JPH0146034B2 - - Google Patents
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- JPH0146034B2 JPH0146034B2 JP58105540A JP10554083A JPH0146034B2 JP H0146034 B2 JPH0146034 B2 JP H0146034B2 JP 58105540 A JP58105540 A JP 58105540A JP 10554083 A JP10554083 A JP 10554083A JP H0146034 B2 JPH0146034 B2 JP H0146034B2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 43
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 5
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/26—Measuring noise figure; Measuring signal-to-noise ratio
Description
【発明の詳細な説明】
《産業上の利用分野》
この発明は、受信信号のSN比を精度良く求め
るための受信機のSN比検出装置に関する。
るための受信機のSN比検出装置に関する。
《従来技術とその問題点》
様々な受信機において、その受信信号のSN比
は必ずといつてよいほど問題となつてくる。ここ
では、一例としてロランＣ受信機について説明す
る。
は必ずといつてよいほど問題となつてくる。ここ
では、一例としてロランＣ受信機について説明す
る。
ロランＣは、双曲線電波航法に用いられるもの
で、一つの主局と複数の従局とがチエーンとなつ
て、第１図ａに示す如く、主局から９本のロラン
パルスを所定の周期Tpで発生し、この主局から
の信号Ｍに対して、各従局からは所定の遅延時間
を有して８本ずつの信号S1，S2を主局パルスＭと
同一周期で送信する。
で、一つの主局と複数の従局とがチエーンとなつ
て、第１図ａに示す如く、主局から９本のロラン
パルスを所定の周期Tpで発生し、この主局から
の信号Ｍに対して、各従局からは所定の遅延時間
を有して８本ずつの信号S1，S2を主局パルスＭと
同一周期で送信する。
そして、ロランＣ受信機においては、第１図ａ
に示されるような受信信号を受信して、主局パル
スＭ、従局パルスS1，S2の１パルス目の搬送波
Caの第３サイクルに同期してサンプリングパル
スPa，Pb，Pcを発生し、主局パルスＭに同期し
たサンプリングパルスPaに対して、従局パルス
S1，S2に同期して発生するサンプリングパルス
Pb，Pcの遅延時間T1，T2に基づいて受信機の現
在位置を測定するものである。
に示されるような受信信号を受信して、主局パル
スＭ、従局パルスS1，S2の１パルス目の搬送波
Caの第３サイクルに同期してサンプリングパル
スPa，Pb，Pcを発生し、主局パルスＭに同期し
たサンプリングパルスPaに対して、従局パルス
S1，S2に同期して発生するサンプリングパルス
Pb，Pcの遅延時間T1，T2に基づいて受信機の現
在位置を測定するものである。
上記のサンプリングパルスPa，Pb，Pcは、第
２図ｄに示す如く、上記ロランパルスLPに含ま
れる搬送波Ca（100KHz）の1/4波長（2.5μsec）の
パルス間隔を有する一対のパルスP1，P2からな
り、これら一対のパルスP1，P2のうちの一方を
上記搬送波Caの第３サイクル目の山に同期させ、
他方はゼロクロス点に同期させるように構成され
ている。このような構成となつているロランＣ受
信機としては、例えば特公昭56−2312号公報に示
される如きものがある。
２図ｄに示す如く、上記ロランパルスLPに含ま
れる搬送波Ca（100KHz）の1/4波長（2.5μsec）の
パルス間隔を有する一対のパルスP1，P2からな
り、これら一対のパルスP1，P2のうちの一方を
上記搬送波Caの第３サイクル目の山に同期させ、
他方はゼロクロス点に同期させるように構成され
ている。このような構成となつているロランＣ受
信機としては、例えば特公昭56−2312号公報に示
される如きものがある。
上記のようなロランＣ受信機にあつては、第２
図ｃに示す如く、ロランパルスLPの受信レベル
が低い場合、ノイズNzの影響によつて、搬送波
Caの位相変動が大きくなり、これによつてサン
プリングパルスの追尾点が変動し、正確な測定が
困難となる。
図ｃに示す如く、ロランパルスLPの受信レベル
が低い場合、ノイズNzの影響によつて、搬送波
Caの位相変動が大きくなり、これによつてサン
プリングパルスの追尾点が変動し、正確な測定が
困難となる。
この他、一般に、上記サンプリングパルスによ
つて受信信号のサンプリングを複数回行ない、そ
の平均値によつて搬送波Caの第３サイクルを追
尾する構成となつているが、上記サンプリング回
数は、SN比が低い場合にはその回数を増やす必
要があり、これに対して、サンプリング回数を増
加させると測定時間が長くなつてしまう。このた
め、SN比に対応して必要最小限のサンプリング
回数を設定することによつて、測定時間の短縮と
測定精度の向上とを図ることが要求される。
つて受信信号のサンプリングを複数回行ない、そ
の平均値によつて搬送波Caの第３サイクルを追
尾する構成となつているが、上記サンプリング回
数は、SN比が低い場合にはその回数を増やす必
要があり、これに対して、サンプリング回数を増
加させると測定時間が長くなつてしまう。このた
め、SN比に対応して必要最小限のサンプリング
回数を設定することによつて、測定時間の短縮と
測定精度の向上とを図ることが要求される。
従つて、上記の性能を実現するためには、受信
信号のSN比を正確に測定する必要が生じてくる。
信号のSN比を正確に測定する必要が生じてくる。
しかしながら、従来知られているSN比の測定
方法としては、例えばノイズフイルタによつて信
号成分とノイズ成分とを分離し、信号成分のレベ
ルとノイズ成分のレベルとの比を求めるものがあ
るが、これは、ノイズの周波数と信号の周波数と
が近似している場合には正確にSN比を求めるこ
とができない。
方法としては、例えばノイズフイルタによつて信
号成分とノイズ成分とを分離し、信号成分のレベ
ルとノイズ成分のレベルとの比を求めるものがあ
るが、これは、ノイズの周波数と信号の周波数と
が近似している場合には正確にSN比を求めるこ
とができない。
また、上記のようなロランＣ信号の場合には、
第２図ｃ，ｄに示す如く、ロランパルスLPから
外れた位置に、更にもう１つのサンプリングパル
スP3を設け、ノイズNzのみをサンプリングする
ことによつてノイズNzのレベルとロランパルス
LPのレベルとの比を求めることも考えられるが、
この場合、ロランパルスLPにもノイズNzが重畳
されているため、正しいSN比を求めることはで
きない。
第２図ｃ，ｄに示す如く、ロランパルスLPから
外れた位置に、更にもう１つのサンプリングパル
スP3を設け、ノイズNzのみをサンプリングする
ことによつてノイズNzのレベルとロランパルス
LPのレベルとの比を求めることも考えられるが、
この場合、ロランパルスLPにもノイズNzが重畳
されているため、正しいSN比を求めることはで
きない。
殊に、ノイズNzのレベルがロランパルスLPの
レベルに比較して無視できない大きさ（SN比が
約10dB以下）になるとSN比の測定精度は大幅に
低下してしまう。
レベルに比較して無視できない大きさ（SN比が
約10dB以下）になるとSN比の測定精度は大幅に
低下してしまう。
《発明の目的》
この発明は上記の事情に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、ノイズの周波数や
レベルに影響されずに正確に所定位相角における
受信信号のSN比を求めることのできる受信機の
SN比検出装置を提供することにある。
で、その目的とするところは、ノイズの周波数や
レベルに影響されずに正確に所定位相角における
受信信号のSN比を求めることのできる受信機の
SN比検出装置を提供することにある。
《発明の構成》
以下に本発明の構成を第３図のクレーム対応図
を用いて説明する。
を用いて説明する。
受信信号手段によつて、所定位相角において瞬
時値が正または負の所定の大きさとなる信号の受
信がなされる。サンプリング手段によつて、信号
受信手段を介して受信された受信信号の所定位相
角の瞬時値を該受信信号に同期して繰り返しサン
プリングを行なう。そして、大小判別手段によつ
て、前記サンプリングされたサンプリング値が所
定の基準値より大きいか小さいかを判別し、大小
頻度検出手段によつて、前記基準値より大きいサ
ンプリング値が得られる頻度と、基準値より小さ
いサンプリング値が得られる頻度とを求め、次
に、SN比演算手段によつて前記求められた頻度
に基づいて、前記受信信号のSN比を求める構成
となつている。
時値が正または負の所定の大きさとなる信号の受
信がなされる。サンプリング手段によつて、信号
受信手段を介して受信された受信信号の所定位相
角の瞬時値を該受信信号に同期して繰り返しサン
プリングを行なう。そして、大小判別手段によつ
て、前記サンプリングされたサンプリング値が所
定の基準値より大きいか小さいかを判別し、大小
頻度検出手段によつて、前記基準値より大きいサ
ンプリング値が得られる頻度と、基準値より小さ
いサンプリング値が得られる頻度とを求め、次
に、SN比演算手段によつて前記求められた頻度
に基づいて、前記受信信号のSN比を求める構成
となつている。
《実施例の説明》
以下、本発明の実施例を第４図以下の図面を用
いて詳細に説明する。
いて詳細に説明する。
第４図は、本発明に係る受信機のSN比検出装
置の一実施例の構成を示すブロツク図である。な
お、同図に示す装置は、ロランＣ受信機に適用さ
れる装置を一例として示す。
置の一実施例の構成を示すブロツク図である。な
お、同図に示す装置は、ロランＣ受信機に適用さ
れる装置を一例として示す。
同図に示す如く、このSN比検出装置は、アン
テナ１およびチユーナ２を介して受信されたロラ
ンＣ信号LPを入力して、サンプリングパルス発
生回路８から供給されるサンプリングパルスSP
をトリガ信号として、このサンプリングパルス
SPに同期してロランパルスLPの所定位相角にお
ける瞬時値のサンプリングおよびサンプリング値
のホールドを行なうサンプルホールド回路３を備
えている。
テナ１およびチユーナ２を介して受信されたロラ
ンＣ信号LPを入力して、サンプリングパルス発
生回路８から供給されるサンプリングパルスSP
をトリガ信号として、このサンプリングパルス
SPに同期してロランパルスLPの所定位相角にお
ける瞬時値のサンプリングおよびサンプリング値
のホールドを行なうサンプルホールド回路３を備
えている。
また、上記サンプルホールド回路３から出力さ
れるサンプリング値Saのレベルを弁別して
“１”、“０”の２値化信号Bcを出力する２値
化回路４と、上記サンプリングパルス発生回路８
からのサンプリングパルスSPをクロツク信号と
して、前記２値化回路４からの出力Bcが“１”
のときにカウントを行なうカウンタ５と、“０”
のときにカウントを行なうカウンタ６と、前記２
つのカウンタ５，６からのカウント値M1，M2の
間で減算を行なう減算回路９および、上記減算回
路９の出力（M1−M2）に基づいて受信信号の
SN比を求めるSN比演算回路１０とを備えてい
る。
れるサンプリング値Saのレベルを弁別して
“１”、“０”の２値化信号Bcを出力する２値
化回路４と、上記サンプリングパルス発生回路８
からのサンプリングパルスSPをクロツク信号と
して、前記２値化回路４からの出力Bcが“１”
のときにカウントを行なうカウンタ５と、“０”
のときにカウントを行なうカウンタ６と、前記２
つのカウンタ５，６からのカウント値M1，M2の
間で減算を行なう減算回路９および、上記減算回
路９の出力（M1−M2）に基づいて受信信号の
SN比を求めるSN比演算回路１０とを備えてい
る。
上記２値化回路４は、例えばサンプルホールド
回路３からのサンプリング値Saが正レベルの場
合に“１”を出力し負レベルの場合には“０”を
出力するコンパレータ回路で構成することができ
る。
回路３からのサンプリング値Saが正レベルの場
合に“１”を出力し負レベルの場合には“０”を
出力するコンパレータ回路で構成することができ
る。
また、上記サンプリングパルス発生回路８は、
上記ロランパルスLPの搬送波Caに同期したサン
プリングパルスを発生するもので、図示しないロ
ランパルス追尾回路においてロランパルスLPを
検出し、この検出されたロランパルスLPの第３
サイクル目を更に追尾することによつて得られる
サンプリングパルス発生タイミング信号に基づい
て、サンプリングパルスSPを発生する構成とな
つている。
上記ロランパルスLPの搬送波Caに同期したサン
プリングパルスを発生するもので、図示しないロ
ランパルス追尾回路においてロランパルスLPを
検出し、この検出されたロランパルスLPの第３
サイクル目を更に追尾することによつて得られる
サンプリングパルス発生タイミング信号に基づい
て、サンプリングパルスSPを発生する構成とな
つている。
上記SN比演算回路１０は、例えばマイクロコ
ンピユータを中心として、メモリおよびインター
フエイス回路などから構成されており、上記メモ
リには、減算回路９から入力される減算値データ
（M1−M2）に対応するSN比が予め記憶されてお
り、このメモリ内容と上記減算値データとの相関
関係からSN比を求める演算を行なう構成となつ
ている。
ンピユータを中心として、メモリおよびインター
フエイス回路などから構成されており、上記メモ
リには、減算回路９から入力される減算値データ
（M1−M2）に対応するSN比が予め記憶されてお
り、このメモリ内容と上記減算値データとの相関
関係からSN比を求める演算を行なう構成となつ
ている。
一般に、ノイズはガウス分布に従うランダム雑
音であると見なして良く、ノイズNzの瞬時振幅
をｎとすれば、Ｎ回サンプリングを行なつた場合
の瞬時振幅ｎの確率分布Ｐ（ｎ）は第５図に示す
如く平均値が０で、分散がσ2のガウス分布を呈す
る確率密度関数となる。ここでσは標準偏差であ
る。このときの確率密度関数Ｐ（ｎ）は以下の式
で表わされる。
音であると見なして良く、ノイズNzの瞬時振幅
をｎとすれば、Ｎ回サンプリングを行なつた場合
の瞬時振幅ｎの確率分布Ｐ（ｎ）は第５図に示す
如く平均値が０で、分散がσ2のガウス分布を呈す
る確率密度関数となる。ここでσは標準偏差であ
る。このときの確率密度関数Ｐ（ｎ）は以下の式
で表わされる。
上記式(1)におけるσ2はノイズの電力に相当し、
σはその実効値に相当する。
σはその実効値に相当する。
従つて、上記サンプルホールド回路３において
ノイズNzのみがサンプルされる場合には、２値
化回路４の出力Bcが“１”になる確率と“０”
になる確率とは等しく、カウンタ５の出力M1と
カウンタ６の出力M2の値は等しいこととなる。
これによつて、減算回路９の出力（M1−M2）の
値は０となり、このとき受信信号はノイズNzの
みであるためSN比は−∞dBである。
ノイズNzのみがサンプルされる場合には、２値
化回路４の出力Bcが“１”になる確率と“０”
になる確率とは等しく、カウンタ５の出力M1と
カウンタ６の出力M2の値は等しいこととなる。
これによつて、減算回路９の出力（M1−M2）の
値は０となり、このとき受信信号はノイズNzの
みであるためSN比は−∞dBである。
次に、第６図ａ，ｂに示す如く、上記サンプリ
ングパルスSPがロランパルスLPの搬送波Caの山
に同期している場合、搬送波Caの振幅をＳとす
れば、ノイズNzの振幅ｎがｎ＜−Ｓの場合にサ
ンプリング値Saは負の値となり、これによつて
２値化回路４の出力Bcが“０”となる。また、
ノイズNzの振幅ｎがｎ＞−Ｓのときには、サン
プリング値Saは正の値となり２値化回路４の出
力Bcは“１”となる。
ングパルスSPがロランパルスLPの搬送波Caの山
に同期している場合、搬送波Caの振幅をＳとす
れば、ノイズNzの振幅ｎがｎ＜−Ｓの場合にサ
ンプリング値Saは負の値となり、これによつて
２値化回路４の出力Bcが“０”となる。また、
ノイズNzの振幅ｎがｎ＞−Ｓのときには、サン
プリング値Saは正の値となり２値化回路４の出
力Bcは“１”となる。
このように、ロランパルスLPの搬送波Caの山
をＮ回サンプリングした場合のサンプリング値の
確率分布は第５図の破線Ｐ（ｎ−Ｓ）に示す如く、
平均値がＳで分散がσ2のガウス分布となり、前記
ノイズのみの確率分布Ｐ（ｎ）を正方向へＳだけ
平行移動させたものとなる。
をＮ回サンプリングした場合のサンプリング値の
確率分布は第５図の破線Ｐ（ｎ−Ｓ）に示す如く、
平均値がＳで分散がσ2のガウス分布となり、前記
ノイズのみの確率分布Ｐ（ｎ）を正方向へＳだけ
平行移動させたものとなる。
このときの確率密度関数Ｐ（ｎ−Ｓ）は以下の
式で表わされる。
式で表わされる。
上記の確率分布Ｐ（ｎ−Ｓ）において、同図中
斜線を施した部分の面積A2は、上記サンプリン
グ値Saが負の値となる確率に等しい。またサン
プリング値Saが正となる確率A1は１−A2とな
る。
斜線を施した部分の面積A2は、上記サンプリン
グ値Saが負の値となる確率に等しい。またサン
プリング値Saが正となる確率A1は１−A2とな
る。
従つて、Ｎ回のサンプリングを行なつた場合に
おけるカウンタ６の出力M2は、 となり、他方カウンタ５の出力M1は、 M1＝Ｎ−M2＝Ｎ（１−A2） ……(4) となる。従つて、上記カウント値M1，M2の差
は、 M1−M2＝Ｎ（１−A2）−NA2 ＝Ｎ（１−2A2） ……(5) となる。
おけるカウンタ６の出力M2は、 となり、他方カウンタ５の出力M1は、 M1＝Ｎ−M2＝Ｎ（１−A2） ……(4) となる。従つて、上記カウント値M1，M2の差
は、 M1−M2＝Ｎ（１−A2）−NA2 ＝Ｎ（１−2A2） ……(5) となる。
次に、第５図に示す如く、上記サンプリング値
Saの確率密度関数Ｐ（ｎ−Ｓ）の平均値ＳをＳ＝
σとしてあるため、Ｐ（ｎ−Ｓ）＝Ｓの場合はSN
比が0dBの場合に相当する。このときの上記カウ
ント値M1とM2との減算値（M1−M2）の値を求
めてみると、上記式(5)から、 となる。すなわち、上記減算値（M1−M2）の値
が0.6826Nの場合には、SN比が0dBであることが
判る。
Saの確率密度関数Ｐ（ｎ−Ｓ）の平均値ＳをＳ＝
σとしてあるため、Ｐ（ｎ−Ｓ）＝Ｓの場合はSN
比が0dBの場合に相当する。このときの上記カウ
ント値M1とM2との減算値（M1−M2）の値を求
めてみると、上記式(5)から、 となる。すなわち、上記減算値（M1−M2）の値
が0.6826Nの場合には、SN比が0dBであることが
判る。
上記の如く、減算値（M1−M2）の値とSN比
との相関関係を求めていくと、第７図に示す如き
２次曲線となる。従つて、上記SN比演算回路１
０のメモリに第７図のデータマツプを記憶させて
おけば、上記演算回路９の出力（M1−M2）から
の受信信号のSN比を演算によつて求めることが
できるのである。
との相関関係を求めていくと、第７図に示す如き
２次曲線となる。従つて、上記SN比演算回路１
０のメモリに第７図のデータマツプを記憶させて
おけば、上記演算回路９の出力（M1−M2）から
の受信信号のSN比を演算によつて求めることが
できるのである。
なお、上記実施例においては、２値化回路４の
出力Bcが“１”、“０”である場合の両者をそ
れぞれカウントするカウンタ５，６の２つのカウ
ンタを用いて構成しているが、サンプリング回数
Ｎを予め決めておけば、上記カウント値M1ある
いはM2の何れか一方が判れば、他方は上記サン
プル回数Ｎから演算によつて求めることができる
ので、カウンタの数を１つとすることも可能であ
る。
出力Bcが“１”、“０”である場合の両者をそ
れぞれカウントするカウンタ５，６の２つのカウ
ンタを用いて構成しているが、サンプリング回数
Ｎを予め決めておけば、上記カウント値M1ある
いはM2の何れか一方が判れば、他方は上記サン
プル回数Ｎから演算によつて求めることができる
ので、カウンタの数を１つとすることも可能であ
る。
また、上記カウント値M1およびM2の演算値を
SN比と対応させてSN比を求める構成の他に、第
８図に示す如く、上記２つのカウント値M1とM2
との比（M1／M2）とSN比との相関関係から求
めることも可能である。更に、上記式(3)、(4)の関
係から明らかなように、上記カウント値M1，M2
のうちの一方の値からSN比との相関関係を導き
出すことも可能である。
SN比と対応させてSN比を求める構成の他に、第
８図に示す如く、上記２つのカウント値M1とM2
との比（M1／M2）とSN比との相関関係から求
めることも可能である。更に、上記式(3)、(4)の関
係から明らかなように、上記カウント値M1，M2
のうちの一方の値からSN比との相関関係を導き
出すことも可能である。
更に、以上の説明ではロランＣ受信器について
述べてあるが、上記のSN比検出装置は、その他
同じく電波航法に用いられるオメガあるいは、一
般のラジオ受信機、更には通信システムの受信機
などに応用できる。
述べてあるが、上記のSN比検出装置は、その他
同じく電波航法に用いられるオメガあるいは、一
般のラジオ受信機、更には通信システムの受信機
などに応用できる。
《発明の効果》
以上詳細に説明したように本発明の受信機の
SN比検出装置にあつては、受信信号レベルが微
弱となつてSN比が極めて悪い状態（例えば10dB
以下）であつても、正確に受信信号のSN比を求
めることが可能であり、また、ノイズの周波数に
も左右されず、精度良くSN比を求めることがで
きる。
SN比検出装置にあつては、受信信号レベルが微
弱となつてSN比が極めて悪い状態（例えば10dB
以下）であつても、正確に受信信号のSN比を求
めることが可能であり、また、ノイズの周波数に
も左右されず、精度良くSN比を求めることがで
きる。
第１図はロランＣにおける信号とロランＣ受信
機におけるサンプリングパルスとの関係を示す波
形図、第２図は第１図のロランパルスを拡大して
示した図、第３図は本発明のクレーム対応図、第
４図は本発明に係る受信機のSN比検出装置の一
実施例の構成を示すブロツク図、第５図は同装置
におけるサンプリング値の確率分布を示す図、第
６図はロランパルスと同装置におけるサンプリン
グパルスとの関係を示す波形図、第７図は同装置
のおける演算値とSN比との相関関係を示すグラ
フ、第８図は同じく同装置における演算値とSN
比との他の相関関係を示すグラフである。 ３……サンプルホールド回路、４……２値化回
路、５，６……カウンタ、８……サンプリングパ
ルス発生回路、９……減算回路、１０……SN比
演算回路。
機におけるサンプリングパルスとの関係を示す波
形図、第２図は第１図のロランパルスを拡大して
示した図、第３図は本発明のクレーム対応図、第
４図は本発明に係る受信機のSN比検出装置の一
実施例の構成を示すブロツク図、第５図は同装置
におけるサンプリング値の確率分布を示す図、第
６図はロランパルスと同装置におけるサンプリン
グパルスとの関係を示す波形図、第７図は同装置
のおける演算値とSN比との相関関係を示すグラ
フ、第８図は同じく同装置における演算値とSN
比との他の相関関係を示すグラフである。 ３……サンプルホールド回路、４……２値化回
路、５，６……カウンタ、８……サンプリングパ
ルス発生回路、９……減算回路、１０……SN比
演算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定位相角において瞬時値が正または負の所
定の大きさとなる信号を受信する信号受信手段
と、 前記信号受信手段の受信信号を前記所定位相角
において繰り返しサンプリングするサンプリング
手段と、 前記サンプリング値が所定の基準値より大か小
かを判別する大小判別手段と、 前記基準値より大のサンプリング値が得られる
頻度と基準値より小のサンプリング値が得られる
頻度とを求める大小頻度検出手段と、 前記求められた頻度に基づいて前記受信信号の
SN比を求めるSN比演算手段とを備えることを特
徴とする受信機のSN比検出装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58105540A JPS59230171A (ja) | 1983-06-13 | 1983-06-13 | 受信機のｓｎ比検出装置 |
| US06/617,938 US4627103A (en) | 1983-06-13 | 1984-06-06 | S/N ratio determining method and apparatus for a receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58105540A JPS59230171A (ja) | 1983-06-13 | 1983-06-13 | 受信機のｓｎ比検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59230171A JPS59230171A (ja) | 1984-12-24 |
| JPH0146034B2 true JPH0146034B2 (ja) | 1989-10-05 |
Family
ID=14410417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58105540A Granted JPS59230171A (ja) | 1983-06-13 | 1983-06-13 | 受信機のｓｎ比検出装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4627103A (ja) |
| JP (1) | JPS59230171A (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS623536A (ja) * | 1985-06-29 | 1987-01-09 | Oki Electric Ind Co Ltd | 移動体データ通信の良否判定装置 |
| US4731586A (en) * | 1985-11-14 | 1988-03-15 | Westinghouse Electric Corp. | Electrical noise detector for detecting power line gap defects |
| US4972511A (en) * | 1988-12-05 | 1990-11-20 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Receiver test apparatus with test message injector |
| US6181739B1 (en) * | 1995-11-22 | 2001-01-30 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Signal-to-noise ratio determination using digital signal processing |
| CA2230589C (en) * | 1998-02-25 | 2004-02-10 | Wen Tong | Determining sir in a communications system |
| US6718301B1 (en) | 1998-11-11 | 2004-04-06 | Starkey Laboratories, Inc. | System for measuring speech content in sound |
| JP2001235428A (ja) * | 2000-02-23 | 2001-08-31 | Nikon Corp | 外観検査装置 |
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| US7283956B2 (en) * | 2002-09-18 | 2007-10-16 | Motorola, Inc. | Noise suppression |
| KR101168968B1 (ko) * | 2009-09-14 | 2012-07-26 | 순환엔지니어링 주식회사 | 불규칙 이상신호 검출 및 필터링 방법 |
| US8737654B2 (en) | 2010-04-12 | 2014-05-27 | Starkey Laboratories, Inc. | Methods and apparatus for improved noise reduction for hearing assistance devices |
| JP7066233B1 (ja) * | 2021-05-24 | 2022-05-13 | エレックス工業株式会社 | Ａｄコンバータ及びこれを用いた広帯域雑音の電力測定装置、電力スペクトル測定装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS54128381A (en) * | 1978-03-28 | 1979-10-04 | Fujitsu Ltd | Noise measuring method |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3350643A (en) * | 1965-07-15 | 1967-10-31 | James E Webb | Signal-to-noise ratio estimating by taking ratio of mean and standard deviation of integrated signal samples |
| US3475683A (en) * | 1967-09-28 | 1969-10-28 | Dynell Elec | Method and apparatus for measuring signal to noise ratio |
| US4074201A (en) * | 1976-07-26 | 1978-02-14 | Gte Sylvania Incorporated | Signal analyzer with noise estimation and signal to noise readout |
| US4185242A (en) * | 1978-03-20 | 1980-01-22 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Signal-to-noise ratio measurement of intermittent signals |
| JPS6043852B2 (ja) * | 1979-06-21 | 1985-09-30 | 昭和高分子株式会社 | 硬化性樹脂組成物 |
-
1983
- 1983-06-13 JP JP58105540A patent/JPS59230171A/ja active Granted
-
1984
- 1984-06-06 US US06/617,938 patent/US4627103A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54128381A (en) * | 1978-03-28 | 1979-10-04 | Fujitsu Ltd | Noise measuring method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59230171A (ja) | 1984-12-24 |
| US4627103A (en) | 1986-12-02 |
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