren Eingänge dieselben Signale wie an die Eingänge der Addierer gelangen.

8. Radar nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Subtrahierer in der ersten Stufe N/2 Addierer vorgesehen sind, deren erster Eingang mit dem Eingang eines zur ersten Gruppe gehörenden Addierers verbunden ist und deren zweiter Eingang mit dem Ausgang eines Multiplizierers (lolo bis Iol3) verbunden ist, in dem die um N/2 Datenlängen zeitlich verzögerten Daten mit einem Fourier.Koeffizienten multipliziert werden, dessen Wert gleich, dessen Vorzeichen jedoch entgegengesetzt dem des vorgenannten vorbestimmten Fourier-Koeffzienten ist, und daß in der K-ten Stufe anstelle der Subtrahierer N/2 Addierer vorgesehen sind, deren erste Eingänge entsprechend verbunden sind,

9. Radar nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Multiplizierer einen Konverter enthält, der ein Datum mit festem Komma in ein Datum mit fließendem Komma konvertiert und ein Ausgangssignal in Form eines Mantissen-Teils und eines Exponenten-Teils abgibt, wobei die Daten eine vorgegebene Anzahl von Ziffern aufweisen, und daß ferner ein Festwertspeicher vorgesehen ist, an den der Mantissen-Teil als Adresse gelangt und der ein Datum abgibt, das gleich dem empfangenen Datum multipliziert mit einem vorgegebenen Fourier-Koeffzienten ist, und bei dem ferner ein weiterer Konverter das Datum mit fließendem Komma in ein Datum mit festem Komma rückumwandelt.

Io. Radarsystem nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet , daß die Anzahl N der Punkte der diskreten Fourier-Transformation 8 ist.

- Ende der Patentansprüche -

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