JPS60237380A

JPS60237380A - ロランｃ信号の位相追尾装置

Info

Publication number: JPS60237380A
Application number: JP59094330A
Authority: JP
Inventors: Hiroshige Fukuhara; 福原　裕成
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1984-05-11
Filing date: 1984-05-11
Publication date: 1985-11-26
Also published as: JPH0324992B2; US4774518A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は、ロランＣ信号を捕捉するサンプリングパル
スをロランＣ信号に位相同期さぜるロランＣ信号の位相
追尾装置に関する。

（発明の背景）双曲線電波航法の一つであるロランは、一つの主局に対
し２以上の従局で一つのチェーンを形成しており、これ
らのロラン送信局のうち、主局は第１図（ａ　）のＭで
示す如く、９個のロランパルスを発生し、従局は同じ＜
Ｓｌ、Ｓ２で示す如く、８個のロランパルスを送信する
。

そして、各送信局は各々のチェーン毎に定められた繰り
返し周期（日本海域では、９９．７ｍ５）で上記ロラン
パルス列を発生する。また、各従局は、主局の送信パル
スに対して、各従局毎に異なる遅延時間（コーディング
・ディレー）をもって従局パルスを発生ずる。

更に、上記各ロランパルス列は、第１図（ｂ）に示され
る如く、パルス幅が２００μｓ１パルス間隔が１１１１
３（ただし、主局パルスの８パルス目と９バルスロとの
間隔は２１１１５である）であり、更に、第１図（Ｃ）
に示す如く、各ロランパルスは１００　Ｋ　Ｈｚの搬送
波Ｑａを含んでいる。

そして、ロラン受信機においては、受信信号中の主局パ
ルスＭおよび従局パルスＳ　＋　、　Ｓ　２を捕捉し、
これを追尾するとともに、主局パルスに対する従局パル
スの受信時間差Ｔ１．Ｔ２をめ、ロランテーブルに基づ
いて前記受信時間差Ｔ＋。

Ｔ２に対応するロラン双曲線の交点をめることによって
受信位置を測定する構成となっている。

近年、ロランＣを航空機や車両に適用しようという提案
がなされ、これらの場合、受信機側の移動速度が速く、
しかも雑音に埋もれたロラン信号を追尾する必要性から
、ディジタルＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌ　ｏｃｋｅｄ　Ｌ
　００１３　）を使用したものが提案されている（電子
通信学会宇宙航行エレクトロニクス研究会資料５ＡＮＥ
８１−３４　ｒ航空機用ロラン受信機の自動化と受信結
果について」参照）。

第２図は上記のようなディジタルＰＬＬを用いた位相追
尾装置の構成を示すブロック図である。

高周波増幅器１を介して受信されたロランＣ信号は、リ
ミッタ回路２において、受信信号のサイクルに対応した
２値信号に変換されて出力される。

そして、この２値信号はランダムウオークフィルタ（以
下、ＲＷＦと略す）４において、ノイズ等による影響を
平均化し、積分ループ５．比例ループ６を介してサンプ
リングパルス発生部７へ入力される。

サンプリングパルス発生部７においては、入力に基づい
て、２値量子化位相比較器３へ比較信号を供給する。こ
の比較信号は、ロランＣ信号のサンプリングパルスとし
て用いられる。

このような位相追尾装置の位相追尾特性は、ＲＷＦ４に
よって決定される。このＲＷＦは、例えば第３図に示す
ように、アップダウンカウンタ４１とＮリセッ１〜回路
４２とから構成されている。

アップダウンカウンタ４１は、予めＮリセット回路４２
の出力によって、カウント値がＮにリセットされており
、２値量子化位相比較器３がら出力される、位相進み・
遅れに対応する２値化出力ｕ”、ｕ−によってアップカ
ウント・ダウンカウントがなされる。

そして、カウント値が２ＮもしくはＯになると、出力Ｕ
÷もしくはＵ−を発生し、これに応答してＮリセット回
路４２によって再びカウント値がＮにリセッ１−される
。

゛第４図は、受信信号中にノイズが含まれている場合に
、２値量子化位相比較器３から位相進みを表わす信号Ｕ
＋が出力される確率を、入力信号と比較信号との位相差
φについて表わしたものである。

雑音のない理想状態では、０°≦φ〈１８０゜のｌ１１
５囲で確率が１゜０となり、−１８０＜φく００の範囲
で確率がＯとなる特性であれば、位相の検出を誤りなく
行なうことができる。

しかし、雑音が存在する場合には、Ｓ／Ｎの比によって
、その確率が１より小さくなる。同図破線で示す特性は
、Ｓ／Ｎ＝＋２０ｃｌＢの場合の特性を示し、同図実線
で示す特性はＳ　／　Ｎ　＝　ＯｄＢの場合の特性を示
すものである。Ｓ／Ｎ−＋２０１８の場合には、略理想
特性に近い特性を示し、Ｓ／Ｎ−〇ｄＢでは、φ−±９
０’のときに確率がピークとなる。

特に、受信信号中のキャリアの０９０２点においては、
信号レベルがＯとなるため、この点における確率は１／
２、すなわち、進み・遅れの信号を出す確率はそれぞれ
１／２となる。

このように、受信信号中に雑音が含まれている場合でも
、雑音がないときのような理想特性を実現するためには
、第５図に示すような入力確率−出力確率の変換特性を
有するループフィルタが必要となり、このような特性を
持つ代表的なループフィルりとして」二重ＲＷＦ４があ
る。

実際のＲＷＦ４の確率変換特性は、第６図に示すような
特性となる（ただし、Ｎ＝８の場合）。

また、同図中破線で示されるＱは、アップダウンカウン
タ４１のカウント値が２Ｎになるのに要する入力パルス
の平均個数で、Ｕ＋の入力確率が１／２のとき最大とな
り、この最大値Ｑ　ＡＸ　＝　Ｎ　？である。なお、Ｕ
＋は、カウント値が２Ｎとなる確率を表わす。

このようなディジタルＰＬＬを用いた位相追尾装置は、
例えば、ロランＣ受信機を構成する３サイクル検出１ｔ
ｌによって、ロランパルス中の搬送波の３サイクル目が
検出された後に、受信機の移動に伴ってその３サイクル
目の受信タイミングが変動するのに対応して、サンプリ
ングパルスの位相追尾を行なう構成となっている。

しかしながら、上記従来のロランＣ信号の位相追尾装置
は、ループフィルタ（上記従来例ではランダムウオーク
フィルタ）の定数が一定であるため、受信信号のＳＮ比
が−■ｃｌＢ〜百数十ｄＢと極めて広範囲にわたって変
化するのに加えて、ロランＣ受信機を比較的高速で移動
する車両や航空機に搭載した場合には、受信地点の移動
に伴って、ロランＣ信号中の搬送波の位相変化や、装置
内に内蔵されたクロックの誤差による比較信号の位相変
化等に対応できず、充分な位相追尾精度を保つことがで
きなくなってしまう。

（発明の目的）この発明の目的は、受信信号のＳＮ比の悪い状態でも、
精度良く位相追尾を行なうことができ、かつＳＮ比の良
い状態では、更に位相追尾精度を向上させることのでき
るロランＣ信号の追尾装置を提供することにある。

（発明の構成）本発明の構成を第７図を用いて説明する。

位相比較手段１００は、受信される各局のロランＣ信号
と比較信号との位相比較を行なう。

比較信号発生手段１０１は、各局のロランＣ信号の１繰
り返し周期に同期して前記比較信号を発生する。

ループフィルタ手段１０３は、位相比較結果１００によ
る位相比較結果に基づいて、前記比較信号の発生タイミ
ングを、受信されるロランパルスの位相に一致するよう
に補正する。

定数制御手段１０４は、ＳＮ比検出手段１０２によって
検出された受信信号のＳＮ比の変化に対に応して、ループフィルタ手段１０３が保有する定数を変
える。

（実施例の説明）第８図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。

量子化回路１１は、前記第２図に示したリミッタ回路２
と同様に、受信されるロランＣ信号のサイクルに一致し
た＋１　＋＋　、１１０？＋の２値化信号Ｓ１を出力す
る。

位相比較器１２は、前記２値量子化位相比較器３と同様
に、入力される２値信号Ｓ１の位相と、分周回路１７か
ら入力される比較信号Ｓ２との位相比較を行ない、進み
信号Ｕ＋および遅れ信号Ｕ−を出力する。

ループフィルタ１３は、第３図に示したものと同一構成
のランダム・ウオークフィルタである。

ループフィルタ１３の出力は、パルス加減回路１８に供
給されており、このパルス加減回路１８は、クロック発
生器１９からのクロック信号中のパルス数を加減する回
路である。

分周回路１７は、パルス加減回路１８で加減制御された
り０ツク信号を所定の分周比で分周して比較信号Ｓ２と
して出力する。

分周回路１７とパルス加減回路１８とクロック発生器１
９は、いわゆるＰＬＬを構成するＶＣＯ（Ｖｏ目ａｇｅ
　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｑｓｃｉｌｌａｔｏｒ　）に
相当するものである。

ＳＮ比検出回路１４は一受信信号のＳＮ比を検出する回
路であり、例えば、特願昭５８−１０５５４０号（未公
開）に示すものがある。

すなわち、ＳＮ比検出回路１４は、第１２図に示す如く
、前記量子化回路１１からの出力３ｃがＩＩ　Ｉ　＋＋
のときにカウントを行なうカウンタ１４１と、１１０　
＋＋のときにカウントを行なうカウンタ１１１２と、前
記２つのカウンタ１４１，１／１２からのカウント値Ｍ
＋、Ｍ２の間で減紳を行なう減算回路１４３および、上
記減算回路１４３の出力ＣＭＩ　Ｍ２）に基づいて受信
信号のＳＮ比をめるＳＮ比演算回路１４４とを備えてい
る。

量子化回路１１は、例えばロランパルスＬＰのサンプリ
ング値Ｓａが正レベルの場合に１″′を出力し、負レベ
ルの場合には′０″を出ツノする。

ＳＮ比演算回路１４４は、例えばマイクロコンピュータ
を中心として、メモリおよびインターフェイス回路など
から構成されており、上記メモリには、減算回路１４３
から入力される減算値データ（ｌＶＩ＋−Ｍ２）に対応
するＳＮ比が予め記憶されており、このメモリ内容と上
記減算値データとの相関関係からＳＮ比をめる演算を行
なう構成となっている。

一般に、ノイズはガウス分布に従うランダム雑音である
と見なして良く、ノイズＮｚの瞬時振幅をｎとすれば、
Ｎ回すンプリングを行なった場合の瞬時振幅ｎの確率分
布Ｐ（ｎ）は第１３図に示す如く平均値がＯで、分散が
σ２のガウス分布を呈する確率密度関数となる。ここで
σは標準偏差である。このときの確率密度関数Ｐ　（ｎ
　）は以下の式で表わされる。

ｆＴＴ’Ｔ”　・・・（１）上記式（１）におけるσ２はノイズの電力に相当し、σ
はその実効値に相当する。

従って、吊子化回路１１においてノイズＮｚのみがサン
プルされて量子化される場合には、量子化回路１１の出
力３ｃが′１′°になる確率とＯ゛′になる確率とは等
しく、カウンタ１４１の出力Ｍ１とカウンタ１４２の出
力Ｍ２の値は等しいこととなる。これによって、減算回
路１４３の出力（ＭＩ　Ｍ２）の値はＯとなり、このと
き受信信号はノイズＮＺのみであるためＳＮ比は一〇〇
ｃｌＢである。

次に、第１４図（ａ）、（ｂ）に示す如く、量子化回路
に供給されるサンプリングパルスＳＰがロランパルスＬ
Ｐの搬送波Ｑａの山に同期しｉいる場合、搬送波Ｃａの
振幅をＳとすれば、ノイズＮＺの振幅ｎがｎ＜−８の場
合にサンプリング値Ｓａは負の値となり、これによって
量子化回路１１の出力ＢＣが０″となる。また、ノイズ
ＮＺの振幅ｎがｎ＞−８のときには、サンプリング値Ｓ
ａは正の値となり量子化回路１１の出力３ｃは１１１１
１となる。

このように、ロランパルスＬＰの搬送波Ｃａの山をＮ回
すンプリングした場合のサンプリング値の確率分布は第
１３図の破線Ｐ　（ｎ−３）に示す如く、平均値がＳで
分散がσ２のガウス分布となり、前記ノイズのみの確率
分布Ｐ　（ｎ　）を正方向へＳだけ平行移動させたもの
となる。

このときの確率密度関数Ｐ　（ｎ−８）は以下の式で表
わされる。

上記の確率分布Ｐ（ｎ−８）において、同図中斜線を施
した部分の面積Ａ２は、上記サンプリング値Ｓａが負の
値となる確率に等しい。またサンプリング値３ａが正と
なる確率Ａ１は１−Ａ２どなる。

従って、Ｎ回のサンプリングを行なった場合におけるカ
ウンタ１４２の出力Ｍ２は、Ｍ２＝ＮＸＡ２となり、他方カウンタ１４１の出力Ｍ１は、ＭＩ　−Ｎ
　Ｍ２−Ｎ　（１Ａ２　）　・・・　（４）となる。従
って、上記カウントｉ１Ｍ　＋　、　Ｍ　２の差は、ＭＩ　Ｍ２　＝Ｎ　（Ｉ　Ａ２　）　ＮＡ２＝Ｎ（１−
２Ａ２）・・・（５）となる。

次に、第１３図に示す如く、上記サンプリング値５ａの
確率密度関数Ｐ（ｎ−８）の平均値ＳをＳ−σとしであ
るため、Ｐ　（ｎ　−８）　＝Ｓの場合はＳＮ比がＯｄ
Ｂの場合に相当する。このときの上記カウントｆＩｉＭ
１とＭ２どの減算値（ＭＩ　Ｍ２）−０，６８２６Ｎとなる。すなわち、上記減算値（ＭＩ　Ｍ２）の値が０
．６８２６Ｎの場合には、ＳＮ比がＯｄＢであることが
判る。

上記の如（、減算値（ＭＩ　Ｍ２）の値とＳＮ比との相
関関係をめていくと、第１５図に示す如き２次曲線とな
る。従って、上記ＳＮ比演算回路１４４のメモリに第１
５図のデータマツプを記憶させておけば、上記減算回路
１４３の出力（Ｍ＋Ｍ２）から受信信号のＳＮ比を演算
によってめることができるのである。

なお、上記例においては、量子化回路１１の出力［３ｃ
が１１＋ＺＩ“０″である場合の両者をそれぞれカウン
トするカウンタ１４１，１４２の２つのカウンタを用い
て構成しているが、サンプリング回数Ｎを予め決めてお
けば、上記カウント値Ｍ１あるいはＭ２の何れか一方が
判れば、他方は上記サンプル回数Ｎから演算によってめ
ることができるので、カウンタの数を１つとすることも
可能である。

また、上記カウント値Ｍ、およびＭ２の減算値をＳＮ比
と対応させてＳＮ比をめる構成の他に、第１６図に示す
如く、上記２つのカウント値Ｍ１とＭ２どの比（Ｍ＋／
Ｍ２＞とＳＮ比との相関関係からめることも可能である
。更に、上記式（３）、（４）の関係から明らかなよう
に、上記カウント値Ｍｌ、Ｍ２のうちの一方の値からＳ
Ｎ比との相関関係を導き出すことも可能である。

次に、定数制御回路１５は、ＳＮ比検出回路１４で検出
されたＳＮ比に対応して、ループフィルタ１３における
定数、すなわち第３図に示したＮリセット回路４２のプ
リセット値Ｎと、パルス加減回路１８におけるクロック
信号中のパルス加減数ｎを設定して、ループフィルタ１
３へ供給する。

定数制御回路１５によって設定されるループフィルタ１
３の定数Ｎ、ｎは、例えば第９図に示すような特性をも
って制御される。

ここで、分周回路１７における分周比をＲとすると、分
周回路１７の出力Ｓ２の位相の変化量△は、 Δ−３６０°Ｘｎ／Ｒで表わされ、パルス加減数ｎは、位相変化量Δに対応す
る。

また、パルス加減数ｎは、その値が小さいほど定常状態
での位相誤差が少なくなるが、これに対して、入力信号
の位相変化に対する応答性は悪くなる。逆に、パルス加
減数ｎが大きくなると、応答性は良くなるが、位相誤差
も大きくなってしまう。

従って、ＳＮ比が非常に良い場合（＋１０ｃｌＢ以上）
は、第６図に示したように、ループフィルタ１３の制御
信号を出力するまでのデータの平均入力個数Ｑは少なく
ても良く、従って定数Ｎの値は小さくて良い（本実施例
ではＮ＝４）。

また、１回の制御も短時間で行なえるので、パルス加減
数ｎを最小値１にしても充分位相追尾が可能であり、こ
れによって極めて精度の良い位相追尾動作を行なうこと
ができる。

次に、ＳＮ比が少し劣化し、雑音の影響が現われてくる
ようになる（−５〜＋１０ｃｌＢ）の領域では、平均入
力個数Ｑを若干大きくする必要があり、Ｎの値を増加さ
せる（本実施例では、Ｎ−８）。

また、この領域では、１回の制御に要する時間はそれほ
ど長時間を必要とせず、従って、ｎは１のままでも充分
に精度の良い位相追尾動作を行なうことができる。

更に、ＳＮ比が低下（−１５〜−５（１Ｂまたは一１５
ｃｌＢ以下）となると、雑音の影響が顕著になるため、
Ｎの値を更に増加させる必要が生じ、また、１回の制御
に要する時間も増大するため、ｎの値を対応して増加さ
せる。この場合、ｎの値を大きくすることにより、位相
追尾精度は若干低下するが、サイクルスリップ坦象（追
尾点が搬送波の１〜数波長分ずれること）が生ずること
を確実に防止でき、しかも入力信号の位相変化に対する
応答性を良くすることができる。

このような効果を、従来のループフィルタの定数Ｎ、ｎ
を固定した装置と比較してみると、従来例装置において
は、第１０図に示ずように、ＳＮ比−−ｏｏｄＢ＜信号
なしの状態）の場合（図中ａで示す）では、比較信号Ｓ
２と受信信号Ｓ１との位相差φは、時間とともに大きく
なり、ついには１８０’を越える（このとき、位相比較
器１２Ｇｔ、雑音との位相比較結果を出力するため、位
相追尾の動作が進み・遅れの制御をランダムに行なうこ
ととなって、同図に示すような特性となる）。

もし、この時点で信号のＳＮ比が回復したとしても、追
尾点（０°）は３６０°ずれた点になってしまい、いわ
ゆるサイクルスリップを起こして位置測定誤差は増大す
る。

このような状態は、ＳＮ比が悪い状態（同図すで示す）
では同様にして起こり、サイクルスリップが生ずること
を免れない。

そして、ＳＮ比が良い場合（図中ｃ、ｄで示す）は、ｎ
で決定される誤差（図中りで示す）を保持しながら一定
位相に安定する。この一定位相差りは、受信機を搭載し
た移動体の現在位置に対する測定位置の測定遅れとなる
。

これに対して、第１１図に示すように（同図中、ｅ、ｆ
、ｇ、ｈは、各々第１０図のａ、ｂ、ｃ。

ｄにおけるＳ／Ｎ比に対応する）、本実施例装置は、Ｓ
Ｎ比＝−ＯｏｃｌＢの場合は従来と大差はないが、ｆ、
ｉｌ、ｈのように信号がわずかでも受信された場合には
、ＳＮ比が悪い状態でも、位相原産−は極めて少なく、
精度の良い位相追尾動作を行なうことができることが判
る。

加えて、上記従来例における遅れＤを最小にするような
制御が可能となり、ＳＮ比の変化が広い範囲にわたって
変化しても、常に精度の高い位相追尾を行なうことがで
きる。

なお、本発明は、第８図に示した実施例のように電気回
路で構成する他に、例えばマイクロコンピュータを用い
てソフト処理によっても容易に実現できる。

また、上記ループフィルタは、ランダムウオークフィル
タに限られるものではなく、例えば確率変換特性を有す
るループフィルタ（Ｎ　−ｂｅｆｏｒｅ　−Ｍフィルタ
）等の他のループフィルタを用いても良い。

更に、上記定数制御回路１５における特性（第９図に示
すもの）は、同図に示した特性に限らず、他の適切な特
性とすれば良い。

（発明の効果）以上詳細に説明したように、本発明にあっては、受信信
号のＳＮ比が広いレンジにわたって変化しても、常に精
度の良い位相追尾動作を行なうことができ、かつ、ＳＮ
比の良好な状態では、更に精度の良い制御を行なうこと
ができる。

これによって、例えば車両や航空機等の高速移動を行な
う移動体に受信機を搭載した場合にも、その移動体の高
速移動による受信信号の位相変化に追従することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はロランＣ信号の概要を示す波形図、第２図は従
来の位相追尾装置の構成を示すブロック図、第３図は第
２図のランダムウオークフィルタの構成を示すブロック
図、第４図はランダムウオークフィルタのＳ／Ｎの変化
に伴う入力確率の変化を示す特性図、第５図はループフ
ィルタの理想確率変換特性図、第６図はループフィルタ
の確率変換特性図、第７図は本発明の構成を示すブロッ
ク図、第８図は本発明の一実施例の構成を示すブロック
図、第９図は同実施例装置の定数制御回路における動作
特性図、第１０図は従来装置における位相追尾特性を示
す図、第１−１図は本発明の一実施例装置の位相追尾装
置を示す図、第１２凶は本発明に係るＳＮ比検出回路の
一実施例の構成を示すブロック図、第１３図は同装置に
おけるサンプリング値の確率分布を示す図、第１４図は
ロランパルスと同装置におけるサンプリングパルスとの
関係を示す波形図、第１５図は同装置のおける演算値と
ＳＮ比との相関関係を示すグラフ、第１６図は同じく同
装置における演算値とＳＮ比との他の相関関係を示すグ
ラフである。１００・・・位相比較手段１０１・・・比較信号発生手段１０２・・・ＳＮ比検出手段１０３・・・ループフィルタ手段１０４・・・定数、制御手段１１・・・・・・量子化回路１２・・・・・・位相比較器　。１３・・・・・・ループフィルタ１４・・・・・・ＳＮ比検出回路１５・・・・・・定数制御回路１７・・・・・・分周回路１８・・・・・・パルス加減回路１９・・・・・・クロック発生器特許出願人日産自動車株式会社第１図第４図第５図入力Ｆ＆９第６図第７図第１０図第１２図第１３図第１５図第１６図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ロランＣ信号を受信して、主従各局のロランパル
スに追尾するパルスを発生するロランＣ信号の位相追尾
装置において；受信される各局のロランＣ信号と比較信号との位相比較
を行なう位相比較手段と；各局のロランＣ信号の１繰り返し周期に同期して前記比
較信号を発生する比較信号発生手段と：受信信号のＳＮ
比を検出するＳＮ比検出手段と；前記位相比較手段によ
る位相比較結果に基づいて、前記比較信号の発生タイミ
ングを、受信されるロランパルスの位相に一致するよう
に補正するループフィルタ手段と；前記ＳＮ比の変化に対応してループフィルタ手段が保有
・する定数を変える定数制御手段とを備えることを特徴
とするロランＣ信号の位相追尾装置。