CN100583851C - 信道估计装置、信道估计方法及无线接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种在MIMO方式和多载波方式的无线接收机中高精度地进行信道估计的信道估计装置。信道估计装置用在无线接收机上，该无线接收机利用多个接收天线接收利用多载波方式调制的、从多个发送天线发送的互相正交的多个导频信号。本装置具备：估计单元(402)，其求出每个单位时隙和每个单位副载波的信道估计值；平均化单元(404、406)，其跨越包含某个时隙的多个时隙和包含某个副载波的多个副载波，对信道估计值进行平均，并求出平均化后的信道估计值。

Description

信道估计装置、信道估计方法及无线接收机

技术领域

本发明一般涉及多输入多输出(MIMO：Multi Input Multi Output)方式及多载波方式的无线通信，尤其涉及这种无线通信中的信道估计装置、信道估计方法及无线接收机。

背景技术

在这种技术领域中，正在进行用于实现当前和下一代以后的大容量高速信息通信的研究开发。其中，增加通信容量的MIMO方式、抑制多径传播环境下的干扰的多载波方式，尤其是正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式等备受关注。

图1表示包含发送机102和接收机104的MIMO方式的通信系统的概要。如图所示，在MIMO方式中，利用同一个频率同时发送来自多个发送天线106-1～N的各个信号。这些发送信号被多个接收天线108-1～N接收。为了简单起见，假设发送天线数和接收天线数都为N个，但也可以是不同的天线数。

图2是接收机104的概念图。各接收天线所接收的接收信号y₁～y_N被输入给信号检测器202。另外，接收信号y₁～y_N也被输入给信道估计部204。在信道估计部204中，根据包含了发送和接收两侧都已知的导频信号的接收信号，求出信道脉冲响应值(CIR：channel impulse response)或信道估计值，由此进行信道估计。

图3是用于说明信道估计部204的结构和动作的概念图。在图示的例子中，示出了在1个帧上时间复用导频信号的情况。此处，用(+1，+1，-1，-1)构成的信号序列表示导频信号，这些信号包含在帧的4个部分中。帧中导频信号以外的部分相当于数据信号等。如图中的虚线框所示，在信道估计装置204中，使从帧中抽出的导频信号和信道估计部204中保持的信号在乘法部301～304中相乘。来自各乘法部的乘法结果在加法部305中进行加法运算，加法运算后的输出为表示信道估计值的量。

返回到图2，信号检测部202根据来自各接收天线的接收信号和来自信道估计部204的信道估计值，对从各发送天线发送来的信号进行分离。为了进行进一步的解调处理，将分离后的信号提供给信道解码器。

另外，关于以往的信道估计，例如专利文献1中进行了记载。

[专利文献1]特开2003-338779号公报

在上述MIMO方式中，假设在各个发送和接收天线之间存在信道(传播路径)，一般它们具有不同的信道变动。而且，在采用多载波方式的情况下，必须针对每个副载波求出信道估计值。因此，在采用MIMO方式和多载波方式的情况下，需要准确地算出非常多的信道估计值。但是在信号检测部中很难进行合适的信号分离。例如，假设发送和接收天线数都为2，使用QPSK调制方式，使用8个副载波。在该情况下，每个发送天线可能的信号点有4种，所以，在接收侧，需要针对8个副载波分别调查16种信号点的组合。

然而，在图2和图3所示的以往的信道估计方式中，信道估计精度不一定充分，可能会出现根据通信环境，不能适当地进行信号分离的问题。随着天线数、副载波数、多值调制中的信号点数的增加，这些问题变得更加深刻。

发明内容

本发明就是为了解决上述至少一个问题点而提出的，其课题在于提供一种可以对采用MIMO方式和多载波方式的无线接收机进行高精度的信道估计的信道估计装置、信道估计方法及无线接收机。

本发明的信道估计装置使用于无线接收机上，该无线接收机利用多个接收天线接收利用多载波方式进行调制的、从多个发送天线发送的互相正交的多个导频信号。本装置具备：估计单元，其求出每个单位时隙和每个单位副载波的信道估计值；平均化单元，其对于包含特定时隙的多个时隙和包含特定副载波的多个副载波，对信道估计值进行平均，并求出平均化后的信道估计值。

根据本发明，通过对信道估计值进行平均，可以高精度地进行信道估计。

附图说明

图1表示MIMO方式的通信系统的概念图。

图2表示MIMO方式的接收机的概念图。

图3是用于说明信道估计部中的动作的概念图。

图4表示包含本发明的一个实施例的信道估计装置的接收机的概念图。

图5表示用于说明本发明的一个实施例的动作的概念图。

图6是表示加权系数的一览表的图表。

图7是表示信道估计部的变形例的图。

图8是表示将本发明的实施例的方法和以往的方法进行比较的仿真结果的图。

具体实施方式

在以下的实施例中，假设图1所示的发送机从多个发送天线发送利用OFDM方式进行了调制的导频信号。由相互正交的规定信号序列来表示各导频信号。

图4表示包含本发明的一个实施例的信道估计装置的接收机的概念图。接收机具有：信道估计部402、平均化部404、加权系数设定部406，图中虚线框内所示的要素形成了“信道估计装置”。除了这些要素，接收机还具有信号检测部408。

信道估计部402根据各接收天线所接收的信号和导频信号，输出信道脉冲响应值或信道估计值。在本实施例中，由于使用OFDM调制方式，所以针对每个副载波输出信道估计值。信道估计部402的结构和动作与图3说明的相同。但是，在本实施例中，来自信道估计部402的输出不直接输入给信号检测部408，而是输入给平均化部404。

平均化部404对多个信道估计值进行加权平均。加权所使用的加权系数在加权系数设定部406中设定。关于平均化部404和加权系数设定部406的详细叙述在后面给出。

信号检测部408根据来自各接收天线的接收信号和平均化后的信道估计值，检测并分离从各发送天线发送来的信号。关于信号分离，例如可以使用最小均方误差法(MMSE)、最大似然判定法(MLD)、QR分解方式的最大似然判定法(QRM-MLD)等方法。为了进行进一步的解调处理，分离后的发送信号被提供给信道解码器。

图5表示用于说明本实施例的动作的概念图。所说明的动作主要通过形成“信道估计装置”的信道估计部402、平均化部404、以及加权系数设定部406来进行。在图示的例子中，为了求出与某个时隙n和某个副载波k所指定的帧或块B_nk相关的平均化信道估计值，对与块B_nk和其周围的8个块相关的共9个信道估计值进行平均。在图示的例子中，发送和接收天线数都是4，从各发送天线发送的相互正交的导频信号例如具有如下的信息内容：

发送天线1：(1 1 1 1)

发送天线2：(1 -1 1 -1)

发送天线3：(1 -1 -1 1)

发送天线4：(1 1 -1 -1)

这4种信号内容被时间复用在发送信号中而发送出去。在图示的例子中，作为一例，示出了从发送天线4发送的信号内容。当然，也进行与其它导频信号相关的同样的处理，但是，为了说明简单起见，省略其说明。

由各接收天线接收到的信号y₁～y_N被输入给图4的信道估计部402，针对每个由1个副载波和1个时隙所确定的帧或块，输出1个信道估计值。在图5所示的例子中，针对9个块B_n-1k-1～B_n+1k+1的各个块，求出1个信道估计值。另外，中央的块B_nk下面的虚线框中画出了用于求出信道估计值的要素(对4个乘法部的输出进行求和的各要素)，但是，为了简单起见，省略了与其它块有关的虚线框内的要素。

针对各块所求出的信道估计值分别被提供给对应的乘法部的一个输入端，将对应的加权系数提供给该乘法部的另一个输入端。例如，与块B_nk相关的信道估计值被提供给乘法部542的一个输入端，加权系数(在该例子中为1.0)被提供给该乘法部的另一个输入端。与同一副载波k相关的信道估计值、即与时隙n相邻的时隙n-1、n+1相关的信道估计值也分别被提供给乘法部541、543的一个输入端，加权系数α_Time，n-1、α_Time，n+1被提供给这些乘法器的另一个输入端。来自各乘法部541、542、543的输出被提供给加法部544，加法部544的输出被提供给乘法部545的一个输入端。加权系数(在该例子中为1.0)被提供给乘法部545的另一个输入端。乘法部545的输出可以与关于副载波k的信道估计值的在3个时隙上的加权平均值相关联。

同样，与相邻的一个副载波k-1相关的跨越3个时隙的加权和值被提供给乘法部525的一个输入端，加权系数α_Freq，k-1被提供给该乘法部525的另一个输入端。乘法部525的输出可以与关于副载波k-1的信道估计值在3个时隙上的的平均值相关联。与相邻的其它副载波k+1相关的跨越3个时隙的加权和值被提供给乘法部565的一个输入端，加权系数α_Freq，k+1被提供给该乘法部565的另一个输入端。乘法部565的输出可以与关于副载波k+1的信道估计值在3个时隙上的平均值相关联。

来自各乘法部525、545、565的输出在加法部581中进行加法运算。加法部581的输出可以与信道估计值在3个副载波k-1、k、k+1以及3个时隙n-1、n、n+1上的加权平均值相关联。与信道估计值的加权求和和加权平均相关的运算主要在图4的平均化部404中进行。最终的来自加法部581的平均化信道估计值被提供给信号检测部408。由于可以得到平均化后的高精度的信道估计值，所以信道检测部408可以高精度地进行信号分离。

提供给各乘法部的加权系数由图4的加权系数设定部406来设定。在图5中，提供给乘法部522、542、562的加权系数是1.0，但是，也可以提供别的值。可以将所设定的加权系数α_n，k针对由时隙n和副载波k所指定的每个块，设定成全都不相同的值，但从减少存储量或减轻运算负担等观点看，对于多个块可以采用相同的值。例如，关于与某个时隙n相邻的加权系数，可以考虑采用α_n-1，k＝α_n+1，k(对于副载波方向也同样)。

加权系数可以长期使用固定值，也可以根据通信状况进行适当的变更。在后者的情况下，可以进一步将加权系数分成时间成分和频率成分，分别应对时间方向和频率方向的信道变动。例如，作为一例，加权系数可以表示成α_n，k＝α_Freq，k×α_Time，n。在该情况下，可以将频率和时间方向的信道变动的影响分别(独立地)反映到加权系数上。或者，通过采用加权系数的其它的表示形式，也可以使频率和时间方向的信道变动相互关联。例如可以将加权系数的时间成分α_Time，n设定成取决于最大多普勒频率。例如也可以将加权系数的频率成分α_Freq，k设定成取决于延迟扩散的估计值。

在图5所示的例子中，为了将与块B_nk相关的信道估计值平均化，利用了周围的8个块的信道估计值，但是，本发明并不限于这样的方式。通过适当地设定加权系数，可以任意地设定在进行平均化时所使用的信道估计值的数目。例如，在低速的移动终端这样的通常的使用环境下，由于时间方向的信道变动比频率方向的小，所以，可以考虑优先对时间方向的信道估计值进行平均或者增加平均数等。

如图5所示，在上述实施例中，在进行了时间方向的平均化之后，进行频率方向的平均化。但是，也可以在进行了频率方向的平均化之后进行时间方向的平均化。

图6表示一般的加权系数的一览表。平均化所使用的时隙数是N^- _Time+N⁺ _Time+1。平均化所使用的副载波数是N^- _Freq+N⁺ _Freq+1。即，为了将块B_nk(其加权系数用α_oo表示)的信道估计值平均化，对(N^- _Time+N⁺ _Time+1)×(N^- _Freq+N⁺ _Freq+1)个信道估计值进行加权平均。根据下述公式进行使用这些加权系数的平均化。

[公式1]

${\mathrm{\ξ}}^{\′}=\frac{\underset{k^{\′}=-N_{\mathrm{Freq}}^{-}}{\overset{N_{\mathrm{Freq}}^{+}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n^{\′}=-N_{\mathrm{Time}}^{-}}{\overset{N_{\mathrm{Time}}^{+}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{n^{\′},k^{\′}}{\mathrm{\ξ}}_{k+k^{\′}}(n+n^{\′})}{\underset{k^{\′}=-N_{\mathrm{Freq}}^{-}}{\overset{N_{\mathrm{Freq}}^{+}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n^{\′}=-N_{\mathrm{Time}}^{-}}{\overset{N_{\mathrm{Time}}^{+}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{n^{\′},k^{\′}}}$

此处，ξ_k’表示与某个时隙n和某个副载波k相关的平均化后的信道估计值，ξ_k(n)表示与某个时隙n和某个副载波k相关的未被平均化的信道估计值。在图5所示的例子中，N^- _Time＝N⁺ _Time＝1，N^- _Freq＝N⁺ _Freq＝1个。

另外，关于块B_nk的信道估计值的平均化，一般副载波距离越远则对平均值的贡献越小。这是因为副载波距离平均化的对象越远则频率轴方向的信道变动越大。因此，对于加权系数也考虑这样的问题，将其设定成副载波距离越远则所具有的值越小。关于时间轴的方向也同样，时隙距离平均化的对象越远，则其加权系数被设定得越小。

图7是表示信道估计部402的变形例的图。在该例中，不将导频信号时间复用在发送信号上，而是将其码复用在发送信号上。在这种情况下，通过利用解扩部702对接收信号进行解扩，可以抽出导频信号的内容(1，1，-1，-1)。以后通过进行同样的处理，可以算出表示信道估计值的量。

图8是表示将本发明的实施例的方法和以往的方法进行比较的仿真结果的图。仿真所使用的主要条件如下：

发送和接收天线数N：4

调制方式：16QAM

Turbo编码率：8/9

假定的多径数L：6

最大多普勒频率fd：20Hz

延迟分散σ：0，26μsec

信息率：1Gbps

平均化时使用的块数：N^- _Time＝N⁺ _Time＝N^- _Freq＝N⁺ _Freq＝1

加权系数：α_oo＝1.0，α_Time，1＝1.0，α_Freq，1＝0.2。

图中，横轴表示每个接收天线的每比特信息的信噪比(Eb/No)的平均。纵轴表示平均块错误率(BLER)。○标记表示理想的估计结果，表示估计的界限值。●标记表示本发明的实施例的估计结果。×标记表示利用以往方法的估计结果。本发明的实施例和以往方式的估计结果都与理想曲线大致平行。然而，本发明的实施例的估计结果与以往方式相比，改善了约2dB左右。

Claims (9)

1.一种在无线接收机中使用的信道估计装置，该无线接收机通过多个接收天线接收多个导频信号，所述导频信号由多载波方法调制并由多个发送天线发送，所述导频信号相互正交，

所述信道估计装置的特征在于，具有：

估计单元(402)，其确定各个单位时隙和各个单位副载波的信道估计值；以及

平均化单元(404)，其对于包含目标时隙在内的多个时隙和包含目标副载波在内的多个副载波，对信道估计值进行平均，从而确定平均信道估计值。

2.根据权利要求1所述的信道估计装置，其特征在于，与所述目标时隙和所述目标副载波相关的信道估计值的加权系数被设定为等于或大于与其它时隙或其它副载波相关的信道估计值的加权系数。

3.根据权利要求1所述的信道估计装置，其特征在于，进行平均的各个信道估计值的加权系数由随频域中的信道变动而变化的频率成分与随时域中的信道变动而变化的时间成分的乘积表示。

4.根据权利要求1所述的信道估计装置，其特征在于，还具有：

调节单元(406)，其根据频域或时域中的信道变动，调节进行平均的各个信道估计值的加权系数。

5.根据权利要求1所述的信道估计装置，其特征在于，所述相互正交的导频信号与从所述发送天线发送的信号时间复用在一起。

6.根据权利要求1所述的信道估计装置，其特征在于，所述相互正交的导频信号与从所述发送天线发送的信号码复用在一起。

7.根据权利要求1所述的信道估计装置，其特征在于，所述相互正交的导频信号与从所述发送天线发送的信号频率复用在一起。

8.一种通过多个接收天线接收多个导频信号的无线接收机，所述导频信号由多载波方法调制并由多个发送天线发送，所述导频信号相互正交，并且

在该无线接收机中使用的信道估计装置的特征在于，具有：

估计单元(402)，其确定各个单位时隙和各个单位副载波的信道估计值；以及

平均化单元(404)，其对于包含目标时隙在内的多个时隙和包含目标副载波在内的多个副载波，对信道估计值进行平均，从而确定平均信道估计值。

9.一种信道估计方法，其特征在于，具有：

信号发送步骤，通过多个发送天线发送多个导频信号，所述导频信号由多载波方法调制并且相互正交；

信号接收步骤，利用多个接收天线接收所发送的导频信号；

信道估计值确定步骤，根据接收信号确定各个单位时隙和各个单位副载波的信号估计值；以及

平均信道估计值确定步骤，对于包含目标时隙在内的多个时隙和包含目标副载波在内的多个副载波，对信道估计值进行平均，从而确定平均信道估计值。

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