DE60113834T2

DE60113834T2 - Doppeldetektionsverarbeitung zum detektieren von signalen mit hoher beschleunigungsunbestimmtheit

Info

Publication number: DE60113834T2
Application number: DE60113834T
Authority: DE
Inventors: G. Barry MATTOX
Original assignee: Lockheed Corp; Lockheed Martin Corp
Current assignee: Lockheed Martin Corp
Priority date: 2000-04-28
Filing date: 2001-04-24
Publication date: 2006-07-13
Anticipated expiration: 2021-04-25
Also published as: IL152494A; EP1287377A1; US6313785B1; ATE306087T1; EP1287377A4; AU2001259120A1; EP1287377B1; DE60113834D1; NO20025169L; NO20025169D0; WO2001084178A1; IL152494A0

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung zur Signalverarbeitung für Radarsysteme. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Zweiweg-Radarsignalverarbeitung, bei der Radarrücksignale mit hohem Rauschabstand kohärent integriert werden, um ein Signal zu detektieren, und Signale mit niedrigem Rauschabstand durch schnelle Fourier-Transformationen kohärent integriert und zusätzlich inkohärent integriert werden, um ein Signal zu detektieren.
Stand der Technik
Radarsysteme senden Signale und erfassen Echos, die von entfernten Zielobjekten reflektiert werden, um die Zielobjekte zu erfassen. Die Erfassung eines Zielobjekts umfasst z. B. die Bestimmung der Position, der Bewegungsrichtung, der Geschwindigkeit und der Beschleunigung von Zielobjekten. Radarsysteme senden typisch Signale vorgegebener Frequenzen in Form von Impulsen oder Signalformen, die in veränderlichen Frequenzen gesendet werden. Gesendete Radarsignalformen veränderlicher Frequenz können verwendet werden, um linearfrequenzmodulierte Chirp-Impulse oder einige derartige Signalcodierungsschemata zu implementieren. Die gesendeten Signale können in der Frequenz variieren, z. B. aus dem Megahertzbereich bis zu Lichtwellenfrequenzen im sichtbaren Spektrum. Herkömmliche Radarsysteme können einen ortsgleichen Sender und Empfänger aufweisen, oder sie können einen Sender und einen Empfänger aufweisen, die sich an unterschiedlichen Positionen befinden.
Die Signalstärke ist wichtig beim Erkennen von Informationen über ein Zielobjekt. Weil sich die Signalstärke des Rücksignals invers in der vierten Potenz des Abstands R zwischen dem Radarsystem und dem Ziel (1/R⁴) verändert, neigt die Signalstärke des Rücksignals dazu, im Vergleich zu dem gesendeten Signal schwach zu sein. Zusätzlich zu dem Abstand zwischen dem Radarsystem und dem Ziel werden Signalstärke und Signalqualität außerdem durch Radarparameter und Zielgrößen beeinflusst. Radarapertur, Sendeleistung und Verstärkergüten sind Beispiele für Radarparameter, die die Zielerfassungsfähigkeit eines Radarsystems beeinflussen. Ebenso beeinflussen ferner Zielgröße, Form, Zielobjektmaterial und Zielgeschwindigkeit/-beschleunigung die Rücksignalstärke und Rücksignalqualität. Zum Beispiel können Raketen als Zielobjekte besonders schwierig zu erfassen sein, weil sie dazu neigen, sich schnell bewegende kleine Ziele mit einem hohen Beschleunigungsunsicherheitsgrad zu sein. Weil sich Radarrücksignale auf den Pegel des Hintergrundrauschens verringern, neigen sie außerdem dazu, sehr schwer detektierbar zu sein.
Eine Signalverarbeitung kann verwendet werden, um schwache Radarrücksignale zu detektieren und um die Doppler-Eigenschaften von Rücksignalen zur Bestimmung von Position, Geschwindigkeit und Beschleunigung des Zielobjekts zu erkennen. Da der Rauschabstand (SNR) sinkt, wird eine Signalverarbeitung für die Signaldetektion wichtiger. Die Signalverarbeitung wird rechentechnisch beschwerlicher, während der Rücksignal-Rauschabstand kleiner wird, da das Rückkehrsignal in das Hintergrundrauschen übergeht. Im Allgemeinen sind Signale niedrigen Rauschabstands mit weniger unbekannten Größen leichter zu detektieren als Signale niedrigen Rauschabstands mit mehr unbekannten Größen. Beispielsweise sind Signale mit einem bekannten Beschleunigungswert leichter zu detektieren als Signale mit einer unbekannten Beschleunigungskomponente.
Um die unbekannten Größen von Rücksignalen zu verringern und die Signalverarbeitung auf diese Art zu verbessern, senden Radarsysteme typisch kohärente Radarsignale. Signalkohärenz bedeutet, dass die Phase von einem gesendeten Signal zum nächsten stetig ist, als ob die Signale aus derselben stetigen Signalform abgespalten wurden. Mit einem bekannten Wert oder Erwartungsbereich der Signalphase ist es möglich, Rücksignale während der Signalverarbeitung und -detektion leichter zu manipulieren. Durch Verwendung kohärenter Signale können Radarsysteme Doppler-Verschiebungen infolge von Änderungen der Relativgeschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt detektieren.
Die Signalverarbeitung umfasst im Allgemeinen eine kohärente Integration, um Rücksignale aus dem Zeitbereich in den Frequenzbereich zu transformieren. Normalerweise wird ein Filter mit schneller Fourier-Transformation (FFT) für die kohärente Integration verwendet. Die Signalverarbeitung kann nun verwendet werden, um die empfangenen Rücksignale zu analysieren, sobald sie in der Frequenzbereichsform dargestellt sind. Allerdings erfordern herkömmliche Radarsysteme auch für eine Frequenzbereichsanalyse, dass die Rücksignale eine aus reichende Signalstärke besitzen.
1A ist eine Darstellung des FFT-Frequenzbereichs eines empfangenen Signals. Die in 1A gezeigte FFT gibt die Relativgeschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt an. Zielobjekte mit hohen Geschwindigkeiten relativ zu dem Radarsystem weisen höhere Frequenzen auf und werden nach rechts verschoben gezeigt. Zielobjekte, die sich in Bezug auf das Radarsystem langsamer bewegen, weisen niedrigere Frequenzen auf und werden nach links verschoben gezeigt.
Durch Analysieren der FFTs, die den unterschiedlichen Zeitabschnitten entsprechen, können Änderungen der Zielgeschwindigkeit bestimmt werden. Das Detektieren von Zielgeschwindigkeitsänderungen in verschiedenen Zeitabschnitten erlaubt, eine Näherung der Beschleunigung vorzunehmen. Um eine solche näherungsweise Beschleunigungsbestimmung unter Verwendung eines herkömmlichen Radarsignalprozessors vorzunehmen, muss das empfangene Signal bei jeder FFT stark genug sein, um detektiert zu werden. Falls der Rauschabstand für eine Zielerfassung der einzelnen FFTs zu niedrig ist, kann kein Geschwindigkeitsvergleich ausgeführt werden, um die Beschleunigung zu bestimmen.
In herkömmlichen Radarsystemen kann eine Signalverarbeitung verwendet werden, um die Rücksignale zu detektieren und um eine unbekannte Zielbeschleunigung für Rücksignale, die durch einen hohen Rauschabstand gekennzeichnet sind, zu bestimmen. Herkömmliche Radarsysteme können auch in der Lage sein, das Vorhandensein von Rücksignalen, die durch einen niedrigen Rauschabstand gekennzeichnet sind, zu detektieren, jedoch nur, falls die Beschleunigungskomponente des Rücksignals bekannt ist.
In dem US-Patent Nr. 5.784.026 sind eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erfassung sich bewegender Luftziele unter Verwendung einer Optimalfilterung, um das Radarbeschleunigungsecho von einem gesendeten Radarsignal zu messen, offenbart. Das System enthält einen Sender, der ein Signal erzeugt, das mit einer vorgegebenen Frequenz schwingt, die durch einen Modulator gesteuert wird, so dass der Sender wiederholt Impulse kurzer Dauer ausgibt. Die Ausgabeimpulsfrequenz wird zu einer Antenne geführt, die die Energie in den freien Raum abstrahlt. Reflektierte elektromagnetische Wellenenergie wird von der Antenne empfangen, um ein Radarrücksignal zu erzeugen, das in einem Empfänger verarbeitet wird, der einen Funkfrequenzverstärker mit einem Ausgang enthält, der mit einem lokalen Oszillatorsignal gemischt wird, das an einen ZF-Verstärker angelegt ist. Ein Ausgang des ZF-Verstärkers wird mit dem Ausgang eines ZF-Oszillators gemischt, wobei das gemischte Signal durch einen Tiefpassfilter zu einem Impulskompressionsnetz durchläuft. Ein Ausgang des Impulskompressionsnetzes wird in eine Optimalfilter-Prozessormatrix eingelesen, die mehrere Ausgänge besitzt, die an einen adaptiven Schwellenwertdetektor angelegt sind. Die Ausgänge von dem adaptiven Schwellenwertdetektor werden einer Anzeige zugeführt, um von einem Menschen zu verstehende Informationen zu erzeugen. Ausführlicher umfasst das offenbarte Radarsystem zur Erfassung eines beschleunigenden Luftziels gegen einen Clutter-Hintergrund einen Sender, eine Antenne, einen Empfänger, mehrere Optimalfilter und mehrere Gleitfensterintegratoren. Die mehreren Optimalfilter sind an den Empfänger angeschlossen, um die verarbeitete Echowelle zu filtern, wobei jedes der mehreren Filter Koeffizienten aufweist, um eine bestimmte Zielbeschleunigungsrate der Zielechowelle durchzulassen und um die Clutter-Echowelle im Wesentlichen zu dämpfen. Die mehreren Gleitfensterintegratoren sind in einer Eins-zu-Eins-Anordnung mit den mehreren Optimalfiltern zur Verarbeitung der Ausgabe des zugeordneten Filters, um das beschleunigende Luftziel zu erfassen, verbunden.
In den Proceedings of the 24^th Annual Conference of the IEEE, Aachen, Deutschland, 31. August bis 4. September 1998, haben Fukushima u. a. ein Verfahren zur "zur Erfassung eines beschleunigten Ziels durch abtastende Nachdetektion" ("accelerated target detection by scanning post-detection integration") offenbart. Bei einer herkömmlichen Nachdetektionsintegration (PDI) wird angenommen, dass ein Ziel stationär ist, wobei die Doppler-Frequenz konstant ist. Falls das Ziel beschleunigt wird, verschlechtert sich die Zielerfassungsleistung. Fukushima u. a. schlagen ein neues Verfahren vor, eine abtastende PDI, das die PDI ausführt, während die Doppler-Verschiebung kompensiert wird, die durch die Zielbeschleunigung verursacht wird. Wenn sich die Doppler-Frequenz während einer Messung verschiebt, wird der bei der abtastenden PDI eingesetzte Integrationsweg dementsprechend gewählt.
Das US-Patent Nr. 6.018.311 offenbart eine inkohärente Gewinnerhöhungstechnik für eine verbesserte Leistung der Detektionsschätzung. Die Technik mit einem Algorithmus für eine inkohärente Gewinnerhöhung (NGE) in Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung implementiert eine inkohärente Integration einer ver größerten Signalgruppe, die aus überlappten kohärenten Verarbeitungsintervallen (CPIs) erhalten wird, über eine oder mehrere hypothetisierte Entfernungs-Geschwindigkeits-Trajektorien. Der größte Teil der Gewinnerhöhung steht in Zusammenhang mit der Wiedergewinnung des Signalverarbeitungsverlusts, der aus der Anwendung strenger Amplitudengewichtungsfenster auf Signaldaten-Zeitreihen vor einer DFT-/FFT-Verarbeitung resultiert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Anmelder erkennen, dass die Rechenkomplexität der Signalverarbeitung sehr viel umfangreicher wird, in einem Ausmaß, das über die Rechenfähigkeiten heutiger Technik hinaus geht, falls die Beschleunigung für Signale mit niedrigem Rauschabstand nicht bekannt ist. Die Anmelder geben einen Nachteil herkömmlicher Radarsysteme an, der in der Unfähigkeit besteht, aufgrund der Rechenlasten einer Signalverarbeitung Rücksignale mit niedrigem Rauschabstand und unbekannter Beschleunigung über einen weiten Beschleunigungsbereich zu detektieren.
Die vorliegende Erfindung verringert die Rechenlasten, die mit der Verarbeitung von Rücksignalen unbekannter Beschleunigung und mit niedrigen Rauschabständen verbunden sind. Die vorliegende Erfindung schafft eine effizientere Möglichkeit der Ausführung der inkohärenten Integrationsoperation.
Im Allgemeinen sind die beispielhaften Ausführungsformen auf eine Signalverarbeitung gerichtet, die einen Zweiweg-Signalprozessor verwendet. Ziele in nächster Nähe neigen dazu, hohe Rauschabstandswerte aufzuweisen, wobei sie außerdem dazu neigen, hohe Winkelbeschleunigungskomponenten zu besitzen. Weit entfernte Ziele neigen dazu, einen niedrigen Rauschabstand und niedrigere Winkelbeschleunigungen zu besitzen. Die Erfassung weit entfernter Ziele mit niedrigem Rauschabstand kann erreicht werden, indem eine inkohärente FFT-Matrix mit Beschleunigungsfächern gebildet wird. Eine derartige Verwendung von Beschleunigungsfächern stellt jedoch rechentechnisch eine Belastung dar.
Es ist ein kennzeichnendes Merkmal der vorliegenden Erfindung, dass die Matrix der Frequenzbereich-Schablonen inkohärent mit einer verringerten Anzahl von Beschleunigungsfächern gebildet wird. Die Rechenlasten werden daher verringert.
Da Ziele in nächster Nähe dazu neigen, in Bezug auf den Rauschabstand höher zu liegen, brauchen lediglich die Ziele mit niedrigem Rauschabstand und niedriger Beschleunigung durch die Verwendung der umfangreicheren Verarbeitung, die Beschleunigungsfächer verwendet, detektiert zu werden. Die Ziele in nächster Nähe, die dazu neigen, höhere Rauschabstandswerte zu besitzen, können in einzelnen FFT-Schablonen detektiert werden. Unter Verwendung einer Zweiweg-Signalverarbeitung gemäß der vorliegenden Erfindung detektiert der Signalprozessor Signale mit unbekannten Beschleunigungskomponenten ohne eine übermäßig belastende Rechenlast für den Signalprozessor.
Die vorliegende Erfindung ist auf ein Signalverarbeitungsverfahren und -system zum Erfassen von Zielobjekten gerichtet. Gemäß einer Ausführungsform des Signaldetektionsverfahrens werden elektromagnetische Signale empfangen, die Zielobjektsignale mit unbekannter Geschwindigkeit und Beschleunigung enthalten. Zielobjektsignale von weit entfernten Zielobjekten neigen dazu, kleinere Beschleunigungskomponenten aufzuweisen als Zielobjektsignale von Zielobjekten in nächster Nähe. Die empfangenen Signale werden kohärent integriert, um sie aus den Zeitbereichsabschnitten in Frequenzbereich-Datenschablonen zu transformieren. Die Schablonen werden hierauf in einer Matrix angeordnet, die Beschleunigungsfächer enthält, wobei die Matrix der Frequenzbereich-Schablonen mit einer verringerten Anzahl von Beschleunigungsfächern inkohärent gebildet wird. Da die Bildung von Beschleunigungsfächern erhebliche Verarbeitungsressourcen erfordert, bildet und analysiert die vorliegende Erfindung lediglich Beschleunigungsfächer mit niedriger Beschleunigung. Daraufhin analysiert die vorliegende Erfindung periodisch einzelne Schablonen hinsichtlich des Vorhandenseins von Zielobjektsignalen mit hohem Rauschabstand. Die einzelnen Schablonen können hinsichtlich eines relativ weiten Bereichs hoher Zielobjekt-Beschleunigungswerte analysiert werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Weitere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden dem Fachmann auf dem Gebiet beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen zusammen mit der beigefügten Zeichnung klar, in der gleiche Bezugszeichen zur Bezeichnung gleicher Elemente verwendet worden sind, wobei:
1A eine Darstellung des FFT-Frequenzbereichs eines empfangenen Signals ist;
1B eine Darstellung des FFT-Frequenzbereichs eines empfangenen verrauschten Signals ist;
1C und 1D vereinfachte prinzipielle Darstellungen der FFTs der 1A und 1B sind;
2A eine FFT-Matrix ist, die ein konstantes Geschwindigkeitssignal und statistisches Rauschen enthält;
2B eine FFT-Matrix ist, die ein Signal mit einer konstanten Beschleunigungskomponente und statistisches Rauschen enthält;
3 ein Ablaufplan ist, der eine Signalverarbeitung mit Zweifachdetektion gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht; und
4 ein Radarsystem für eine Zweifachdetektionsverarbeitung von Signalen mit einer Beschleunigungsunsicherheit gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGS FORMEN
1B ist eine Darstellung des Frequenzbereichs eines empfangenen verrauschten Signals. Es kann eine Signalverarbeitung über einen Prozess einer kohärenten Integration oder Frequenzbereichstransformation verwendet werden, um empfangene Signale aus dem Zeitbereich in eine Frequenzbereichsdarstellung zu transformieren. Die kohärente Integration wird allgemein durch die Verwendung eines Filters mit Fourier-Transformation oder eines Filters mit einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) erzielt. Um die Erläuterung der vorliegenden Erfindung zu vereinfachen, wird das Konzept einer kohärenten Integration oder Frequenzbereichstransformation als FFT-Verarbeitung oder einfach als FFT bezeichnet. Weitere äquivalente Verfahren einer Frequenzbereichstransformation oder kohärenten Integration wie etwa optische Fourier-Transformationen, Filterbänke oder ähnliche Verfahren oder Vorrichtungen können ebenso mit der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Wenn die empfangenen Signale in den Frequenzbereich transformiert worden sind, kann die Signalverarbeitung verwendet werden, um die Doppler-Verschiebung eines kohärenten Signals zu analysieren, um Informationen über das Zielobjekt zu ermitteln, solange wie das Rücksignal eine ausreichende Signalstärke besitzt. Die FFT des empfangenen verrauschten Signals von 1B, die durch ein niedriges Verhältnis der Signalstärke zum Störpegel gekennzeichnet ist, veranschaulicht Probleme, die auftreten können, wenn versucht wird, ein reflektiertes Signal mit einem niedrigen Rauschabstand zu detektieren, d. h. einem Signal, das nicht sehr viel stärker ist als das Hintergrundrauschen. Wie in der Figur zu sehen ist, ist nicht klar, ob die erste Spitze, die zweite Spitze oder beide Rücksignale sind. In einer relativ verrauschten Umgebung mit hohen Störpegeln sind vielleicht beide der Spitzen von 1B nur Störimpulse oder eine andere Form der Störung anstatt Rücksignale. Anstrengungen, um Rücksignale mit niedrigem Rauschabstand zu detektieren, führen oft zu unannehmbar hohen Fehldetektionsraten.
Optimal weist ein zu detektierendes Signal eine viel stärkere Signalstärke auf als das umgebende Rauschen und die umgebende Störung. Jedoch kann selbst ein Rücksignal mit hohem Rauschabstand und großer Stärke zu Detektionsproblemen führen. Zum Beispiel können starke Signale von harmonischen Nebensignalen begleitet sein. Solche Harmonischen können selbst fälschlicherweise als Signale detektiert werden.
Die 1C und 1D sind vereinfachte prinzipielle Darstellungen der Frequenzbereichsdarstellung oder FFTs der 1A und 1B. Eine Einzelfrequenzbereich-Darstellung, die einem bestimmten Zeitabschnitt des empfangenen Signals entspricht, wie sie z. B. in den 1C und 1D gezeigt ist, kann als eine FFT-Schablone oder einfach als eine FFT bezeichnet werden. Eine FFT-Schablone kann als eine Zeile von Anzahlen oder Einheiten von Daten gezeigt werden, wobei jede Anzahl oder Einheit von Daten die Stärke eines Rücksignals und/oder einer Rauschkomponente bei einer gegebenen Frequenz darstellt. Die einzelnen Dateneinheiten, die eine FFT-Schablone bilden, werden als FFT-Linien bezeichnet.
2A ist eine FFT-Matrix, die zusammen mit statischem Rauschen ein konstantes Geschwindigkeitssignal enthält. Die FFT-Matrix, die einfach als eine Matrix bekannt ist, wird durch Ausrichten und Stapeln verschiedener FFT-Schablonen aufgebaut, die aus unterschiedlichen Zeitabschnitten des empfangenen Signals transformiert werden. Der Prozess des Ausrichtens und Stapelns der verschiedenen FFT-Schablonen ist eine vorbereitende Maßnahme für das inkohärente Hinzufügen der FFT-Schablonen. Die Matrix ist in dem Sinn inkohärent, dass Phasendaten, die zu den Rücksignalen gehören, verworfen werden, da die Phase für Zeiten länger als die Kohärenzzeit dekorreliert. Dies wird normalerweise durch Verwendung des quadrierten Betrags jeder FFT-Linie erreicht.
Die Verwendung einer solchen Matrix zur Detektion von Signalen niedrigen Rauschabstands mit unbekannter Beschleunigung führt nicht zu einer übermäßigen Zeitverzögerung, solange die Verzögerung wegen der inkohärenten Integration beträchtlich kürzer ist als die zur Ausführung einer Detektionsentscheidung zulässige Beobachtungszeit. Ein Gebrauchmachen von der zulässigen Gesamtbeobachtungszeit, um die zuverlässigste Detektionsentscheidung zu erhalten, erfordert die inkohärente Integration von Zwischenergebnissen kohärent integrierter Abschnitte des Rücksignals. Zum Beispiel können, wenn die Kohärenzzeit für ein Rücksignal von einer Rakete 100 Mikrosekunden beträgt und nicht weniger als 100 Millisekunden Beobachtungszeit erlaubt werden, 1000 Produkte kohärenter Integrationen (d. h. 1000 der 100-Mikrosekunden-Abschnitte) inkohärent integriert werden.
Die schnelle Fourier-Transformation eines bestimmten Zeitabschnitts des Rücksignals wird als eine FFT-Schablone (horizontale Zeile) in der FFT-Matrix widergespiegelt. Eine große Zahl in der Zeile zeigt das Vorhandensein eines Signals an (oder eines Störimpulses, der als ein Signal wahrgenommen wird). Die horizontale Achse in einer FFT-Matrix entspricht der Doppler-Frequenz, die eine Zielgeschwindigkeitsangabe ist. Signale zum linken Ende der Schablone hin weisen niedrigere Zielgeschwindigkeiten auf als Signale zum rechten Ende hin. Signale unterschiedlicher FFT-Schablonen, die sich in derselben vertikalen Spalte befinden, besitzen dieselbe Frequenz und weisen daher dieselbe Zielgeschwindigkeit auf. Daher stellen FFT-Matrixspalten Geschwindigkeitsfächer oder Geschwindigkeitstore dar. Die Matrix umfasst eine Anzahl benachbarter Geschwindigkeitsfächer, die den Spalten der Matrix entsprechen.
Jede Zeile der Matrix von 2A bildet eine FFT-Schablone für einen anderen Zeitabschnitt des empfangenen Signals. Durch Anordnen mehrerer FFTs aus verschiedenen Zeitabschnitten in einer FFT-Matrix, kann eine Signalverarbeitung ferner verwendet werden, um Signale bei niedrigen Signalstärkepegeln in Bezug auf den Störpegel zu detektieren. Statistik kann verwendet werden, um zu bestimmen, ob ein Signal vorhanden ist oder nicht. Eine statistische Analyse zur Signaldetektion umfasst eine Bestimmung, ob es einen Trend desselben Signals gibt, das in einer Anzahl unterschiedlicher FFT-Schablonen vorhanden ist. Zum Beispiel wird erwartet, dass das Rücksignal eines Ziels mit konstanter Geschwindigkeit in einem Geschwindigkeitsfach der FFT-Matrix als eine vertikale Spalte von FFT-Linien, die das Signal enthält, erscheint, wie in 2A gezeigt ist. Falls die Rücksignale konstanter Geschwindigkeit einen niedrigen Rauschabstand aufweisen, zeigt sich die Signalkomponente des Geschwindigkeitstors für einzelne FFTs möglicherweise nicht deutlich. Allerdings können die Daten von den mehreren FFTs statistisch analysiert werden, um festzustellen, ob ein Ziel vorhanden ist oder nicht. Der Prozess der Summierung von FFT-Linien aus unterschiedlichen FFT-Schablonen zur statistischen Analyse und Signalverarbeitung wird als inkohärentes Hinzufügen der FFT-Linien bezeichnet, da die Phasendaten der Signale verworfen worden sind.
2B ist eine FFT-Matrix, die ein Signal mit einer konstanten Beschleunigungskomponente und statistisches Rauschen enthält. Ein Rücksignal mit einer Beschleunigungskomponente ist in unterschiedlichen Geschwindigkeitsfächern der verschiedenen FFT-Schablonen, die eine Matrix bilden, zu erkennen. Das heißt, ein Signal mit einer Beschleunigungskomponente ist definitionsgemäß durch eine Geschwindigkeit gekennzeichnet, die sich über die Zeit ändert. Daher erscheint es, dass sich das Signal für nachfolgende FFT-Schablonen (Zeilen) quer über die Geschwindigkeitsfächer (Spalten) bewegt. Mit anderen Worten ein Beschleunigungssignal "wandert" quer über verschiedene Geschwindigkeitsfächer von einer FFT-Schablone der Matrix nach unten zu der nächsten. Größere Beschleunigungskomponenten sind durch größere Wanderungsgeschwindigkeiten gekennzeichnet.
Eine Wanderungsgeschwindigkeit erzeugt ein Signal mit einer Beschleunigungssteigung. Signale mit kleinen Beschleunigungskomponenten, d. h., die hinsichtlich der Geschwindigkeit nahezu konstant sind, wandern über relativ wenig Geschwindigkeitsfächer und treten nahezu vertikal auf. Je größer die Beschleunigung ist, über desto mehr Geschwindigkeitsfächer wandert das Signal und umso mehr flacht sich die Steigung ab, wobei sie sich der Horizontalen zuneigt. Im Kontext der vorliegenden Offenbarung ist definiert, dass der Begriff "Beschleunigung" im absoluten Sinn als auch hinsichtlich einer Relativbewegung zwischen dem Ziel und dem Radarsystem entweder eine positive Beschleunigung oder eine negative Beschleunigung sein soll. Folglich wird von einem Signal von einem Ziel, das entweder beschleunigt oder verzögert, angenommen, dass es eine Beschleunigungskomponente besitzt. Es wird angemerkt, dass ein Ziel, das verzögert wird, eine negative Beschleunigungssteigung aufweist. Ein verzögerndes Ziel scheint abwärts und zur linken Seite einer FFT-Matrix zu verlaufen.
Um ein Signal mit einer unbekannten Beschleunigungskomponente zu detektieren, werden die Schablonen entlang jeder möglichen Beschleunigungssteigung inkohärent addiert und signalverarbeitet. Typischerweise ist im Voraus weder eine Beschleunigung noch eine Geschwindigkeit für ein Ziel bekannt. Deshalb müssen für ein Rücksignal mit unbekannter Beschleunigung und Geschwindigkeit alle auflösbaren Beschleunigungssteigungen für jedes Geschwindigkeitsfach, nicht nur für das erste Geschwindigkeitsfach, ausgewertet werden. Das heißt, die Detektion eines Signals mit niedrigem Rauschabstand und unbekannter Beschleunigung macht es erforderlich, dass alle Beschleunigungssteigungen für jedes Geschwindigkeitsfach der Matrix analysiert werden müssen. Folglich wird jede Beschleunigungssteigung für das Geschwindigkeitsfach 0 ausgewertet, wonach jede Beschleunigungssteigung für das Geschwindigkeitsfach 1 ausgewertet wird usw. nach oben durch alle Geschwindigkeitsfächer der Matrix.
Ein Signal mit einer Beschleunigungsunsicherheit unter Verwendung herkömmlicher "Brute-Force"-Verarbeitungsverfahren zu detektieren, würde ein enormes Berechnungsvolumen erfordern. Die Fähigkeit, derartige Brute-Force-Berechnungen durchzuführen, übersteigt die rechentechnischen Fähigkeiten derzeitiger Systeme. Folglich erfordern Signale niedrigen Rauschabstands mit Beschleunigungsunsicherheit eine Signalverarbeitung, die gemäß herkömmlicher Verfahren oder der Fähigkeiten herkömmlicher Signalprozessoren nicht durchführbar ist.
Die folgende Beziehung definiert die Verarbeitungslast, die für eine inkohärente Integration von Rücksignalen niedrigen Rauschabstands mit Beschleunigungsunsicherheit erforderlich ist. Die Geschwindigkeitsauflösung ist der Genauigkeitsgrad bei der Detektion einer Geschwindigkeit des Ziels und entspricht der Breite jedes Geschwindigkeitsfachs. Die Geschwindigkeitsauflösung δv ist umgekehrt proportional zur kohärenten Integrationszeit T. Die Geschwindigkeitsauflösung δv kann beschrieben werden durch die Gleichung: δv = λ/(2T) (1)
In Gleichung (1) ist δv die Geschwindigkeitsauflösung, wobei λ die Wellenlänge des Rücksignals ist und T die kohärente Integrationszeit ist.
Die Geschwindigkeitsunsicherheit Δv, die der Bereich möglicher Geschwindigkeiten ist, die ein Signalprozessor detektieren kann, entspricht der Breite der FFT-Matrix. Im Idealfall stellt die Geschwindigkeitsunsicherheit Δv den Bereich von Geschwindigkeiten dar, die ein Rücksignal wahrscheinlich enthält. Die Anzahl von Geschwindigkeitsfächern M wird bestimmt, indem die Geschwindigkeitsunsicherheit Δv durch die Geschwindigkeitsauflösung δv geteilt wird: M = Δv/δv (2)
In Gleichung (2) ist M die Anzahl der Geschwindigkeitsfächer, während Δv die Geschwindigkeitsunsicherheit ist und δv die Geschwindigkeitsauflösung ist.
Die Beschleunigungsauflösung ist der Genauigkeitsgrad bei der Detektion einer Beschleunigung des Ziels. Um die Beschleunigungsauflösung δa zu bestimmen, wird die Geschwindigkeitsauflösung δv durch die Gesamtverweilzeit T_total geteilt: δa = δv/Ttotal (3)
In Gleichung (3) ist δa die Beschleunigungsauflösung, während δv die Geschwindigkeitsauflösung ist und T_total die Gesamtverweilzeit ist.
Der Bereich von Beschleunigungswerten, die ein Radarsignalprozessor detektieren kann, ist als Beschleunigungsunsicherheit Δa bekannt. Bei Einrichten eines Signalprozessors muss zu Beginn ein annehmbarer Parameter für die Beschleunigungsunsicherheit Δa gewählt werden. Die Anzahl von Beschleunigungsfächern N_A ist die Beschleunigungsunsicherheit Δa geteilt durch die Beschleunigungsauflösung δa: NA = Δa/δa (4)
In Gleichung (4) ist N_A die Anzahl von Beschleunigungsfächern, wobei Δa die Beschleunigungsunsicherheit ist und δa die Beschleunigungsauflösung ist. Wenn Δa auf einen Wert beschränkt ist, so dass die Geschwindigkeitsänderungen höchstens ein FFT-Fach während der Zeit einer kohärenten Integration betragen, ist Δa T ≤ δv. Dies verhindert einen deutlichen Verlust der kohärenten Integration. Mit dieser Einschränkung ist die Anzahl von FFTs N_FFT ≥ N_A.
Die Anzahl von Berechnungen n_c, die für eine Brute-Force-Berechnung der Beschleunigungsintegrationen für alle Geschwindigkeitsfächer erforderlich ist, ist die Anzahl der Geschwindigkeitsfächer M multipliziert mit der Anzahl der Beschleunigungsfächer N_A multipliziert mit der Anzahl der zu addierenden FFTs: nc = M NA NFFT ≥ M N2 A (5)
In Gleichung (5) ist n_c die Anzahl der erforderlichen Berechnungen, M ist die Anzahl der Geschwindigkeitsfächer, N_A ist die Anzahl der Beschleunigungsfächer und N_FFT ist die Anzahl der zu addierenden FFTs.
Bezogen auf einen Prozessor, der die Berechnungen in Echtzeit ausführt, müsste der Prozessor mit einer Geschwindigkeit rechnen von: nc/Ttotal ≥ M N2 A/Ttotal (6)
In Gleichung (6) ist n_c die Anzahl der erforderlichen Berechnungen, wobei T_total die Gesamtzeit für die Berechnungen ist, M die Anzahl der Geschwindigkeitsfächer ist und N_A die Anzahl der Beschleunigungsfächer ist.
Zur Veranschaulichung kann ein 11,2-Mikrometer-Laser typisch eine Geschwindigkeitsunsicherheit von 3000 Meter/Sekunde, eine Beschleunigungsunsicherheit von 140 Meter/Sekunde², eine kohärente Integrationszeit von 100 Mikrosekunden und eine Gesamtintegrationszeit von 100 Millisekunden aufweisen. Für diese Werte sind δv = 0,056 m/s, δa = 0,56 m/s², M = 53,570 und N_A = 256, was n_c = 5,5·10⁸ ergibt. Die Verwendung einer herkömmlichen Brute-Force-Verarbeitung würde ein Leistungsvermögen für eine Echtzeit-Verarbeitung erfordern von: nc/Ttotal = 3,51·1010 = 35,1 Giga-Operationen/Sekunde (GOPS).
Entsprechend der herkömmlichen Signalverarbeitungstechnik ist eine Verarbeitungsgeschwindigkeit von 35,1 GOPS wahrscheinlich nicht möglich. Selbst wenn eine Berechnung in dieser Geschwindigkeit möglich ist, wäre sie untragbar aufwändig.
Die oben erwähnten Rechenlasten stehen an, wenn Rücksignale mit niedrigem Rauschabstand durch eine unbekannte oder unbestimmte Beschleunigung gekennzeichnet sind. Um eine Detektion von Rücksignalen mit niedrigem Rauschabstands und Beschleunigungsunsicherheit sicherzustellen, werden die Beschleu nigungsfächer des Bereichs möglicher Beschleunigungen inkohärent gebildet und verarbeitet. Rücksignale sind leichter zu detektieren, wenn es einen ausreichenden Rauschabstand gibt oder wenn die Beschleunigungskomponente bekannt ist. Falls das Zielobjekt-Rücksignal stark genug ist, um in einer einzelnen FFT-Schablone detektiert zu werden, besteht keine Notwendigkeit für eine FFT-Matrix-Signalverarbeitung verschiedener inkohärent gebildeter Beschleunigungsfächer.
Eine Möglichkeit zum Verringern der Rechenlasten einer Signalverarbeitung eines Rücksignals mit niedrigem Rauschabstand und unbekannter Beschleunigung besteht in der Verwendung der Binärverzweigungstechnik, die in dem US-Patent Nr. US6437729B1 mit dem Titel "Integrator for Radar Return Signals with High Acceleration Uncertainty" offenbart ist. Die vorliegende Erfindung stellt eine weitere Art der Verringerung der Rechenlasten einer Signalverarbeitung bereit und kann zusammen mit der Erfindung der oben erwähnten, gleichzeitig anhängigen Anmeldung verwendet werden. Die Rechenlasten können ferner durch die wahlweise Verwendung von FFT-Matrizen verringert werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung brauchen FFT-Matrizen nicht verwendet zu werden, um Rücksignale mit ausreichendem Rauschabstand zu detektieren. Somit besitzen Zielobjekte mit hohen Beschleunigungen (die dazu neigen, rechentechnisch eine Belastung darzustellen, falls sie unter Verwendung von FFT-Matrizen verarbeitet werden) normalerweise einen ausreichenden Rauschabstand, so dass sie direkt aus einzelnen FFT-Schablonen zu detektieren sind. Deshalb kann ein Signaldetektionsschema, dass einzelne FFT-Schablonen hinsichtlich des Vorhandenseins eines Signals prüft und außerdem FFT-Matrizen für die Signalverarbeitung verwendet, rechentechnisch eine geringere Belastung darstellen. Die vorliegende Erfindung erzielt Wirkungen durch Verringerung der Anzahl der Beschleunigungsfächer, die für Rücksignale mit niedrigem Rauschabstand, die nicht in einzelnen FFT-Schablonen detektiert werden können, zu analysieren sind.
Zielobjekte in der Nähe des Radarsystems neigen dazu, Rücksignale mit höherem Rauschabstand, die ihnen zugeordnet werden, aufzuweisen als weiter entfernte Ziele. Außerdem neigen Zielobjekte in nächster Nähe mit Ausnahme naher Zielobjekte, die sich direkt auf das Radarsystem zu oder von ihm weg bewegen, außerdem dazu, höhere Winkelbeschleunigungskomponenten zu besitzen. Weil Zielobjekte in nächster Nähe Rücksignale mit höherem Rauschabstand haben, ist es nicht notwendig, sich zur Signaldetektion auf Beschleunigungsfächer in einer FFT-Matrix zu stützen, selbst wenn Zielobjekte in nächster Nähe dazu neigen, wegen der höheren Winkelbeschleunigungen eine größere Beschleunigungsunsicherheit zu besitzen. Mit anderen Worten ein Zielobjekt in nächster Nähe mit einem Rücksignal mit hohem Rauschabstand kann trotz der Wahrscheinlichkeit einer großen Beschleunigungsunsicherheit infolge einer höheren Winkelbeschleunigungskomponente oftmals in einer einzelnen, kohärent integrierten FFT-Schablone detektiert werden. Deshalb analysiert das Detektionsschema der vorliegenden Erfindung einzelne FFT-Schablonen hinsichtlich des Vorhandenseins eines Zielobjekt-Rücksignals, wobei es außerdem Matrizen mit einer verringerten Anzahl von Beschleunigungsfächern inkohärent bildet, um weiter entfernte Zielobjekte zu erfassen.
Im Gegensatz zu Zielobjekten in nächster Nähe neigen Rücksignale von weit entfernten Zielobjekten dazu, eine kleinere Winkelbeschleunigung zu besitzen, die ihnen zugeordnet wird. Weit entfernte Zielobjekte besitzen normalerweise aufgrund des größeren Abstands zwischen dem Radarsystem und dem Zielobjekt auch niedrigere Rauschabstände. Folglich erfordern weit entfernte Zielobjekte unbekannter Beschleunigung noch inkohärent gebildete FFT-Matrizen mit Beschleunigungsfächern, um ein Signal zu detektieren. Die vorliegende Erfindung nutzt die Tatsache, dass Winkelbeschleunigungen dazu neigen, für weit entfernte Zielobjekte niedriger zu sein, durch Verwendung einer verringerten Anzahl von Beschleunigungsfächern. Die verringerte Anzahl von Beschleunigungsfächern kann die mit einer Radarsignalverarbeitung mit einer inkohärent gebildeten FFT-Matrix verbunden Rechenbelastung deutlich senken.
3 ist ein Ablaufplan, der die Signalverarbeitung mit Zweifachdetektion gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Ein von einem Zielobjekt reflektiertes Rücksignal wird in Schritt S02 von einem Empfänger empfangen. Die spezielle Konfiguration des Empfängers hängt von der Beschaffenheit des Signals ab, das gesendet und/oder empfangen werden soll. Typischerweise besteht ein Empfänger aus einem oder mehreren Detektoren, Antennen oder weiteren Vorrichtungen häufig zusammen mit einem Speisungsnetz und rauscharmen Verstärkern. In Schritt S04 wird das empfangene Signal durch einen Antialiasing-Tiefpassfilter verarbeitet und danach aus einer analogen Signalform in ein digitales Zeitreihensignal analog/digital umgesetzt. Die A/D-Umsetzung wird typisch unter Verwendung einer Analog-Digital-Umsetzereinheit (ADU) oder einer anderen Form eine A/D-Schaltungsanordnung durchgeführt.
In Schritt S06 wird das Rücksignal mit einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) verarbeitet, um das digitale Zeitreihen-Rücksignal in eine Frequenzbereichsdarstellung umzusetzen. Im vorliegenden Kontext wird eine Frequenzbereichsdarstellung als eine FFT-Schablone bezeichnet und besteht aus einer Anzahl M von FFT-Linien. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht jede der M FFT-Linien einem bestimmten Doppler-Frequenzbereich. Auf diese Weise wird jede der M FFT-Linien in einer FFT-Schablone einem bestimmten Geschwindigkeitsfach zugeordnet. In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann ein Geschwindigkeitsfach aus mehr als einer FFT-Linie bestehen. Die Anzahl von FFT-Linien pro Geschwindigkeitsfach, d. h. der Frequenzbereich pro Geschwindigkeitsfach, hängt z. B. von den Anforderungen für die Geschwindigkeitsauflösung und den Verarbeitungsressourcen ab, die für das Radarsystem zur Verfügung stehen. Falls das empfangene Signal ein Radarrücksignal ist, wird die FFT-Transformation von Schritt S06 oft als kohärente Integration bezeichnet, da im Allgemeinen Radarsignale kohärent übertragen werden. Ein kohärentes Integrieren eines bestimmten Zeitabschnitts des Rücksignals führt zu einer Anzahl M von FFT-Linien, wobei der größte Teil der Zielenergie in einer einzelnen oder in wenigen FFT-Linien konzentriert ist. In der Praxis ist es wünschenswert, die kohärente Integration für den maximalen Bereich zu verwenden, der durch die Kohärenzzeit des zu detektierenden Signals zugelassen wird. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet die FFT-Verarbeitung von Schritt S06 eine FFT mit Hamming-Fenster. Alternativ können ein Hanning-Fenster, ein Blackman-Fenster, ein Rechteckfenster oder dergleichen für die kohärente Integration von Schritt S06 verwendet werden.
Die Signalverarbeitungsschritte des vorliegenden Verfahrens werden vorzugsweise fortlaufend ausgeführt. Das heißt, während ein Schritt an dem Rücksignal durchgeführt wird, werden außerdem andere Verarbeitungsschritte an späteren und/oder früheren Rücksignalen durchgeführt. Zum Beispiel wird gleichzeitig ein Rücksignal in Schritt S02 empfangen, wobei ein vorhergehend empfangenes Rücksignal einer Vorverarbeitung in Schritt S04 unterliegt, während ein noch früher empfangenes Rücksignal die kohärente Integration in Schritt S06 durchläuft usw. Um dies zu erreichen, besitzt der Radarsignalprozessor vorzugsweise einen oder mehrere Speicher, um Signale in verschiedenen Stufen, in denen sie verarbeitet werden, zu speichern.
In Schritt S07 werden die FFT-Schablonen gezählt. Jede I-te FFT-Schablone wird zu Schritt S09 weitergeleitet, um hinsichtlich des Vorhandenseins eines Zielobjektsignals analysiert zu werden. Die Größe I kann auf irgendeinen Wert von eins oder mehr (I ≥ 1) gesetzt werden. In dem Fall, dass I gleich eins ist, wird jede einzelne FFT-Schablone hinsichtlich des Vorhandenseins eines Zielobjektsignals analysiert. Die in Schritt S09 ausgegebenen Signale, wenn überhaupt, werden in den einzelnen FFT-Schablonen detektiert, die in Schritt S06 gebildet werden. Deshalb werden in Schritt S09 detektierte Signale höchstwahrscheinlich durch hohe Rauschabstandswerte gekennzeichnet. Die Geschwindigkeitsfächer und Zeiten jedes der detektierten Signale von Schritt S09 werden für eine nachfolgende lineare Standardregressionsanalyse gespeichert, die zur Bildung einer Schätzung einer Anfangsgeschwindigkeit und einer Geschwindigkeitssteigung, die die Beschleunigung ist, führt.
In Schritt S11 wird jede der FFT-Schablonen signalverarbeitet und angeordnet, um eine FFT-Matrix inkohärent zu bilden. Die Einzelheiten, die die Bildung und Analyse inkohärenter FFT-Matrizen betreffen, sind ausführlicher in dem US-Patent Nr. US6437729B1 offenbart. Um eine FFT-Matrix inkohärent zu bilden, wird eine Anzahl von FFT-Schablonen gezählt, z. B. N, um eine M × N FFT-Matrix zu bilden. Die "N" FFT-Schablonen werden hierauf so ausgerichtet, dass entsprechende FFT-Linien in aufeinander folgenden FFT-Schablonen dieselbe Frequenz besitzen. Da die Frequenz in einer FFT-Matrix der Zielgeschwindigkeit entspricht, ermöglicht eine Frequenzausrichtung die Bildung von Geschwindigkeitsfächern in den FFT-Schablonen. Sobald die Frequenzen der FFT-Schablonen ausgerichtet worden sind, können die FFT-Schablonen gestapelt werden, so dass sie eine FFT-Matrix bilden. Die FFT-Schablonen werden vorzugsweise von oben nach unten in Reihenfolge der Rücksignalankunftszeit angeordnet. Die FFT-Schablonen bilden die Zeilen einer Matrix. Jede Spalte einer FFT-Matrix enthält FFT-Linien mit derselben Frequenz. Auf diese Weise bilden die FFT-Matrixspalten Geschwindigkeitsfächer, die auch als Geschwindigkeitstore bekannt sind. Die Bildung einer FFT-Matrix ist als inkohärente Integration bekannt, da die Phase nicht beim Stapeln der FFT-Schablonen verwendet wird. Die Phase wird verworfen, weil die Phase für Zeitdauern größer als die Kohärenzzeit des Radarsignals dekorreliert. Der Schritt S11 führt zu der Bildung einer M × N FFT-Matrix.
In Schritt S21 werden die Beschleunigungsfächer gebildet. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird erkannt, dass Rücksignale von weit entfernten Zielobjekten da zu neigen, eine geringere Beschleunigungsunsicherheit zu besitzen, wobei sie außerdem durch einen niedrigen Rauschabstand gekennzeichnet sind. Die relative geringere Beschleunigungsunsicherheit ist ein Ergebnis kleinerer Winkelbeschleunigungskomponenten, die weit entfernten Zielobjekten im Gegensatz zu Zielobjekten in nächster Nähe zuzuordnen sind.
Die vorliegende Erfindung nutzt die niedrigere Beschleunigungsunsicherheit, um die Rechenkomplexität der Radarsignalverarbeitung zu verringern, indem weniger Beschleunigungsfächer in der inkohärenten FFT-Matrix erzeugt werden. Die Bildung von weniger Beschleunigungsfächern gemäß der vorliegenden Erfindung hat eine prozentuale Verringerung der in Gleichung (5) umrissenen Rechenanforderungen der inkohärenten FFT-Matrix zur Folge. Vorausgesetzt, dass die Verarbeitungsanforderungen zur Bildung jedes Beschleunigungsfachs dieselben sind, würde z. B. die Bildung von 256 Beschleunigungsfächern lediglich 25 % der Rechenressourcen der Signalverarbeitung erfordern, wie erforderlich wären, um 1024 Beschleunigungsfächer zu bilden. Wenn die Vorsummierungstechnik angewendet wird, die in dem US-Patent Nr. US6437729B1 beschrieben ist, würden die Verarbeitungsanforderungen zur Bildung von 256 Beschleunigungsfächern auf 20 % der Ressourcen verringert, die erforderlich sind, um 1024 Fächer zu bilden.
Praktisch erfordert die Bildung eines Beschleunigungsfachs mit einer hohen Beschleunigungsrate mehr Rechenressourcen als die Bildung eines Beschleunigungsfachs mit einer niedrigen Beschleunigungsrate. Diese Ungleichheit der Rechenressourcen für die Bildung von Beschleunigungsfächern resultiert aus der verringerten Anzahl zulässiger FFTs, die vorsummiert werden, um den Datenumfang in einer FFT-Matrix zu verringern (siehe US-Patent Nr. US6437729B1 ). Zielsignale mit einer hohen Beschleunigungsrate sind durch eine hohe "Wanderungsgeschwindigkeit" quer über die Geschwindigkeitsfächer einer FFT-Matrix gekennzeichnet und erlauben folglich weniger vorzusummierende FFTs als Signale mit niedrigen Beschleunigungsraten. Deshalb führt die vorliegende Erfindung durch Vermeiden der Notwendigkeit, Beschleunigungsfächer für hohe Beschleunigungsraten zu bilden, zu relativ höheren Recheneffizienzgewinnen als die prozentuale Verringerung der Anzahl gebildeter Beschleunigungsfächer. Beschleunigungsfächer können durch irgendein bekanntes Signalverarbeitungsverfahren gebildet werden, wobei sie jedoch vorzugsweise durch das neue Binärverzweigungsverfahren des gleichzeitig anhängigen US-Patents Nr. US6437729 gebildet werden.
Sobald die Beschleunigungsfächer in Schritt S21 gebildet worden sind, geht das Verfahren zu Schritt S44 über, in dem die verringerte Anzahl von Beschleunigungsfächern N_A hinsichtlich des Vorhandenseins eines Zielobjekt-Rücksignals analysiert werden. Da N_A kleiner als die mögliche Gesamtanzahl auflösbarer Beschleunigungsfächer ist, führt die vorliegende Erfindung zu einer erhöhten Recheneffizienz zum Detektieren von Radarsignalen. Nach dem Analysieren der N_A Beschleunigungsfächer in Schritt S44, geht das Verfahren zu Schritt S48 über, in dem alle detektierten Signale zur weiteren Signalverarbeitung oder zur Anzeige ausgegeben werden. In Schritt S48 werden alle sowohl in Schritt S09 als auch in Schritt S44 detektierten Signale einer Nachdetektionsverarbeitung zu Anzeige-, Analyse- und Speicherzwecken unterzogen.
4 zeigt ein Radarsystem für eine Zweifachdetektionsverarbeitung von Signalen mit hoher Beschleunigungsunsicherheit gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Signale werden von einem Sender 410 gesendet, der entweder eine hierzu vorgesehene Sendeantenne oder eine mit einem Empfänger 430 des Radars gemeinsam genutzte Antenne 420 verwenden kann. Von einem Zielobjekt reflektierte Rücksignale werden über die Antenne 420 in dem Empfänger 430 empfangen. Die empfangenen Signale werden durch ein LPF 440 bzw. einen ADU 450 tiefpassgefiltert und analog/digital umgesetzt. Nachdem sie analog/digital umgesetzt sind, werden die digitalen Signale in dem Kohärenzintegrator 460 in den Frequenzbereich transformiert, um FFT-Schablonen der Rücksignale zu bilden. Der Kohärenzintegrator 460 kann ein Filter mit schneller Fourier-Transformation sein.
Während verschiedener Stufen der Signalverarbeitung, Signalmanipulation und -berechnung können Signale im Speicher 470 gespeichert, abgelegt und aus ihm ausgelesen werden. Der Signalprozessor 520 verwirft die Signalphase, führt Vorsummen aus und bildet eine FFT-Matrix aus den FFT-Schablonen. Der Signalprozessor 520 bildet außerdem eine Anzahl von Beschleunigungsfächern über einem verringerten Beschleunigungsbereich. Eine verringerte Anzahl von Beschleunigungsfächern kann gebildet werden, da entfernte Zielobjekte mit niedrigem Rauschabstand außerdem dazu neigen, niedrigere Winkelbeschleunigungsraten zu besitzen. Auf diese Weise verwendet die vorliegende Erfindung eine verringerte Anzahl von Beschleunigungsfächern, die aus einer inkohärenten FFT-Matrix lediglich für die Signale mit niedrigem Rauschabstand gebildet werden. Die Verwendung relativ weniger Beschleunigungsfächer verringert die mit dem Detek tieren von Signalen mit niedrigem Rauschabstand verbundenen Rechenlasten. Nach der Bildung der Beschleunigungsfächer analysiert der Signalprozessor 520 die verschiedenen Beschleunigungsfächer, um das Vorhandensein eines Zielobjektrücksignals zu detektieren. Der Signalprozessor 540 wird verwendet, um Signale mit hohem Rauschabstand über einen breiteren Beschleunigungsbereich als dem, der dem Signalprozessor 520 zugeordnet ist, zu detektieren. Weil Zielobjekte in nächster Nähe dazu neigen, Rücksignale mit höherem Rauschabstand zu haben, ist es nicht notwendig, sich zur Signaldetektion auf Beschleunigungsfächer in einer FFT-Matrix zu stützen. Ein Zielobjekt in nächster Nähe mit hohem Rauschabstand kann trotz der Wahrscheinlichkeit einer großen Beschleunigungsunsicherheit infolge einer höheren Winkelbeschleunigungskomponente oft in einer einzelnen kohärent integrierten FFT-Schablone detektiert werden. Daher hat der Signalprozessor 540 eine höhere Detektionsschwelle und arbeitet über einen breiteren Beschleunigungsbereich als der Signalprozessor 520. Da eine Signaldetektion von Signalen mit höherem Rauschabstand (z. B. Signalprozessor 540) rechentechnisch eine viel kleinere Belastung darstellt als eine Signaldetektion unter Verwendung einer inkohärenten FFT-Matrix (z. B. Signalprozessor 520), kann die vorliegende Erfindung Recheneffizienzen durch Verwendung einer Zweiweg-Detektionsverarbeitung realisieren. Die detektierten Zielobjektsignale werden zu einer Nachdetektionseinheit 560 zur Weiterverarbeitung, Anzeige und Speicherung geschickt.
In Übereinstimmung mit einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann das Radarsystem Signale mit hoher Beschleunigungsunsicherheit passiv detektieren und verarbeiten. Diese Ausführungsform ist abgesehen davon, dass das passive Radarsystem keinen Sender 410 besitzt, mit den in 4 gezeigten Elementen versehen. Statt Rücksignale zu detektieren, die von dem Sender 410 gesendet und von dem Zielobjekt reflektiert werden, detektiert das passive Radarsystem Signale von dem Zielobjekt, die entweder von dem Zielobjekt selbst herrühren oder von einer anderen Quelle und von dem Zielobjekt reflektiert werden. Die verbleibenden, in 4 gezeigten Elemente arbeiten, wie oben beschrieben ist.

Claims

Verfahren zum Erfassen von Zielobjekten durch ein Signaldetektionssystem, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Empfangen elektromagnetischer Signale bei dem Signaldetektionssystem (S02), wobei die elektromagnetischen Signale Zielobjekt-Signale mit unbekannten Geschwindigkeits- und Beschleunigungswerten enthalten, wobei die Größe einer Beschleunigungskomponente, die einem bestimmten Zielobjekt entspricht, dazu neigt, mit einem Abstand zwischen dem bestimmten Zielobjekt und dem Signaldetektionssystem invers korreliert zu sein; Transformieren der empfangenen elektromagnetischen Signale von Zeitbereichsdaten in Frequenzbereich-Datenschablonen (S06), wobei die empfangenen elektromagnetischen Signale kohärent integriert werden; periodisches Analysieren einzelner Schablonen hinsichtlich des Vorhandenseins eines Zielobjekt-Signals in den einzelnen Schablonen (S09); gekennzeichnet durch: Anordnen der Frequenzbereich-Schablonen in einer Matrix, die Beschleunigungsklasseneinteilungen enthält, wobei die Matrix der Frequenzbereich-Schablonen mit einer verringerten Anzahl von Beschleunigungsklasseneinteilungen inkohärent gebildet wird (S11); und Analysieren der Beschleunigungsklasseneinteilungen, um das Vorhandensein eines Zielobjekt-Signals zu detektieren (S44), wobei die Beschleunigungswerte der Beschleunigungsklasseneinteilungen, die analysiert werden, niedriger als die höchste erwartete Beschleunigung der Zielobjekte sind.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des kohärenten Integrierens der empfangenen elektromagnetischen Signale eine Operation einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem das Signaldetektionssystem ein Radarsystem ist.
Verfahren nach Anspruch 3, das ferner den folgenden Schritt umfasst: Bilden von Geschwindigkeitsklasseneinteilungen in der Matrix.
Signaldetektionssystem, um elektromagnetische Signale von Zielobjekten zu detektieren, wobei das Signaldetektionssystem umfasst: einen Empfänger (430), um elektromagnetische Signale bei dem Signaldetektionssystem zu empfangen, wobei die elektromagnetischen Signale Zielobjekt-Signale mit unbekannten Geschwindigkeits- und Beschleunigungswerten enthalten, wobei die Größe einer Beschleunigungskomponente, die einem bestimmten Zielobjekt entspricht, dazu neigt, mit einem Abstand zwischen dem bestimmten Zielobjekt und dem Signaldetektionssystem invers korreliert zu sein; Mittel (460), um Zeitbereichsdaten des empfangenen elektromagnetischen Signals in Frequenzbereich-Datenschablonen zu transformieren, wobei die empfangenen elektromagnetischen Signale kohärent integriert werden; gekennzeichnet durch: einen Signalprozessor (520, 540), um die Frequenzbereich-Schablonen in einer Matrix, die Beschleunigungsklasseneinteilungen besitzt, anzuordnen, wobei die Matrix der Frequenzbereich-Schablonen mit einer verringerten Anzahl von Beschleunigungsklasseneinteilungen inkohärent gebildet wird; und wobei der Signalprozessor (520) die Beschleunigungsklasseneinteilungen analysiert, um das Vorhandensein eines Zielobjekt-Signals zu detektieren, wobei die Beschleunigungswerte der Beschleunigungsklasseneinteilungen, die analysiert werden, Werte besitzen, die niedriger als die höchste erwartete Beschleunigung der Zielobjekte sind, und wobei der Signalprozessor (540) einzelne Schablonen auf das Vorhandensein eines Zielobjekt-Signals in den einzelnen Schablonen periodisch analysiert.