CN101867460B - 信噪比获取装置、方法以及通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明实施例涉及信噪比获取装置、方法以及通信设备。该信噪比获取装置应用于多输入多输出系统，包括：路径首层候选节点获取单元，用于获取路径首层的候选节点；路径其它层候选节点获取单元，其用于获得路径其它层的候选节点；路径组合单元，用于根据所述路径首层的候选节点和所述路径其它层候选节点构建完备路径；欧氏距离获取单元，用于根据所述完备路径计算各层的最小欧氏距离，信噪比获取单元，用于根据所述欧氏距离获取单元确定的各层的最小欧氏距离，获取信噪比；其中，路径首层的候选节点数目小于路径首层的发射数据差值向量集合中的模值不同的向量的集合中元素的数目或者路径其它层中至少一层的候选节点数目少于各该层的发射数据差值向量集合中元素的数目。

Description

信噪比获取装置、方法以及通信设备

技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域，更具体地涉及多输入多输出通信系统中的信噪比获取装置、方法以及通信设备。

背景技术

在MIMO通信系统中，可以使用被称为空分复用(SpatialMultiplexing，SM)的模式，在一个时频资源上同时传输多个数据流，每一个数据流称为一层(Layer)。另外，在通信系统中，接收机通常需要衡量接收信号的质量，一般用信噪比(SNR)来表示接收信号质量。在MIMO通信系统中，需要测量解调后每一层接收数据上的信噪比，简称解调后信噪比(Post processing SNR)。

在现有文献中提出了针对最大似然解调器的解调后信噪比估计的表达式，其中第k层数据的解调后信噪比可以表示为：

${\mathrm{SNR}}_k=\mathrm{\α}\frac{\underset{s_k\≠{s_k}^{\′}}{\min }({\left|\right|H_m\stackrel{\→}{s}-H_m{\stackrel{\→}{s}}^{\′}\left|\right|}^2,\∀\stackrel{\→}{s},{\stackrel{\→}{s}}^{\′})}{{\mathrm{\σ}}_n^2}$ 公式1

这里α是补偿系数，针对不同的调制方式有不同。例如，如果第k层采用16-QAM调制，则α＝2.5，如果第k层采用64-QAM调制，则α＝10.5。这里 $\stackrel{\→}{s}={[s_1,s_2,...,s_k,...,s_M]}^T,$ (s_k∈S_k，1≤k≤M)， ${\stackrel{\→}{s}}^{\′}={[{s_1}^{\′},{s_2}^{\′},...,{s_k}^{\′},...,{s_M}^{\′}]}^T,$ (s′_k∈S_k，1≤k≤M)，均表示可能发送的数据向量，S_k表示第k层调制方式所对应的星座点集合。

式中的H_m＝H×H_p，其中H是发射天线阵列与接收天线阵列之间的信道系数矩阵，H_p是T×M维的预编码矩阵，T是发射机天线数，M是传输的数据流数，也称层数。

式中的分子部分表示发射信号被接收后，满足条件s_k≠s′_k的两个可能发送的数据向量的最小欧氏距离，分母部分为干扰噪声功率。

在实现本发明的过程中，发明人发现，现有技术的算法因为要遍历所有

与

的可能取值，因而复杂度太高。

发明内容

本发明实施例提供信噪比获取装置和方法，以及使用该信噪比获取装置的通信设备，以降低信噪比估计算法的复杂度。

本发明实施例提供了一种信噪比获取装置，该信噪比获取装置应用于多输入多输出系统，包括：路径首层候选节点获取单元，用于获取路径首层的候选节点；路径其它层候选节点获取单元，用于获得路径其它层的候选节点；路径组合单元，用于根据路径首层的候选节点和路径其它层候选节点构建完备路径；欧氏距离获取单元，用于根据完备路径计算各层的最小欧氏距离；以及信噪比获取单元，用于根据欧氏距离获取单元确定的各层的最小欧氏距离，获取信噪比，其中，路径首层的候选节点数目小于路径首层的发射数据差值向量集合中的模值不同的向量的集合中元素的数目，或者路径其它层中至少一层的候选节点数目少于该层的发射数据差值向量集合中元素的数目。在估计出最小欧氏距离后，根据公式1就可以计算出解调后信噪比。

本发明实施例还提供了一种信噪比获取方法，该信噪比获取方法应用于多输入多输出系统，包括：获取路径首层的候选节点；获得路径其它层的候选节点；根据路径首层的候选节点和路径其它层候选节点构建完备路径；根据完备路径计算各层的最小欧氏距离；以及根据所确定的各层的最小欧氏距离，获取信噪比，其中，路径首层的候选节点数目小于路径首层的发射数据差值向量集合中的模值不同的向量的集合中元素的数目或者路径其它层中至少一层的候选节点数目少于该层的发射数据差值向量集合中元素的数目。在估计出最小欧氏距离之后，根据公式1就可以计算出解调后信噪比。

根据本发明的实施方式，当L_k是选取的第k层的候选节点数，N_k为第k层对应的调制方式的星座点数时，复杂度是遍历算法的因而，其复杂度低。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1示出了依据本发明实施例的信噪比获取装置的示意性功能框图；

图2示出了依据本发明实施例的路径首层候选节点获取单元的功能方框图；

图3示出了16QAM调制的星座点集合和依据本发明的实施例所得到的差值集合；

图4中示出了针对根据16QAM调制的星座点集合获得的差值集合，选取的模值不同的点的两个示例集合；

图5示出了根据本发明实施例的路径其它层候选节点获取单元的示意性方框图；

图6示出了依据本发明的实施例的路径示意图；

图7是示出了依据本发明另一实施例的信噪比获取装置的示意性功能框图；

图8示出了依据本发明实施例的信噪比获取方法的示意性流程图；

图9示出了依据本发明的实施例的通信设备的实施例。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例的信噪比获取装置可以应用多输入多输出系统中，可以集成电路或芯片中，包括CPU、或DSP(数字信号处理，Digital SignalProcessing)、或通信芯片等。

图1示出了依据本发明实施例的信噪比获取装置的示意性功能框图。如图1所示，依据本发明实施例的信噪比获取装置10包括路径首层候选节点获取单元11、路径其它层候选节点获取单元12、路径组合单元13、欧氏距离获取单元14和信噪比获取单元15。

路径首层候选节点获取单元11用于获取路径首层的候选节点。路径其它层候选节点获取单元12用于根据路径首层的候选节点获得路径其它层的候选节点。路径组合单元13用于根据路径首层的候选节点和路径其它层候选节点构建完备路径。欧氏距离获取单元14用于根据完备路径计算各层的最小欧氏距离。信噪比获取单元15用于根据欧氏距离获取单元确定的各层的最小欧氏距离，获取信噪比。

对于有M个数据流的情况，路径首层可以是M层，也可以是第一层，也可以是任选的一层。下面以M层作为首层为例，说明本发明实施例的以上各单元的操作，为了描述的方便，在下文中，路径首层候选节点获取单元有时也称作M层候选节点获取单元。

图2示出了依据本发明实施例的路径首层候选节点获取单元的功能方框图。

如图2所示，根据本发明一种实施例的路径首层候选节点获取单元11包括差值集合构建单元21、模值计算单元22以及候选节点选取单元23。

差值集合构建单元21根据M层(路径首层)使用的调制方式，为M层构建差值集合D_M＝{d_M，1 d_M，2…d_M，c(M)}。具体地，计算第M层使用的调制方式所对应的星座点集合S_M内任意两个星座点之间的差值，从中选出不重复的差值，就得到了D_M。图3的左侧图示出了16QAM调制的星座点集合，图3的右侧图示出了依据本发明的实施例所得到的差值集合(即，可能的发射数据向量的第M个分量的差的集合，也称为发射数据差值向量集合)。星座点实际上代表了一个复数，所以星座点的差值就是复数之间的差值。例如图3左边图中，左上角的星座点，其值约为(-1+1j)，而右下角的星座点，其值约为(1-1j)，所以这两个星座点之差为(-1+1j)-(1-1j)＝-2+2j。依次计算就可以得到图3右左边图中所示的差值集合。

模值计算单元22计算差值集合中的各个差值向量(向量点)的模。如前所述，差值集合中的点(向量点)也是复数，因而，计算差值集合中的各个点的模也就是计算各复数的模。例如对于(-0.5-0.5j)的点，它的模就是

在一种实施例中，候选节点选取单元23选取差值集合中模值不同的点的集合D′_M，将集合D′_M中的元素称为第M层的候选节点，这些候选节点组成的集合记为X_M。D′_M是D_M的一个子集，D′_M的取法有很多种，但是元素的数量是始终相等的。D′_M只要包括D_M中模值不同的元素就可以了。

在另选的实施例中，候选节点选取单元23从D′_M中选出模值最小的L_M个元素，选择出来的元素称为第M层的候选节点，这些候选节点组成的集合记为X_M。L_M小于D′_M中的向量的个数。

另一方面，也可以不从D_M选择出子集D′_M。而直接用D_M，只是在相同的复杂度下，性能会差些。

图4中示出了针对根据16QAM调制的星座点集合获得的差值集合，选取的两个示例D′_M。应该注意，图4所例示的两种不同取法对于最终结果没有影响。

X_M可以表示为：

$X_M=\{x_{M,0},x_{M,1},...,x_{M,L_M}\}$ 公式2

在图2所示的实施例中，路径首层候选节点获取单元11包括差值集合构建单元21、模值计算单元22以及候选节点选取单元23，根据路径首层(例如M层)的调制方式，确定路径首层的候选节点集合。但这不是限制性的。因为路径首层的调制方式是可以获知的，而且调制方式的种类是有限的，因而上面的差值集合构建单元21、模值计算单元22以及候选节点选取单元23的工作可以预先进行，并与调制模式相关联地存储在存储器中，这样路径首层候选节点获取单元11可以根据路径首层的调制方式，从存储器中直接得到路径首层的候选节点。因而在这种实施方式中，路径首层候选节点获取单元11可以包括存储单元和提取单元。存储单元相关联地存储调制模式与路径首层的候选节点，而提取单元根据路径首层的调制模式从所述存储单元中获得路径首层的候选节点。这里的存储单元可以是接收机原有的存储装置中的存储区，也可以是专门的另外增加的存储装置。

在上面给出的例子中，用M层作为首层，其次M-1层直到第1层。如果反过来，用第1层做首层，其次第二层，直到第M层，此时就需要对于信道估计矩阵H_m＝H×H_p做调整，将其的第一行放到最下面，原来的第二行放在倒数第二行，而原来的M行放到第一行，其它步骤不变。逐层的次序可以是任意的，只需要将H_m的对应的行按照次序重新排列就可以。注意H_m共有M行，每行对应1层。

图5示出了根据本发明实施例的路径其它层候选节点获取单元的示意性方框图。如图5所示，根据本发明的一个实施例，路径其它层候选节点获取单元12包括QR分解单元131、距离基准获取单元132、差值集合获取单元133以及当前层候选节点选取单元134。

QR分解单元131用于将接收机通过信道估计得到信道系数矩阵的估计值 ${\hat{H}}_m\≈H_m$ 进行QR分解。接收机会一直估计

本发明实施例直接利用这一估计结果，不会增加接收机的系统复杂度。QR分解单元131进行QR分解可以得到：

${\hat{H}}_m=Q\·R$ 公式3

这里Q，R为分解之后的矩阵，其中Q是一个酉阵，R是一个上三角矩阵，即：

$R=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{11}& r_{12}& \·\·\·& r_{1M}\\ 0& r_{22}& \·\·\·& r_{2M}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ 0& 0& \·\·\·& r_{\mathrm{MM}}\end{array}\right]$ 公式4

最小欧氏距离估计值可以进一步表示为：

$\underset{{\mathrm{\Δ}}_k\≠0}{\min }({\left|\right|H_m\stackrel{\→}{\mathrm{\Δ}}\left|\right|}^2,\∀\stackrel{\→}{\mathrm{\Δ}})\≈\underset{{\mathrm{\Δ}}_k\≠0}{\min }({\left|\right|R\·\stackrel{\→}{\mathrm{\Δ}}\left|\right|}^2,\∀\stackrel{\→}{\mathrm{\Δ}})$ 公式5

距离基准获取单元132根据路径前一层的候选节点和所述R矩阵，获得当前层距离基准。

具体地，例如，当M-1层作为当前层时，距离基准获取单元132将X_M中的每个节点分别代入下式，计算距离基准：

${\mathrm{\η}}^i=-\frac{r_{M-1,M}\·x_{M,i}}{r_{M-1,M-1}}(0\≤i\≤L_M)$ 公式6

这里r_M-1，M与r_M-1，M-1是上三角矩阵R中第M-1行的元素，如公式4所示。另外，公式6针对的是对M层选取L_M个节点的情况，如果其它情况，可以将L_M换成X_M中向量的数目。

本实施例中，计算ηⁱ是为了用于从当前层(第M-1层)中选取候选节点。当前层(第M-1层)候选节点的选取与上一层(第M层)选取的候选节点有关，在第M-1层时，要使得 ${||\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{r}_{M-1,M-1}& r_{M-1,M}\\ 0& r_{M,M}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ}}_{M-1}\\ {\mathrm{\Δ}}_M\end{array}\right]\end{array}||}^2$ 最小。

差值集合获取单元133根据当前层(第M-1层)的调制方式获得当前层(第M-1层)所对应的差值集合D_M-1。差值集合获取单元133获取差值集合D_M-1的方式可以如前面所述的差值集合构建单元21那样根据第M-1层的调制方式构建差值集合。差值集合获取单元133也可根据第M-1层的调制方式，来获得预先存储的与第M-1层的调制方式所对应的差值集合。

当前层候选节点获取单元134针对每一个ηⁱ，对于D_M-1中的每个元素，计算其与ηⁱ的距离，并且挑出L_M-1个距离最小的元素，这些选中的元素构成了集合X′_M-1，即第M-1层候选节点集合。

类似地，为每一层挑选出候选节点，直到第1层选取完毕为止。

以上对说明路径其它层候选节点获取单元12的说明只是示例性的，不是对本发明的限制。在另选的实施例中，在路径首层节点候取单元11获得的路径首层候选节点的数目为L_M时，即小于D′_M中的向量的个数时，路径其它层候选节点获取单元12可以只包括差值集合获取单元133。将差值集合获取单元133获取的当前层的差值集合中的所有向量作为路径当前层的候选节点。在另外另选的实施例中，路径其它层候选节点获取单元12针对路径其他层中的一部分层将该层的差值集合中的所有向量作为路径该层的候选节点，而对于路径其他层中的所述一部分层之外的层采用结合图5描述的各单元的处理来获得路径该层的候选节点。也就是说，在本发明的实施例中，通过上述的装置，只要使以下两个基本条件中的一个满足即可：(1)路径首层的候选节点数目小于路径首层的差值集合D_M中的模值不同的向量的集合D′_M中元素的数目；(2)路径其它层中至少一层的候选节点数目少于该层的差值集合中元素的数目。

回到图1，路径组合单元13将各层的候选节点组成路径。图6示出了依据本发明的实施例的路径示意图。如图6所示，M-1层的候选节点与第M层的候选节点构成了树状关系图。图中X_M-1 ⁱ中的元素称为x_M，i的子节点，而x_M，i称为X_M-1 ⁱ中元素的父节点。相应的父节点与子节点之间组成了“路径”。依此类推，第k层挑选出的候选节点称为其对应第M层的节点的M-k级子节点。从M层的节点到其对应的第1层节点之间的路径称为“完备路径”。路径组合单元13可以得到多个完备路径。

欧氏距离获取单元14获得各层的最小欧氏距离。在一个实施例中，欧氏距离获取单元14为每一条完备路径计算出一个候选欧氏距离，取这些欧氏距离中的最小值。具体地，假设整个搜索过程完毕后共得到J条完备路径，假设完备路径v(1≤v≤J)上的各层候选节点为：{x₁ ^v x₂ ^v...x_M ^v}，则第k层对应的最小欧氏距离可用下式表达：

${\mathrm{Dist}}_k=\underset{x_k^v\≠}{\min }\left({||\begin{array}{c}R\·{\left[\begin{array}{cccc}{x}_1^v& x_2^v& \·\·\·& x_M^v\end{array}\right]}^T\end{array}||}^2,\∀,v\right)$ 公式7

这里[]^T表示向量或矩阵的转置，例如 ${\left[\begin{array}{ccc}a& b& c\end{array}\right]}^T=\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right].$

这里的公式7的含义是指穷尽所有v，(

表示穷尽所有的v)，对于每一个可能的v计算||R·[x₁ ^v x₂ ^v...x_M ^v]^T||²，从中选择最小的。

下面以2个数据流(即2层)的情况进行示例说明。

假设首先在第二层选择了4个候选节点，在第一层，针对每一个候选节点，再选择4个候选节点，这样，总共有4×4＝16个完备路径。现在计算第二层的最小欧氏距离，从这16个完备路径中选取第二个节点不等于0的完备路径，再计算这些路径对应的||R·[x₁ ^v x₂ ^v...x_M ^v]^T||²，从中选择最小的，就是第二层的最小欧氏距离，第一层的计算也是如此，只是现在挑选第一个节点不等于0的完备路径。

将以上得到的每层的最小欧氏距离带入公式1，根据接收机得到的干扰噪声的功率估计值，则可以得到每层的解调后信噪比。

以上的实施方式只是示例性的，不是对本发明的限制。本发明也可以以其他方式实施。具体地，图7是示出了依据本发明另一实施例的信噪比获取装置的示意性功能框图。如图7所示，依据本发明实施例的信噪比获取装置10’不仅包括路径首层候选节点获取单元11、路径其它层候选节点获取单元12、路径组合单元13以及欧氏距离获取单元14等，而且还包括候选节点个数设置单元16。为了简洁，下面仅介绍候选节点个数设置单元15。候选节点个数设置单元16用于设定路径各层的候选节点的个数。具体地，可以设置以上的L_M、L_M-1等。候选节点个数设置单元16例如可以包括用于输入设定值的键盘、指示装置(如鼠标等)、触摸屏、显示装置，或它们的组合等，以及用于保存这些设置值的存储单元，L_M、L_M-1等也可以通过某种自适应算法进行调整，例如根据信道的情况调整L_M、L_M-1。增加候选节点个数设置单元16可以增加信噪比获取装置的灵活性和适应性。

本发明实施例的信噪比获取方法可以应用在多输入多输出系统中。图8示出了依据本发明实施例的信噪比获取方法的示意性流程图。如图8所示，依据本发明实施例的信噪比获取方法首先在步骤S11进行候选节点个数设置。这一步骤是可选的，并且可以省略。然后在步骤S12，获得路径首层候选节点。如上所述，获取路径首层候选节点的方式可以是从存储单元中获取。另外，也可以是构建差值集合，将该差值集合中的模值不同的向量的集合中的设定个数(即步骤S11中设定的个数)的部分向量作为路径首层候选节点。然后在步骤S13，获取路径各其它层的设定个数的候选节点。设置的各层的候选节点数目、或未设置各层的候选节点数目时获得的各层的候选节点数目应保证以上所述的两个条件得到满足。然后，在步骤S14，根据步骤S12所获得的路径首层候选节点和步骤S13获取的路径其它层候选节点组合成多条完备路径。在步骤S15，根据这些完备路径，获得各层的最小欧氏距离。最后，在步骤S16，获得信噪比。

有益效果：

本发明实施方式的计算量远远小于遍历搜索，实现复杂度低，但是估计精度与遍历算法相当。

本发明实施方式的复杂度是大约是遍历算法的这里L_k是选取的第k层的候选节点数，N_k为第k层对应的调制方式的星座点数，例如若采用64QAM调制，则N_k＝64。假如一个系统采用2层的空分复用，每一层均采用64QAM调制，使用本发明近似计算最短欧氏距离，且L₁＝L₂＝5，则本算法的复杂度仅为遍历算法的

下面给出了本发明实施例的估计结果相对于遍历算法估计结果的误差的仿真结果。仿真中，假设系统采用2层空分复用，发射天线阵列与接收天线阵列都是2根天线，假设L₁＝L₂＝L。表1假设两层数据均采用16QAM调制，表2假设两层数据均采用64QAM调制。

表1两层数据均采用16QAM调制时的估计误差

L	欧氏距离估计错误次数(仿真1000次)	总误差
			2	217	48.6010
3	72	13.9996
			4	47	5.3204
5	14	2.1682

表2两层数据均采用64QAM调制时的估计误差

L	欧氏距离估计错误次数(仿真1000次)	总误差
			3	93	4.6705
4	60	2.1031
			5	27	0.8041
6	16	0.2687

表中的总误差是指各次发生欧氏距离估计错误时的估计误差(即错误的欧氏距离与正确的欧氏距离之间的差)的总和。

图9示出了依据本发明的实施例的通信设备的实施例。该通信设备例如可以是基站、或移动台、或PDA等。

如图9所示，依据本发明实施例的通信装置包括信道估计模块91、欧氏距离估计模块92、信噪比计算模块93以及CQI(信道质量标识)估计模块94。

信道估计模块91对信道进行估计，得到信道系数矩阵。欧氏距离估计模块92，利用信道估计模块91得到的信道系数矩阵，获得欧氏距离。信噪比计算模块93利用欧氏距离估计模块92获得的欧氏距离，计算信噪比。欧氏距离估计模块92和信噪比计算模块93可以采用前述的本发明上述各实施例的信噪比获取装置。CQI估计模块94利用该信噪比获得CQI。该通信装置可以将所获得CQI反馈给向本通信装置发射信号的发射机。

应该注意，图9对通信装置的描述只是示例性的，不是对本发明的限制。例如可以用预编码矩阵估计单元来替换图中的CQI估计模块94。

根据本发明的信噪比获取装置、方法以及通信设备，可以用低得多的复杂度，实现遍历算法近似的效果。因而总的来说，本发明的实施例可以减少通信设备的处理负担，提高处理速度，并且对信噪比估计的精度没有过大的影响。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

以上描述的实施例都是示例性的，不是对本发明的限制，本领域技术人员根据本发明的精神，可以想到各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种信噪比获取装置，其特征在于，应用于多输入多输出系统，包括：

路径首层候选节点获取单元，用于获取路径首层的候选节点；

路径其它层候选节点获取单元，用于获得路径其它层的候选节点；

路径组合单元，用于根据所述路径首层的候选节点和所述路径其它层候选节点构建完备路径；

欧氏距离获取单元，用于根据所述完备路径确定各层的最小欧氏距离；

信噪比获取单元，用于根据所述欧氏距离获取单元确定的各层的最小欧氏距离，获取信噪比；

其中，所述路径首层的候选节点数目小于路径首层的发射数据差值向量集合中的模值不同的向量集合中元素的数目，或者所述路径其它层中至少一层的候选节点数目少于该层的发射数据差值向量集合中元素的数目。

2.根据权利要求1所述的信噪比获取装置，其特征在于，所述路径首层候选节点获取单元包括：

差值集合构建单元，根据所述路径首层使用的调制方式，构建路径首层的发射数据差值向量集合；

模值确定单元，确定所述发射数据差值向量集合中的各个向量的模；以及

候选节点选取单元，选取发射数据差值向量集合中模值不同的向量集合，或选取发射数据差值向量集合中模值不同的向量集合中的模值最小的预定个数的向量，作为所述路径首层的候选节点。

3.根据权利要求1所述的信噪比获取装置，其特征在于，所述路径首层候选节点获取单元包括：

存储单元，用于存储调制模式与路径首层的候选节点；以及

提取单元，用于根据路径首层的调制模式从所述存储单元中获得路径首层的候选节点。

4.根据权利要求3所述的信噪比获取装置，其特征在于，所述存储单元存储的路径首层的候选节点是所述路径首层的发射数据差值向量集合中的预定个数的模值不同的向量。

5.根据权利要求1所述的信噪比获取装置，其特征在于，所述路径其它层候选节点获取单元包括：

QR分解单元，用于将信道系数矩阵分解为Q矩阵和R矩阵；

距离基准获取单元，根据路径前一层的候选节点和所述R矩阵，获得距离基准；

差值集合获取单元，根据路径当前层的调制方式获得路径当前层的发射数据差值向量集合；

候选节点获取单元，根据路径当前层的发射数据差值向量集合中的各向量与所述距离基准的距离，从所述路径当前层的发射数据差值向量集合中获得预定个数的候选节点。

6.根据权利要求3或4所述的信噪比获取装置，其特征在于，所述路径其它层候选节点获取单元为差值集合获取单元，用于根据路径当前层的调制方式获得路径当前层的发射数据差值向量集合，将当前层的发射数据差值向量集合中的各向量作为路径当前层候选节点。

7.一种通信设备，所述通信设备包括权利要求1到6任一项所述的信噪比获取装置。

8.根据权利要求7所述的通信设备，其特征在于，所述通信设备为基站、或移动台、或个人数字助手。

9.一种信噪比获取方法，其特征在于，应用于多输入多输出系统，该信噪比获取方法包括：

获取路径首层的候选节点；

获得路径其它层的候选节点；

根据所述路径首层的候选节点和所述路径其它层候选节点构建完备路径；

根据所述完备路径计算各层的最小欧氏距离；

根据所计算出的各层的最小欧氏距离，获取信噪比；

其中，路径首层的候选节点数目小于路径首层的发射数据差值向量集合中的模值不同的向量集合中元素的数目，或者路径其它层中至少一层的候选节点数目少于该层的发射数据差值向量集合中元素的数目。

10.根据权利要求9所述的信噪比获取方法，其特征在于，

获得路径其它层的候选节点包括：

将信道系数矩阵分解为Q矩阵和R矩阵；

根据路径前一层的候选节点和所述R矩阵，获得距离基准：

根据路径当前层的调制方式获得路径当前层的发射数据差值向量集合；

根据路径当前层的发射数据差值向量集合中的各向量与所述距离基准的距离，从所述路径当前层的发射数据差值向量集合中获得预定个数的候选节点。

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