JP7066233B1

JP7066233B1 - Ａｄコンバータ及びこれを用いた広帯域雑音の電力測定装置、電力スペクトル測定装置

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Publication number: JP7066233B1
Application number: JP2021086707A
Authority: JP
Inventors: 則幸川口; 崇前田; 健一原田; 研自江間; 研介小關
Original assignee: ELECS INDUSTRY CO., LTD.
Current assignee: ELECS INDUSTRY CO., LTD.
Priority date: 2021-05-24
Filing date: 2021-05-24
Publication date: 2022-05-13
Anticipated expiration: 2041-05-24
Also published as: JP2022179902A; DE112022002797T5; WO2022249747A1

Abstract

【課題】数ＧＨｚ以上の広帯域な雑音信号をデジタル信号に変換することが可能であり、しかも設置スペースや電力供給に著しい制限がある場合でも使用することが可能なＡＤコンバータを提供する。【解決手段】アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータであって、前記アナログ信号の入力電圧を判定電圧と比較するコンパレータと、前記アナログ信号の入力電圧又は前記判定電圧の少なくともいずれか一方をシフトさせる調整部と、前記コンパレータの比較結果に基づいて１ビットの時系列データを出力するエンコーダと、前記時系列データに含まれる出力符号の出現頻度を演算する処理部と、前記処理部の演算結果が所定値となるように前記調整部を動作させる制御部と、を備えている。【選択図】図１

Description

本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータに係り、例えば自然界から放射される電磁波のように、広い帯域幅を有する雑音信号の電力測定や電力スペクトル測定に利用可能なＡＤコンバータに関する。

電波天文観測、地球観測、大気観測等においては、自然界から放射される電磁波を測定し、その測定結果に基づいて測定対象物に関する科学的知見を獲得し、地球環境、資源探査、気象予測等に関する有用な情報を得るリモートセンシングが普及している。

これら自然界から放射される電磁波は、人工的に生成された通信波と異なり、数ＧＨｚから数１０ＧＨｚといった広い帯域幅を持った微弱な雑音信号であることが特徴であり、そのような雑音信号を受信する測定器として、電波望遠鏡やマイクロ波放射計が用いられている。

電波望遠鏡及びマイクロ波放射計では、アンテナで受信した雑音信号の強度を正しく測定するために、受信した帯域幅の全体にわたって電力の総和の測定を行う必要があり、また、測定感度を向上させるためにも、測定する帯域幅を広く設定することが必要である。

一方、雑音信号のような交流電気信号の電力測定方法としては、デジタル方式による電力測定方法が採用されている（例えば、ディジタルパワーメータＷＴ３００Ｅ／横河電機株式会社製）。このデジタル方式では、入力されアナログ信号をＡＤコンバータによってデジタル信号に変換し、変換された波形データについて、デジタル処理によって二乗検波を行い、得られた信号波を積分することで交流電気信号の電力を測定している。

ＡＤコンバータによってアナログ信号をデジタル信号に変換し、得られたデジタル信号から広帯域の雑音信号の電力を測定する場合、前記ＡＤコンバータは少なくとも雑音信号の帯域幅の2倍以上のサンプリング周波数を有している必要がある。例えば、中心周波数を２２ＧＨｚ付近に有する水蒸気の輻射電力を８ＧＨｚの帯域幅で測定するのであれば、１６－２４ＧＨｚの周波数帯域を測定する必要があり、前記ＡＤコンバータには１６ＧＨｚ以上のサンプリング周波数が必要である。また、前述のように二乗検波によって電力値を得るためには、雑音波形の振幅情報が必要となるため、測定精度に応じた分解能でサンプリングを行う必要がある。

サンプリング周波数を高く設定可能なＡＤコンバータの方式としては、例えば特許文献１や特許文献２に開示されるフラッシュ型ＡＤコンバータが知られている。このフラッシュ型ＡＤコンバータは、分解能がＮビットとした場合に、あらかじめ（２^N－１）個に分圧された基準電圧とアナログ信号をコンパレータで同時に比較を行い、比較結果をエンコーダでデジタル信号に変換している。

特開平８－１１６２５７特開２００７－３１８４５７

しかし、フラッシュ型ＡＤコンバータでは、必要な分解能に応じた多数のコンパレータが必要となり、回路規模や消費電力が大きくなってしまう傾向にある。このため、ＡＤコンバータとしての能力、すなわちサンプリング周波数と分解能は回路の集積規模と消費電力の制約を受けており、高いサンプリング周波数と大きな分解能とを両立することは困難である。例えば、１６ＧＨｚといった高周波数でサンプリングが可能なＡＤコンバータは分解能が３ビットと小さく、逆に１２ビットの高分解能を有するＡＤコンバータはサンプリング周波数が４ＧＨｚと低速のため、計測できる雑音信号の帯域幅は２ＧＨｚに制限されてしまう。従って、将来的にサンプリング周波数が高く且つ多ビットのＡＤコンバータが開発されたとしても、当該ＡＤコンバータは大型で消費電力の大きなものとなることが予想される。

前述した電波望遠鏡やマイクロ波放射計等の測定装置は、主に天文観測や地球観測の用途で人工衛星等の宇宙機に搭載されるが、宇宙機では搭載スペースと許容消費電力が厳しく制限されるため、大型で且つ消費電力の大きな装置は搭載することが困難である。また、地上で使用する測定装置においても、安定且つ継続的な電力供給が難しく、電池駆動が必要な環境下においては、宇宙機と同様、消費電力の大きな測定装置は使用が困難である。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、数ＧＨｚ以上の広帯域な雑音信号をデジタル信号に変換することが可能であり、しかも設置スペースや電力供給に著しい制限がある場合でも使用することが可能なＡＤコンバータを提供することにある。

すなわち、本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータであって、前記アナログ信号の入力電圧を判定電圧と比較するコンパレータと、前記アナログ信号の入力電圧又は前記判定電圧の少なくともいずれか一方をシフトさせる調整部と、前記コンパレータの比較結果に基づいて１ビットの時系列データを出力するエンコーダと、前記時系列データに含まれる出力符号の出現頻度を演算する処理部と、前記処理部の演算結果が所定値となるように前記調整部を動作させる制御部と、を備えている。

本発明のＡＤコンバータによれば、前記コンパレータに入力するアナログ信号の入力電圧又は判定電圧の少なくともいずれか一方を任意にシフトさせた際に、当該コンパレータから出力される１ビットのデジタル信号の符号「１」又は「０」の出現率はアナログ信号の入力電圧又は判定電圧のシフト量に応じて異なったものとなる。このため、所定時間内におけるデジタル信号の符号「１」又は「０」の出現頻度を処理部で演算し、その演算結果に基づいて前記シフト量を変更すれば、入力されたアナログ信号の波形に関する各種情報を取得することが可能となる。

例えば、所定時間内における符号「１」又は「０」の出現頻度が５０％となるように前記判定電圧を変更すれば、当該判定電圧は入力アナログ信号の平均電圧を示すものとなる。また、所定時間内における符号「０」の出現率が１００％となるように判定電圧を変更すれば、当該判定電圧は入力アナログ信号の最大電圧を示すものとなる。前記判定電圧を固定し、前記入力アナログ信号の平均電圧をシフトさせた場合も同様に、当該入力アナログ信号の最小電圧、最大電圧を知ることができる。

このように、本発明のＡＤコンバータはアナログ信号を単一のコンパレータによってデジタル信号に変換し、１ビットのデジタル信号の符号の出現頻度から入力アナログ信号の波形に関する各種情報、特に自然界や深宇宙から放射される未知の雑音信号の波形に関する各種情報を取得することができる。従って、数ＧＨｚ以上の広帯域な雑音信号を小規模かつ低消費電力でデジタル信号に変換することが可能であり、設置スペースや電力供給に著しい制限がある各種測定装置、例えば広帯域雑音信号の電力測定装置や電力スペクトル測定装置等に使用することが可能である。

本発明を適用したＡＤコンバータの構成の一例を示すブロック図である。雑音信号の振幅値ｘと確率密度関数φ（ｘ）の関係、当該雑音信号の振幅値ｘと累積分布関数Φ（ｘ）の関係を示したグラフである。図２において閾値を－０．５とした場合の累積分布関数の値Φと標準偏差σの関係を示すグラフである。本発明のＡＤコンバータを用いた電力測定装置の構成の一例を示すブロック図である。本発明のＡＤコンバータを用いた電力スペクトル測定装置の構成の一例を示すブロック図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明を適用したＡＤコンバータ及びこれを用いた広帯域雑音の電力測定装置、電力スペクトル測定装置を詳細に説明する。

図１は本発明を適用したＡＤコンバータの構成の一例を示すブロック図である。このＡＤコンバータ１は、アナログ信号の入力電圧を判定電圧と比較して量子化する単一のコンパレータ１０を有し、前記コンパレータ１０によって離散的な周期によって切り出された振幅値をエンコーダ１１で１ビットデジタル信号、すなわち「１」又は「０」に符号化して出力する。

前記判定電圧はＤＣ電圧調整部１２から前記コンパレータ１０に入力されており、当該判定電圧の大きさは当該ＡＤコンバータ１の許容最大入力電圧と許容最小入力電圧の間で任意に設定することが可能である。このＤＣ電圧調整部が本発明の調整部に相当する。

このＡＤコンバータ１は単一のコンパレータ１０によって入力アナログ信号をデジタル信号に変換する分解能１ビットのＡＤコンバータである。従って、入力アナログ信号の波形に関する情報を多ビットのデジタル信号から得るのではなく、出力符号「１」又は「０」の出現頻度から得ようとするものである。この出力符号「１」又は「０」の出現頻度は前記コンパレータ１０に入力する判定電圧を変更すると、それに応じて変化する。このため、前記ＤＣ電圧調整回路１２によって判定電圧のレベルを任意に設定することにより、入力アナログ信号の波形に関する種々の情報を出力符号「１」又は「０」の出現頻度から把握することが可能である。

前記エンコータ１１から出力されたデジタル信号は処理部１３に入力される。前記処理部１３は所定時間内に入力されたデジタル信号の符号「１」又は「０」の出現頻度を演算し、演算結果を制御部１４に対して出力する。すなわち、この演算結果は前述した出力符号「１」又は「０」の出現頻度を表している。前記制御部１４はユーザーからの入力に応じて、前記処理部１３から送られてきた演算結果が所定値となるように、前記ＤＣ電圧調整部１２を制御して前記コンパレータ１０に入力される判定電圧を変更する。

前記処理部はエンコーダの出力符号を計数してその出現頻度を把握できるものであればよく、例えばカウンタで構成することもできる。また、前記処理部をフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）で構成して、エンコーダが出力するデジタル信号に対しての他の処理、例えば周波数解析処理等を同時に実行できるようにしても差し支えない。

ここで、当該ＡＤコンバータ１の許容最大入力電圧をＶ_top、許容最小入力電圧をＶ_btm、前記判定電圧をＶ_d、前記コンパレータ１０に対するアナログ信号の入力電圧をＶ_iとし、入力電圧Ｖ_iが判定電圧Ｖ_dより高い場合（Ｖ_i＞Ｖ_d）の出力部号を「1」、入力電圧Ｖ_iが判定電圧Ｖ_dより低い場合（Ｖ_i＜Ｖ_d）の出力符号を「０」とし、前記判定電圧とデジタル信号の符号の出現頻度との関係について説明する。

（１）判定電圧Ｖ_d≒Ｖ_btmで出力符号がすべて「１」の場合は、アナログ信号の入力電圧が当該ＡＤコンバータの許容最小入力電圧を下回っていないことを把握することができる。一方、出力符号「０」が発生する場合には、アナログ信号の入力電圧が許容最小入力電圧を下回ることがあると把握することができる。従って、前記制御部１４は前記処理部１３の演算結果を確認することにより、過小入力の警告を発することが可能となる。

（２）判定電圧Ｖ_d≒Ｖ_topで出力符号がすべて「０」の場合は、アナログ信号の入力電圧が当該ＡＤコンバータの許容最大入力電圧を上回っていないことを把握することができる。一方、出力符号「１」が発生する場合には、アナログ信号の入力電圧が許容最大入力電圧を上回ることがあると把握することができる。従って、前記制御部１４は前記処理部１３の演算結果を確認することにより、過大入力の警告を発することが可能となる。

また、ユーザーが前記制御部１４に対してアナログ信号の入力電圧の最大値又は最小値の探索を指示した場合、前記制御部１４は判定電圧を変化させて、デジタル信号の出力符号がすべて「１」又は「０」となる判定電圧を見出すことができる。すなわち、出力符号がすべて「１」となれば、そのときの判定電圧がアナログ信号の入力電圧の最小値であり、出力符号がすべて「０」となれば、そのときの判定電圧がアナログ信号の入力電圧の最大値と推測することができる。

（３）判定電圧Ｖ_d＝０Ｖに設定した際に、出力符号「１」又は「０」の出現率が５０％でないとすれば、入力アナログ信号にＤＣ成分が含まれていると判断することができる。また、判定電圧Ｖ_dを変化させることで、出力符号「１」又は「０」の出現率が５０％となるＶ_dを見出すことができ、このときのＶ_dが入力アナログ信号に含まれるＤＣ成分に等しいことになる。従って、見出したＶ_d、すなわち入力アナログ信号のＤＣ成分が当該信号を付加しようとしている半導体デバイスの許容範囲を超えているのであれば、前記制御部１４は前記処理部１３の演算結果に基づいて、過大入力の警告を発することが可能となる。

（４）出力符号「１」又は「０」の出現に周期性がある場合は、入力アナログ信号が周期性を有する信号であると把握することができる。前記周期性から入力アナログ信号の周波数を知ることができ、出力符号の時系列データに対して高速フーリエ変換等の周波数解析処理を施すことにより、入力アナログ信号の周波数成分を知ることができる。また、判定電圧Ｖ_dを変化させ、出力符号「１」又は「０」の出現率を調べることにより、入力アナログ信号の波形に関する情報（正弦波、三角波、パルス波形等）を把握することが可能となる。加えて、把握された入力アナログ信号の波形が正弦波であれば、ＡＤコンバータやアンプ等のデバイスの非線形性に起因する高調波歪みを計測することも可能である。

（５）出力符号「１」又は「０」の出現に規則性がなく、入力アナログ信号が雑音信号であれば、出力符号の出現頻度から当該雑音信号の電力を計測することが可能である。この点については、後述する広帯域雑音の電力測定装置の実施形態において詳述する。

このように本発明のＡＤコンバータは１ビットの分解能であっても、前記コンパレータ１０に入力する判定電圧を前記処理部の演算結果に応じて任意に変化させることで、入力アナログ信号の波形に関する種々の情報を探索することが可能である。また、多ビットのＡＤコンバータと比較して、はるかに高速で動作することが可能である他、回路規模が小さいので、消費電力を低く抑えることも可能である。

従って、本発明のＡＤコンバータは数１０ＧＨｚ以上の広帯域に及ぶ雑音信号の電力測定装置や電力スペクトル測定装置に使用可能であり、特に、人工衛星等の宇宙機に搭載する測定装置のように、小型化、低消費電力が厳しく要求される環境下での測定装置に最適である。また、そのような環境下における未知の雑音信号に対する種々の情報収集に有効である。

尚、図１を用いて説明した実施形態では、前記処理部１３によって演算されたデジタル信号の符号「１」又は「０」の出現頻度に応じて前記判定電圧をシフトさせ、それによって入力アナログ信号の波形に関する種々の情報を探索したが、前記判定電圧を固定し、本発明の調整部で前記コンパレータに対するアナログ信号の入力電圧をシフトさせるように構成しても、同様に入力アナログ信号の波形に関する種々の情報を探索することが可能である。

次に、本発明のＡＤコンバータを使用した広帯域雑音の電力測定装置について説明する。

自然界から放射される広帯域の雑音信号の振幅値の分布は正規分布に従うことが知られており、そのような正規分布に従った雑音はガウス雑音と称されている。ガウス雑音の実効値は正規分布の標準偏差に相当するため、入力されている雑音信号の標準偏差に該当する電圧を知ることができれば、その雑音の電力を知ることが可能である。

一般的に、入力されている雑音信号の標準偏差を知るためには、当該雑音信号の振幅値を多数サンプルし、それら振幅値の分布から標準偏差を計算することが行われている。また、前記標準偏差は、振幅値の多数サンプルの中から特定の振幅値の出現頻度を計算して求めることも可能であるが、特定の振幅値の出現頻度を測定するためには多ビットのＡＤコンバータが必要である。

一方、正規分布において、特定の変数値を閾値とした場合に、変数値がその値以下となる確率は累積分布関数として知られている。標準偏差をσ、多数サンプルの平均値を０とした際の正規分布の累積分布関数は、以下の式で示される。

この式に示されるように、閾値となる特定の変数をｘとした場合、振幅値が閾値ｘを下回る頻度Φ（ｘ）は標準偏差σを含んだ関数となり、Φの値を把握することができれば、標準偏差σを求めることができる。このため、特定の振幅値を閾値として、当該閾値以下、もしくは当該閾値以上の振幅の出現頻度を前掲の累積分布関数に当てはめることで、入力されている雑音信号の標準偏差を知ることができ、そこから雑音信号の電力を把握することが可能となる。

但し、閾値とする特定の振幅値は雑音信号の振幅の平均値に対してオフセットさせることが必要である。ガウス雑音は正規分布に従っているため、標準偏差の値に関係なく、累積分布関数の値は当該ガウス雑音における振幅の平均値において５０%になる。このため、１ビットＡＤコンバータにおいて振幅の平均値を閾値として用いたのでは、雑音信号の振幅に関する情報は失われ、雑音信号の電力を測定することが不能である。

図２は、標準偏差σが０．２、０．４、０．６、０．８又は１．０となるような異なる雑音信号について、当該雑音信号の振幅値ｘと確率密度関数φ（ｘ）の関係、当該雑音信号の振幅値ｘと累積分布関数Φ（ｘ）の関係を示したグラフである。また、図３は、図２において閾値を－０．５とした場合の、累積分布関数の値Φと標準偏差σの関係を示すものである。

この関係から、雑音信号の振幅値の多数サンプルの中から、振幅値が閾値以下、又は閾値以上となるものの出現頻度を測定することで、入力された雑音信号の標準偏差σ、ひいては当該雑音信号の電力値を導き出すことが可能となる。

図４は本発明のＡＤコンバータを用いて構成した広帯域雑音の電力測定装置の実施形態の一つを示すブロック図である。

この実施形態における電力測定装置２は、図１に示した分解能1ビットのＡＤコンバータ１を利用したものであり、入力雑音信号の電力値を出力する変換部２１を備えている。前記変換部２１は、前記ＡＤコンバータ１の処理部１３から出力された出力符号「１」又は「０」の出現頻度の演算結果、並びに閾値としての前記判定電圧を用いて、入力雑音信号の電力値を導出する。尚、ＡＤコンバータ１の構成要素についての説明は、図４中に図１と同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。

前記ＡＤコンバータ１のコンパレータ１０は入力された雑音信号（アナログ信号）を判定電圧と比較し、判定電圧に対する雑音信号の振幅の大小によって前記エンコーダ１１が論理レベル「１」又は「０」の符号を出力する。このときに使用される判定電圧は雑音信号の振幅の平均値に対してオフセットされた閾値であり、前記コンパレータ１０の許容入力電圧範囲内で任意に設定することができ、入力する雑音信号の振幅の範囲によって最適な電圧値を選ぶことができる。また、前記コンパレータ１０に入力される雑音信号が未知の場合であっても、当該雑音信号の振幅の平均値は、前述の如く、デジタル信号の符号「１」又は「０」の出現頻度が５０％になる判定電圧を探索することにより、把握することが可能である。

前記処理部１３は前記エンコーダ１１から出力される符号「１」又は「０」の出現頻度を一定時間ごと演算する。これにより、前記ＡＤコンバータ１に入力された雑音信号の振幅値が判定電圧以下、又は判定電圧以上となる演算結果（出現頻度）を得ることができる。ここで取得された出現頻度の値、並びに閾値としての前記判定電圧を前記変換部２１で累積分布関数に当てはめることで、入力された雑音信号の標準偏差σ、ひいては当該雑音信号の電力値を導き出すことができる。

このように本実施形態に示す広帯域雑音の電力測定装置は、図１に示すＡＤコンバータ１から出力された１ビットのデジタル信号の出力符号の出現頻度を演算することで容易に実現可能である。また、前記処理部１３をカウンタで構成した場合には、前記ＡＤコンバータ１構成するコンパレータ１０、エンコーダ１１及び処理部１３は多ビットのＡＤコンバータおよび多ビットの演算器と比較して、はるかに高速で動作することが可能である。また、回路規模が小さいので、消費電力が少ないといった利点もある。

従って、本発明のＡＤコンバータを用いた電力測定装置は、数１０ＧＨｚ以上の広帯域雑音信号の電力を測定することが可能となり、測定する雑音信号の帯域幅が同程度であれば、多ビットのＡＤコンバータに比べて小規模かつ低消費電力で測定が可能となる。これにより、電力測定装置の小型化、低消費電力が厳しく要求される環境下においても実施することが可能であり、人工衛星等の宇宙機への搭載も容易なものとすることができる。

また、前記判定電圧を任意に変更しながら、未知の雑音信号に関する平均値、最大値、最小値等の各種情報を収集し、それに併せて当該雑音信号の電力測定を行うことができ、この点においても人工衛星等の宇宙機の搭載に最適である。

更に、従来の多ビットのフラッシュ型ＡＤコンバータでは、基準電圧を分解能に応じて分圧して各コンパレータに印加する閾値電圧を生成し、これを入力アナログ信号と比較しているため、分圧された各閾値電圧が誤差を含んでいる場合、複数のコンパレータでの比較結果を積み上げて生成される多ビットデジタル信号の変化レベルは入力アナログ信号の変化レベルを正しく反映していない可能性がある。

この点に関して、本発明のＡＤコンバータを用いた電力測定装置であれば、電力値の変化が既知のアナログ信号を本実施形態の電力測定装置に入力し、測定電力値の変化が入力電力値の変化と合致するように前記ＡＤコンバータに入力する判定電圧を調整することで、装置を較正することが可能である。このため、そのような較正を事前に実施しておくことで、本実施形態の電力測定装置では、入力アナログ信号の変化レベルをデジタル信号に正しく反映させ、この電力測定装置の測定確度を担保することが可能になる。

尚、図４を用いて説明した実施形態では、図１を用いて具体的に説明したＡＤコンバータを使用したが、前記判定電圧を固定し、前記コンパレータに入力する雑音信号の平均電圧をシフトさせるように構成してもよい。そのような構成によっても、前記エンコーダ１１から出力される符号「１」又は「０」の出現頻度を一定時間ごと演算することで、入力された雑音信号の標準偏差σ、ひいては当該雑音信号の電力値を導き出すことができる。

次に、本発明のＡＤコンバータを使用した広帯域雑音の電力スペクトル測定装置について説明する。

雑音信号の電力スペクトルを測定する方法としては、アナログ信号としての雑音信号を分解能１ビットのＡＤコンバータへ入力し、当該雑音信号を所定周波数でサンプリングしてデジタル化した後、ここで得られた時系列データにフーリエ変換を施し、雑音信号の電力スペクトルを一定の周波数帯域毎に分割して取得する方法が公知である。

この電力スペクトル測定方法に言及した文献としては、例えば、A DIGITAL SPECTRAL ANALYSIS TECHNIQUE ANDITS APPLICATION TO RADIO ASTRONOMY／MASSACHUSETTS INSTITUTE OF TECHNOLOGYRESEARCH LABORATORY OF ELECTRONICS Technical Report 412／August 30, 1963が知られている。

この文献で提案されている方法は、ＡＤコンバータの分解能が１ビットであっても大きな誤差なく電力スペクトル測定が可能であり、装置の小型化、低消費電力化に適している。このため、電波天文などの分野ではすでに分解能１ビットのＡＤコンバータを用いた電力スペクトル測定方法が実用化されている。

しかし、このような公知の電力スペクトル測定方法で使用する分解能１ビットのＡＤコンバータでは、アナログ信号を量子化する際の閾値電圧を入力する雑音信号の平均値に設定しているため、当該雑音信号の振幅情報が失われてしまう。このため、各周波数帯域の電力値の相対的な大小関係を把握することはできるが、当該電力値の大きさを把握することは困難である。

図５は、図１に示したＡＤコンバータ１を利用した電力スペクトル測定装置３の実施形態の一つを示すものであり、広帯域雑音信号に含まれる各周波数帯域の電力スペクトルの大きさを測定することが可能である。

同図に示すように、この実施形態の電力スペクトル測定装置３は、図１を用いて説明したＡＤコンバータ１の構成を有している。この実施形態において、前記ＡＤコンバータ１の処理部はＦＰＧＡによって構成されており、エンコーダから出力された１ビットデジタル信号の出力符号の出現頻度を演算する他に、当該デジタル信号を構成周波数成分に分解し、電力スペクトルを取得する。すなわち、前記ＦＰＧＡには高速フーリエ変換、コサイン変換、離散フーリエ変換等の周波数解析処理のプログラムが実装されている。尚、ＡＤコンバータ１の構成要素についての説明は、図５中に図１と同一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。

前記ＡＤコンバータ１のコンパレータ１０は入力された雑音信号（アナログ信号）を判定電圧と比較し、判定電圧に対する雑音信号の振幅の大小によって前記エンコーダ１１が論理レベル「１」又は「０」の符号を出力する。このときに使用される判定電圧は雑音信号の振幅の平均値に対してオフセットされた閾値であり、前記コンパレータ１０の許容入力電圧範囲内で任意に設定することができ、入力する雑音信号の振幅の範囲によって最適な電圧値を選ぶことができる。

前記エンコーダから出力された符号「１」又は「０」の時系列データは前記処理部１３に入力されてフーリエ変換が施され、これによって一定の周波数帯域毎の電力スペクトルを取得することができる。前記判定電圧を入力雑音信号の振幅の平均値に対してオフセットさせても、周波数領域においてはＤＣ成分が変化するだけで、周波数帯域毎のスペクトル成分には影響しない。従って、図１に示す本発明のＡＤコンバータを使用して１ビットデジタル信号を生成しても入力雑音信号の電力スペクトルの測定は可能である。

但し、前記処理部によって取得された電力スペクトルに関する情報は、各周波数帯域の電力値の相対的な大小関係のみを示しており、各周波数帯域の電力値の大きさそのものは不明である。

一方、前記処理部は前記エンコーダ１１から出力される符号「１」又は「０」の出現頻度を一定時間ごとに演算しており、図４に示した電力測定装置と同様に、その演算結果と前記判定電圧を変換部２１で累積分布関数に当てはめることにより、入力雑音信号の電力値を導き出すことができる。尚、周波数領域におけるＤＣ成分は前記エンコーダから出力された符号「１」の出現数を示しているので、この実施形態で示すように前記処理部でデジタル信号を構成周波数成分に分解する場合は、当該処理部に対してデジタル信号に含まれる符号を計数するカウンタを設ける必要はない。

前記処理部１３によって得られた電力スペクトルは当該処理部１３の後段に設けられた補正部３１へ入力される。前記補正部３１は、前記処理部１３から入力された電力スペクトルに関する情報を、前記変換部２１によって導きだされた入力雑音信号の電力値の総和を用いて補正し、各周波数帯域の電力スペクトルの絶対値を求める。

尚、前記変換部２１及び前記補正部３１については、前記処理部と同じＦＰＧＡに実装することが可能である。

これにより、広帯域雑音信号に含まれる周波数成分について電力スペクトルの大きさを測定することが可能となる。また、そのような電力スペクトルの測定を分解能１ビットのＡＤコンバータのみを用いて実現することが可能となる。すなわち、この実施形態に示した電力スペクトル測定装置は小型化、低消費電力が厳しく要求される環境下においても実施することが可能であり、人工衛星等の宇宙機への搭載も容易なものとすることができる。

尚、図５を用いて説明した実施形態では、図１を用いて具体的に説明したＡＤコンバータを使用したが、前記判定電圧を固定し、前記コンパレータに入力する雑音信号の平均電圧をシフトさせるように構成してもよい。そのような構成によっても、前記エンコーダ１１から出力される符号「１」又は「０」の出現頻度ｔｏ入力された雑音信号の電力値を導き出すことができ、結果として各周波数帯域の電力スペクトルの絶対値を求めることが可能である。

以上説明してきたように、本発明のＡＤコンバータを使用すれば、１ビットのデジタル信号の符号の出現頻度から入力アナログ信号の波形に関する各種情報、特に自然界や深宇宙から放射される未知の雑音信号の波形に関する各種情報を取得することが可能である。しかも小規模な回路構成且つ低消費電力で実現できることから、数ＧＨｚ以上の広帯域雑音信号をデジタル信号に変換して処理することが可能であり、設置スペースや電力供給に著しい制限がある各種測定装置、特に、人口衛星等の宇宙機に搭載する測定装置に最適である。また、そのような環境下における未知の雑音信号に対する種々の情報収集に有効である。

１…ＡＤコンバータ、２…電力測定装置、３…電力スペクトル測定装置

Claims

測定対象が放射する雑音信号の電力測定装置であって、
測定された雑音信号としてのアナログ信号の入力電圧を判定電圧と比較するコンパレータと、
前記アナログ信号の入力電圧又は前記判定電圧の少なくともいずれか一方をシフトさせる調整部と、
前記コンパレータの比較結果に基づいて１ビットの時系列データを出力するエンコーダと、
前記時系列データに含まれる出力符号の出現頻度を演算する処理部と、
前記判定電圧が前記雑音信号の平均電圧に対してオフセットするように前記調整部を動作させる制御部と、
前記処理部によって演算された出現頻度と前記判定電圧を累積分布関数に当てはめ、入力された雑音信号の電力値としての標準偏差を求める変換部と、を備えたことを特徴とする広帯域雑音信号の電力測定装置。
前記調整部は、前記判定電圧を前記コンパレータの許容最大入力電圧と許容最小入力電圧の間で任意にシフトすることを特徴とする請求項１記載の広帯域雑音信号の電力測定装置。
前記調整部は、前記雑音信号の平均電圧を任意にシフトすることを特徴とする請求項１記載の広帯域雑音信号の電力測定装置。
測定対象が放射する雑音信号の電力スペクトル測定装置であって、
測定された雑音信号としてのアナログ信号の入力電圧を判定電圧と比較するコンパレータと、
前記アナログ信号の入力電圧又は前記判定電圧の少なくともいずれか一方をシフトさせる調整部と、
前記コンパレータの比較結果に基づいて１ビットの時系列データを出力するエンコーダと、
前記時系列データに含まれる出力符号の出現頻度を演算する処理部と、
前記判定電圧が前記雑音信号の平均電圧に対してオフセットするように前記調整部を動作させる制御部と、を備え、
前記処理部は、前記エンコーダから出力される時系列データを構成周波数成分に分解して電力スペクトルを取得すると共に、時系列データに含まれる出力符号の出現頻度を演算することを特徴とする広帯域雑音信号の電力スペクトル測定装置。
前記処理部によって演算された出現頻度と前記判定電圧を累積分布関数に当てはめ、入力された雑音信号の電力値としての標準偏差を求める変換部と、
前記変換部から取得した前記雑音信号の電力値を用いて前記処理部から取得した電力スペクトルを補正し、周波数帯域毎の電力スペクトルの絶対値を出力する補正部と、を備えたことを特徴とする請求項４記載の広帯域雑音信号の電力スペクトル測定装置。