JP4818227B2 - 信号検出装置及び信号検出方法並びにそのプログラムと記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを利用して複数の信号系列を同一の周波数上に多重化して送信する無線通信システム（またはＭＩＭＯシステムと呼ぶ）において、その受信機装置側では空間多重化された信号に対する信号検出（あるいは信号分離）を行う信号検出装置及び信号検出方法並びにそのプログラムと記録媒体
に関する。

無線通信においては、限られた周波数資源を用いて通信の大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必須となっている。周波数利用効率を向上させる技術として、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを用いて、同一時刻において同一周波数帯域上に空間多重チャネルを構成し、情報伝送レートを向上させるＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムが提案されている。

また、情報信号を互いに直交する複数のサブキャリアに乗せて送信するＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）マルチキャリア変調方式がある（以下、ＯＦＤＭ方式と呼ぶ）。ＯＦＤＭ方式は、各サブキャリアの帯域を狭くすることにより周波数選択性フェージングをフラットフェージング化することが可能であり、更に、ガードインターバル（Guard Interval ; GI）を付加することによりマルチパスフェージングによるシンボル間干渉の影響を軽減できる。従って、ＯＦＤＭ方式は無線ＬＡＮ、ＷｉＭａｘやデジタルテレビ放送などの無線通信・放送システムで広く用いられている。上記のＭＩＭＯシステムとＯＦＤＭ方式が組合せたものをＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムと呼ぶ。

ここで、空間多重信号信号検出器の機能、つまり、空間多重された送信系列中のＴ個ある信号を再生する従来技術として線形法（Zero-forcing: ZF規範及びMinimum mean square error: MMSE規範）、順番付け連続干渉除去法（Ordered successive interference cancellation: OSIC）、最尤推定法（Maximumｍ likelihood detection: MLD）等がある。この中でＭＬＤの誤り率特性が一番優れる。また、見方を変えると誤り率特性が優れるということは、低信号対雑音比（signal to noise ratio: SNR）での通信が可能であることを意味しており、通信エリアの拡大にも貢献する。また、ＭＬＤを用いた場合には、伝搬路相関に起因する誤り率特性劣化への耐性が最も強く、受信側で用いる受信アンテナの数分だけ受信ダイバシチ効果が得られる特徴がある。ここで言う信号検出とは、信号推定あるいは信号分離や干渉キャンセルと呼ぶ場合もあるが、本質的には、受信機で受け取った空間多重化された送信信号に対して、その送信信号を受信機側で正確に再生するための信号処理技術である。従来のＭＬＤの基本原理は以下のように示す。

ここで、以下の表記の簡単化のため、ｓ_ＴＸ（ｎ）＝ｓ_ＦＤ（ｎ）、ｗ_ＴＸ（ｎ）＝ｗ_ＦＤ（ｎ）と定義する。更に、ｓ_{ＴＸ，Ｃａｎｄｉｄａｔｅ}（ｎ）は実際の送信系列ｓ_ＴＸ（ｎ）ではなく、ｓ_ＴＸ（ｎ）である可能性のある送信系列候補である。ｓ_{ＴＸ，Ｃａｎｄｉｄａｔｅ，ｔ}（ｎ）はｓ_{ＴＸ，Ｃａｎｄｉｄａｔｅ}（ｎ）のｔ番目要素であり、ｔ番送信信号ｓ_ＴＸ，ｔ（ｎ）の候補信号点である。Ｃはｓ_{ＴＸ，Ｃａｎｄｉｄａｔｅ，ｔ}（ｎ）の生成に用いるコンスタレーション（送信機側で用いるコンスタレーションと同様なものである）を表す。

異なるサブキャリア間、また、異なるアンテナ間においては、異なるコンスタレーションを用いて信号を生成することも可能である。例えば、サブキャリア３における第２送信信号はＱＰＳＫコンスタレーションを使いながら、サブキャリア２５における第４送信信号は６４−ＱＡＭコンスタレーションを使っても良い。その場合ではＣをサブキャリアｎと空間送信信号番号ｔに依存する形としてＣ_ｔ（ｎ）と書くことになる。以下の表記の簡単化のため、ここでは、送信信号生成に用いるコンスタレーションをＣと書き、全てのサブキャリア及び空間送信信号においては、同一のコンスタレーションを使用する前提で説明を進める。異なるコンスタレーションを適用する場合では、ＣをＣ_ｔ（ｎ）に置き換えればよい。Λ（ｓ_ＴＸ（ｎ））はＭＬＤが最尤推定時に用いる尤度メトリックであり、それは受信系列Ｘ_ＦＤ（ｎ）とレプリカＸ_{ＦＤ，Ｒｅｐｌｉｃａ}（ｎ）（つまり、式（３）のように、送信系列候補ｓ_{ＴＸ，Ｃａｎｄｉｄａｔｅ}（ｎ）に基づいて生成される仮受信系列のことである。明らかに、送信系列候補とレプリカは一対一の関係にある。）とのＬ次ノルムである。

一般的には、Ｌ＝２として、２次ノルムを用いることが多い。ＭＬＤでは、式（１）のようにＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアｎにおいて、可能な全てのレプリカの中に最も尤度メトリックの小さいものを推定結果とする信号検出方法である。

ここで、ＭＬＤの誤り率特性は諸信号検出方法の中でも最も良いと知られているが、各サブキャリアｎにおける必要なレプリカ計算と尤度メトリック計算の数は｜Ｃ｜^Ｔ（｜Ｃ｜はコンスタレーションＣのサイズを表す。例えば、６４−ＱＡＭコンスタレーションの場合では｜Ｃ｜＝６４となる）となり、つまり、送信信号の数（つまり、送信系列に含まれる要素の数）Ｔの増加に伴い、指数的に増加する。一例として、Ｍ＝６４、Ｔ＝Ｒ＝４のＭＩＭＯシステムにおいて、送信系列生成に用いるコンスタレーションを１６−ＱＡＭとした場合では、受信機側で１つのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を検出するには６４×１６^４＝６４×６５５３６＝４１９４３０４通りのレプリカ及びそれらの尤度メトリックを計算しなければならない。これは膨大な回路規模、記憶容量や消費電力を必要とするＭＬＤの演算量には膨大すぎて実用には向かないという課題が分かる。従って、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信機の空間多重信号信号検出器で優れた受信品質が有するＭＬＤを実現するには、膨大な演算量（多数の送信系列候補に基づくレプリカ計算に起因する）を大幅に削減する必要がある。なお、ＭＬＤ方式の送信信号の検出手法についての技術が非特許文献１に開示されている。
"Space Division Multiplexing (SDM) for OFDM Systems"，van Zelst A.、van Nee, R、and Awater, G.A.，「Vehicular Technology Conference Proceedings, 2000. VTC 2000-Spring Tokyo. 2000 IEEE 51st Volume 2」，15-18 May 2000 p.1070 -1074

従来のＭＬＤ方式による送信信号の検出手法をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合は以下の課題が存在する。
まず第１に、所要演算量が大きい。つまり、計算するレプリカと尤度メトリックの数は送信信号の数及び適用するコンスタレーションサイズに伴い、指数的に増大してしまい、所要演算量は膨大であり、実現するのが困難である。
また第２に、所要記憶容量が大きい。つまり、レプリカと尤度メトリックの数が膨大であるため、それらのレプリカ及びメトリックを記憶するためには膨大な記憶容量が必要になる。

また第３に、所要回路規模が大きい。つまり、所要演算量及び所要記憶容量が非常に大きいため、それに伴い、従来のＭＬＤ方式を実装した場合の所要回路規模が非常に大きい。
また第４に、所要消費電力が大きい。つまり、所要消費電力は所要演算回路規模やその動作クロック周波数などに比例するため、従来のＭＬＤ方式による電力消費量が非常に大きいと考えられる。従って、バッテリによって動作するＭＩＭＯシステムの動作時間の長持ちが困難である。

また第５に、小型化・軽量化が困難である。つまり、無線送受信機、特に無線携帯端末においては小型化・軽量化が望ましいが、従来のＭＬＤ方式では所要演算回路規模及び所要消費電力が大きいため、それによって実装された装置の小型化・軽量化は困難である。
また第６に、製品の大量生産に適さない。つまり上記の課題を踏まえて、従来のＭＬＤ方式によるハードウェア並びにソフトウェアでの経済的な実装は極めて困難である。従って、従来のＭＬＤ方式を実装したＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストが高くなり、大量生産に適さない。
また上記の各課題は、ＯＦＤＭのサブキャリア数Ｎや、ＭＩＭＯの送信アンテナ数Ｔ、とコンスタレーションサイズ｜Ｃ｜の増加に伴い顕著になる。

そこでこの発明は、処理演算量と所要演算回路規模とを軽減することで、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける受信機装置の小型化、軽量化や、受信機装置の消費電力量の縮小を行い、大量生産に適した受信機装置内の信号検出装置及び信号検出方法並びにそのプログラムと記録媒体を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成するサブキャリアグループ分け手段と、前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定する候補信号点選定順番決定手段と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成するＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行う送信系列候補絞込み手段と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力する最尤推定手段と、を備え、前記送信系列候補絞込み手段においては、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定手段と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出手段と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外手段と、の各手段の処理を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返し、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去手段と、前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定手段と、前記累積メトリックと前記並列候補信号選定手段で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成手段と、の各手段の処理を行うことを特徴とする信号検出装置である。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記サブキャリアグループ分け手段が、周波数領域チャネルまたは時間領域チャネルのいずれかに基づいて、サブキャリアのグループ分けを行うことを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段が、前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系統から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系統から候補信号点選定を行う、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定手段が、各送信系列における前記候補信号点選定の実施順番に対して、選定する候補信号点の数の上限を設定し、先に候補信号点選定が実施されるダイバシチ効果の小さい送信系列には大きな最大候補数を設定し、後に候補信号点選定が実施されるダイバシチ効果の大きい送信系列には小さな最大候補数を設定し、レイヤ信号について、基準信号を円心としたある半径の円の選定範囲において、当該円の内部に入るコンスタレーション信号点を候補信号点と選定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補除外手段が、雑音信号の２乗ノルムがある一定の確率で、上限値を下回るように前記累積メトリックの上限値を設定し、当該上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外すことを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの信号が持つＮ個のサブキャリアをＢ個の各グループに分けるとともに、前記グループのうちｂ番目のグループに属する各サブキャリアの番号をｎ_ｂ＝１，２，・・・，Ｎ_ｂとする場合に、前記各グループのうちｂ番目グループについての１つの代表チャネル行列Ｈ_ＦＤ（ｂ）を、そのグループに含まれる一部あるいは全部のサブキャリアに対応する周波数領域チャネル行列を足し合わせて生成することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、全てのサブキャリアを１つのグループとし、当該グループにおける代表チャネル行列Ｈ_ＦＤ（１）を、当該１つのグループに含まれる一部あるいは全部の遅延波に対応する時間領域チャネル行列を足し合わせて生成することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段は、Ｔ個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、最初のｄ（ｂ）個のステップにおいては、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も悪い送信系列をｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、次に、残りのＴ-ｄ（ｂ）個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も良い送信系列をｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）＋１から昇順でＴまで）番目に候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段が、ｄ（ｂ）個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、まず、ｄ個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も悪い送信系列をｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、また、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中でｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系列の決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対してｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段が、Ｔ個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、まず、最初のＴ（ｂ）−ｄ個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質のｄ（ｂ）＋１番目に悪い送信系列をｋ（ｋ＝Ｔから降順でｄ（ｂ）＋１まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、次に、残りのｄ（ｂ）個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も良い送信系列がｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）から降順で１まで）番目に候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段が、ｄ（ｂ）個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、まず、ｄ（ｂ）個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質のＴ−ｄ（ｂ）＋１番目に良い送信系列をｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）から降順で１まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、また、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中でｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系列についての決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対してはｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段が、１個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、完全チャネル行列の各送信系列に対応する各順番メトリックを昇順に並べ、ｄ（ｂ）個の最も受信品質の悪い送信系列に対しては、受信品質の悪い順に、ｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定し、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対しては、受信品質の良い順に、ｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）＋１から昇順でＴまで）番目に候補信号点選定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段が、１個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、完全チャネル行列の各送信系列に対応する各順番メトリックを昇順に並べ、ｄ（ｂ）個の最も受信品質の悪い送信系列に対しては、受信品質の悪い順に、ｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定し、また、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系列の決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対しては、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、上述の信号検出装置において、前記候補信号点選定順番決定手段は、上述の何れか複数の前記候補信号点選定順番決定手段の処理を組み合わせて、各送信系列の候補信号点選定の実施の順番を決定することを特徴とする。

また本発明は、信号検出装置における信号検出方法であって、サブキャリアグループ分け手段が、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成し、候補信号点選定順番決定手段が、前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定し、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段が、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成し、送信系列候補絞込み手段が、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行い、最尤推定手段が、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力し、前記送信系列候補絞込み手段においては、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成処理と、前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定処理と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出処理と、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外処理と、を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返し、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去処理と、前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定処理と、前記累積メトリックと前記並列候補信号選定処理で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成処理と、の各処理を行うことを特徴とする信号検出方法である。

また本発明は、信号検出装置のコンピュータを、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成するサブキャリアグループ分け手段、前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定する候補信号点選定順番決定手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成するＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行う送信系列候補絞込み手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力する最尤推定手段、として機能させ、さらに、前記送信系列候補絞込み手段において、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成手段、前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外手段、前記、基準信号生成手段、前記候補信号点選定手段、前記累積メトリック算出手段、前記候補除外手段、の各処理を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返したか否かを判定する反復制御手段、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去手段、前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定手段、前記累積メトリックと前記並列候補信号選定手段で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成手段として機能させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体である。

また本発明は、信号検出装置のコンピュータを、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成するサブキャリアグループ分け手段、前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定する候補信号点選定順番決定手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成するＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行う送信系列候補絞込み手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力する最尤推定手段、として機能させ、さらに、前記送信系列候補絞込み手段において、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成手段、前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出手段、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外手段、前記、基準信号生成手段、前記候補信号点選定手段、前記累積メトリック算出手段、前記候補除外手段、の各処理を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返したか否かを判定する反復制御手段、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去手段、前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定手段、前記累積メトリックと前記並列候補信号選定手段で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成手段として機能させるためのプログラムである。

本発明によれば、ＭＩＭＯシステムにおける空間多重信号に対する従来のＭＬＤ信号検出方式が抱える所要演算量と回路規模が大きい、所要記憶容量が大きい、小型化・軽量化が困難、消費電力が大きい、大量生産に適さないなどの課題を、初期化処理、レイヤ系列候補絞込み処理、最尤推定処理を組み合わせることによって解決した。そして、従来方式との一番の違いは、従来技術では全ての送信信号系列候補及びそれらのメトリックを計算するのに比べ、本発明では従来ＭＬＤ方式の誤り率特性を維持しながら、サブキャリアグループ分け処理１−１、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２、候補信号点選定処理２−２、候補除外処理２−４を行ったこと、および、サブキャリアグループ分け処理１−１から最尤推定処理までの全ての処理を効率的に繋いで演算することにより、計算する送信系列候補及びそれらの尤度メトリックの数を大幅に削減しながら、ＭＬＤ方式の誤り率特性を維持できることである。

つまり、本発明によれば、従来のＭＬＤ方式の優れた誤り率特性を維持しながら、従来のＭＬＤ方式をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合の以下の課題が解決可能である。
まず、計算する送信系列候補及びそれらのメトリックの数は、送信信号数及びコンスタレーションサイズにほぼ線形比例するので、所要演算量が大幅に削減できる。また、記憶する送信系列候補及びそれらのメトリックの数が大幅に削減できるため、それらを記憶するための記憶容量を小さくすることができる。また所要演算量及び所要記憶容量が小さくなるため、それに伴い従来ＭＬＤ方式比べ、実装における所要回路規模を小さくすることができる。また、所要消費電力は所要回路規模やその動作クロック周波数などに比例するので、所要回路規模が演算量及び記憶容量の削減によって小さくなるため、結果として所要消費電力を小さくすることができる。さらに、所要回路規模及び所要消費電力を小さくすることによって、本発明を実装した装置の小型化・軽量化が可能になり、無線送受信機、特に無線携帯端末においては小型化・軽量化を行うことができる。そして、以上の効果により、ハードウェア並びにソフトウェアでの経済的な実装が可能である。従って、本方式のＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストが安くなり、大量生産に適することが可能となる。

以下、本発明の一実施形態による信号検出方法を図面を参照して説明する。
図１は同実施形態によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの構成を示すブロック図である。
図１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、ＭＩＭＯシステムとＯＦＤＭ方式が組合わせたものであり、図1には、そのシステムモデルを示している。この図において、符号１０は送信機装置である。また２０は受信機装置である。そして、図１に示すように、ＭＩＭＯシステムの送信機装置１０では、送信データストリームが空間信号生成器に入力され、Ｔ個の周波数領域送信信号系列が生成される。ただし、異なるサブキャリア間、また、異なるアンテナ間においては、異なるコンスタレーションを用いて信号を生成することが可能である。それらの周波数領域信号がＴ個のＩＦＦＴを通して周波数領域（Frequency Domain: FD）から時間領域(Time Domain: TD)へ変換され、そしてガードインターバル：ＧＩを付加してから、ベースバンドからパスバンドへ変換され、Ｔ本のアンテナを通して同時に同一周波数帯域内において送信される。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信機装置２０では、Ｒ本の受信アンテナを用いて空間で多重されたＴ個の送信信号を受信して、Ｒ個受信信号が得られる。そのＲ個の受信信号について、まず、パスバンドからベースバンドへ変換した後、ＧＩを除去する。次に、Ｒ個のＦＦＴを通して受信信号を送信機装置１０側とは反対に時間領域から周波数領域へ変換してＲ個の周波数領域受信信号系列を得る。その出力が空間多重信号検出器３０に入力される。空間多重信号検出器３０は空間多重化された送信信号を検出（つまり、推定）する機能を有し、その処理結果として検出されたＴ個の推定送信信号を出力する。更に、推定送信信号を空間信号再生器に入力させて、送信されたデータストリームが再生される。ここで言う信号検出とは、信号推定あるいは信号分離や干渉キャンセルと呼ぶ場合もあるが、本質的には、受信機装置２０で受け取った空間多重化された送信信号に対して、その送信信号を受信機装置２０側で正確に再生するための信号処理技術である。本発明の実施場所はこのＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの受信機装置２０にある空間多重信号検出器３０である。以下では、識別のため、必要に応じて周波数領域及び時間領域信号をそれぞれＦＤとＴＤを下文字付けることとする。送信機装置１０側で生成される周波数領域空間信号は、以下の行列のように表せる。

この式（４）において、Ｓ_ＦＤ（ｍ）はｍ番目のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信信号の周波数領域行列表現であり、Ｔ行Ｎ列を有する。行番号は空間（つまり、アンテナ）インデックスであり、列番号はサブキャリア（つまり、周波数）インデックスである。Ｓ_ＦＤ（ｍ）の各列ベクトルは１つの送信系列と呼び、Ｔ個の送信信号が含まれる。そのＳ_ＦＤ（ｍ）をＴ個のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transfer）を用いて周波数領域から時間領域へ変換し、更に、ガードインターバル：ＧＩを付加すると次のような時間領域送信信号を生成される。ガードインターバル：ＧＩの長さはＧとする。

式（５）においては、Ｓ_ＴＤ（ｍ）はｍ番目のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ送信信号の時間領域行列表現であり、Ｔ行Ｇ＋Ｎ列を有する。行番号は空間インデックスを表し、列番号は時間サンプルインデックスを表す。一方、受信側では、チャネルを通って受け取った受信信号は次のようになる。

式（６）において、Ｘ_ＴＤ（ｍ）はｍ番目ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信信号の時間領域行列表現であり、はＴ行Ｇ＋Ｎ列を有する。送信信号の時間領域行列表現と同様に、行番号は空間インデックスを表し、列番号は時間サンプルインデックスを表す。この時間領域受信信号をまず、ＧＩを除去して、次に、Ｒ個のＦＦＴ（Fast Fourier Transfer）を用いて再び時間領域から周波数領域へ変換され、次の周波数領域受信信号が得られえる。

式（７）においてＸ_ＦＤ（ｍ）はｍ番目ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信信号の周波数領域行列表現であり、Ｔ行Ｎ列を有する。送信信号の周波数領域行列表現と同様に、行番号は空間インデックスを表し、列番号はサブキャリアインデックスを表す。Ｘ_ＦＤ（ｍ）の各列ベクトルは1つの受信系列と呼び、Ｒ個の受信信号が含まれる。場合によっては、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号のすべてのサブキャリアを使わずに、一部のサブキャリアだけに情報信号を載せる使い方がある。その場合は、情報載せないサブキャリアにおける信号成分はヌル信号（つまり、“０”信号）と見なせば良い。上記のようにＩＦＦＴとＦＦＴを用いた送信信号及び受信信号における周波数領域と時間領域の間の変換は、数学的に式（８）、式（９）のように表す。

式（８）、式（９）において、ＦはＮ行Ｎ列ＦＦＴ変換行列であり、ＮはＯＦＤＭのサブキャリア数の上限であり、ＦＦＴのポイント数と呼ぶ。ＦＦＴ変換行列の定義は以下ようになる。

その行列Ｆのｎ行ｌ列要素は以下のように定義される。

ここで、ｊは虚数を意味する。また、Ｇ_ＴとＧ_Ｒはそれぞれ送信機装置１０側と受信機装置２０側におけるＧＩ付加とＧＩ除去行列であり、式（１２）、式（１３）のように定義される。

なお、ガードインターバルＧＩの長さはＧとする。Ｇ_ＴはＩＦＦＴの出力である時間領域信号の最後のＧ個のサンプルを信号系列の先頭に付け加える機能を有する。また、Ｇ_ＲはＦＦＴの入力である時間領域信号の先頭のＧ個のサンプルを除去する機能を有する。以上の定義を踏まえて、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける時間領域の送受信関係式は式（１４）のように表せる。

ここで、ｓ_ＴＤ（ｍ，ｋ−ｌ）とｘ_ＴＤ（ｍ，ｋ）とはｍ番目ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ時間領域信号におけるｋ−１番目時間サンプルでの時間領域送信系列とｋ番目時間サンプルでの時間領域受信系列であり、ｗ_ＴＤ（ｍ，ｋ）は対応する時間領域雑音である。Ｎ_Ｈはチャネルがもつ遅延波の数を表している。また式（１５）で示すＨ_ＴＤ（ｍ，ｌ）はｍ番目ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を送受信時における時間領域の１番目遅延波に対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。

一方で、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける周波数領域の送受信関係式は式（１６）のように表せる。

ここで、Ｓ_ＦＤ（ｍ，ｎ）とＸ_ＦＤ（ｍ，ｎ）とはｍ番目ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ周波数領域信号におけるｎ番目サブキャリアでの周波数領域送信系列と周波数領域受信系列（本発明の技術は主に周波数領域での信号処理となるため、以下では簡単に送信系列と受信系列と呼ぶ）である。Ｗ_ＦＤ（ｍ，ｎ）は対応する周波数領域雑音である。式（１７）で示すＨ_ＦＤ（ｍ，ｎ）は、ｍ番目のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を送受信する時における周波数領域のｎ番目サブキャリアに対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。

そして、本信号検出方法は、任意番目のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号に対して、同様に処理するため、以後の説明ではＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号番号ｍを省略する。また、チャネル行列として用いるＨ_ＦＤ（ｎ）とＨ_ＴＤ（ｌ）は無線伝搬路のみではなく、送信機装置１０のベースバンド処理部分から受信機装置２０のベースバンド処理部分までの区間において、受ける様々な影響を反映したチャネル応答行列を意味する。例えば、送信機装置１０側で施した異なる空間信号に対する送信電力制御の影響やパワーアンプによる非線形影響などが全てチャネルの伝搬特性としてＨ_ＦＤ（ｎ）とＨ_ＴＤ（ｌ）に反映される。受信機装置２０では、チャネル行列Ｈ_ＦＤ（ｎ）あるいはＨ_ＦＤ（ｎ）とＨ_ＴＤ（ｌ）の両方を有しているものとする。更に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける送受信機装置間の周波数、時間、及びサンプリングタイミングの同期が正常に取れていることとする。

Ａ．本発明の概要
次に、本発明の概要について説明する。
本発明はＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に対して適用するものであり、その適用方法は大きく分けて、三つの手段となる。従来技術ＭＬＤ方式では、全部で｜Ｃ｜^Ｔ通りのレプリカと対応するメトリックを計算する必要があるため、送信信号の数Ｔの増加に伴い、所要演算量が指数的に増大し、実システムによる実現は困難である。本発明では、初期化処理１とレイヤ系列候補絞込み処理２とにより、レイヤ系列候補の絞込み（レプリカ計算と対応する尤度メトリック計算の削減と等価である）を行い、それによって演算量を大幅に減らしながらＭＬＤ方式の優れた誤り率を維持できる。

ここで、従来方式との一番の違いは、従来技術では全ての送信系列候補及びそれらのメトリックを計算するのに比べ、本発明では従来のＭＬＤ方式の誤り率特性を維持しながら、下記のサブキャリアグループ分け処理、候補信号点選定の実施順番決定処理、候補信号点選定処理、候補除外処理を行うこと、また、下記のサブキャリアグループ分け処理から最尤推定処理までの全ての処理を効率的に連続して処理することにより、計算する送信系列候補及びそれらの尤度メトリックの数を大幅に削減しながら、ＭＬＤ方式の誤り率特性を維持できることである。

なお、下記の説明において、
［Ａ］_Ｒ，Ｔ；ＡはＲ行Ｔ列の行列
ａ_ｊ；行列Ａのｊ番目の列ベクトル
ａ_ｉｊ；行列Ａのｉ行ｊ列要素
Ａ^Ｈ；行列Ａの複素共役転置
Ａ^Ｔ；行列Ａの転置
Ｉ；単位行列
‖ａ‖；ベクトルａのノルム
ａ ；スカラー（つまり１×１行列）ａ
ａ^＊；スカラーａの複素共役
｜ａ｜；スカラーａの絶対値
Σ；累加演算
をそれぞれ意味している。

＜１＞初期化処理
（１−１；サブキャリアグループ分け処理）ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成する。ここで、１−１の処理を実現するには２つ通りの手段がある。
１−１−ａ）周波数領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化する
１−１−ｂ）時間領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化する

（１−２；候補信号点選定の実施順番決定処理）１−１の処理で分けた各グループに対して、代表チャネル行列に基づいて、まず、受信品質の悪い送信系統が候補信号点選定を実施し、次に、残りの受信品質の良い送信系統が候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する。ここで、１−２の処理を実現するには７つ通りの手段がある。
１−２−ａ）完全順次―候補信号点選定の実施順番決定処理
１−２−ｂ）部分順次―候補信号点選定の実施順番決定処理
１−２−ｃ）逆完全順次―候補信号点選定の実施順番決定処理
１−２−ｄ）逆部分順次―候補信号点選定の実施順番決定処理
１−２−ｅ）完全並列―候補信号点選定の実施順番決定処理
１−２−ｆ）部分並列―候補信号点選定の実施順番決定処理
１−２−ｇ）組合せ―候補信号点選定の実施順番決定処理

（１−３；ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理）１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解して、対応する受信系列を線形フィルタリングし、変換受信系列を生成する。

＜２＞レイヤ系列候補絞込み処理
次に、上記１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、レイヤ系列（つまり、空間順番が並び替えられた送信系列）の候補の絞り込みを行う。このレイヤ系列候補絞込み処理では、上記１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、まず、順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて、候補信号点の選定を行い、次に、線形的に残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて候補信号点選定を行う。最終的に１つ以上のレイヤ系列候補（レイヤ系列候補はレプリカと一対一の関係にあるため、レイヤ系列候補の絞込みは、レプリカ計算と対応する尤度メトリック計算の削減と等価になる）とそれに対応する尤度メトリックを算出する。最初に処理するｄ（ｂ）個のレイヤについては以下の２−１，２−２，２−３，２−４の４つの処理を繰り返すことになる。

（２−１）１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する。
（２−２）１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、２−１の処理で得られた基準信号と各送信系統が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点選定を行う。
（２−３）１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、２−２の処理で選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを計算する。
（２−４）１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、２−３の処理において算出された累積メトリックのうち、ある適切な上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外し、それ以外の累積メトリックとその部分レイヤ系列候補を残す。

次に、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、以下の２−５，２−６，２−７の各処理を一回だけ適用する。
（２−５）残りの全てのレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する。
（２−６）２−５の処理によって算出された基準信号系列を用いて、残りの全てのレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う。
（２−７）２−１〜２−４の処理までの順次処理によって算出された累積メトリックと２−６の処理で算出された残りの全てのレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて、尤度メトリックを算出する。

＜３＞最尤推定処理
上記１−１の処理で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、最尤推定を行う。また最尤推定処理においては、上記１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、上記レイヤ系列候補絞込み処理で絞り込んだレイヤ系列候補のうち、最も対応する尤度メトリックが小さいものをそのサブキャリアにおける暫定推定結果とし、更に、１−２の処理で決定した各送信系統における候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果とする。

Ｂ．本発明の基本原理
次に、本発明の基本原理について説明する。
（１．初期化処理について）
従来のＭＬＤ方式では、全部で｜Ｃ｜^Ｔ通りのレプリカと対応するメトリックを計算する必要があるため、送信信号の数Ｔの増加に伴い、所要演算量が指数的に増大し、実システムによる実現は困難である。しかしながら本発明では、初期化処理と、レイヤ系列候補絞込み処理により、レイヤ系列候補の絞込み（レプリカ計算と対応する尤度メトリック計算の削減と等価である）を行い、それによって演算量を大幅に減らしながらＭＬＤ方式の優れた誤り率を維持できる。初期化処理は、レイヤ系列候補絞込み処理を実施するための準備処理であり、効率的にレイヤ系列候補の絞込みを行うための処理である。

（１−１；ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成する処理（サブキャリアグループ分け処理）について）
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムはＯＦＤＭシステムの拡張として、サブキャリアの数が増えると処理量が増える特徴がある。そこで、処理量を減らすため以下のようなグループ化を考える。グループ化を実現するには２つ通りの手段がある。まず、１−１−ａ；周波数領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化する処理について説明し、次に、１−１−ｂ；時間領域チャネルに基づいてサブキャリアグループ化する処理について説明する。

（１−１−ａ；周波数領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化する処理について）
図２はサブキャリアのグループ化の概要を示す図である。
図２に示すように、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号が持つ全部Ｎ個のサブキャリアをＢ個のグループに分ける。そして、各グループに含まれるサブキャリアの数Ｎ_１，Ｎ_２，・・・，Ｎ_Ｂは式（１８）が満たされるように設定する。

そして、各グループの数は均一に（つまり、Ｎ_１＝Ｎ_２＝・・・＝Ｎ_Ｂ＝Ｎ／Ｂ）する必要はなく、チャネルの状況や所要演算量や所要通信品質を考慮しながら決定すれば良い。また、具体的にグループの数Ｂをいくつにするかも同様に、チャネルの状況や所要演算量や所要通信品質を考慮しながら決定すれば良い。Ｂ＝１の場合では、すべてのサブキャリアを１つのグループにまとめる。Ｂ＝Ｎの場合では、各サブキャアリアが１つのグループとなり、グループ化していない状態を意味する。グループ分けが行った後は、各グループについて１つの代表チャネル行列を生成する。以下で用いる各手段はグループ単位で適用するものなので、表記を簡単化するため、ｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）番目グループに属する各サブキャリアの番号をｎ_ｂ＝１，２，・・・，Ｎ_ｂと記し、ｂ番目グループの１番目からＮ_ｂ番目までのサブキャリアを意味する。ｂ番目グループにおける代表チャネル行列は次のように生成する。

ここで、ｂ番目グループの代表チャネル行列Ｈ_ＦＤ（ｂ）は、そのグループに含まれる一部あるいは全部のサブキャリアに対応する周波数領域チャネル行列を足し合わせたものである。

（１−１−ｂ；時間領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化の処理について）
次に、時間領域チャネル行列を用いた場合を考える。この場合では、常に全てのサブキャリアを１つのグループにまとめる。つまり、Ｂ＝１とする。この場合の代表チャネル行列は式（２０）のように決定する。

ここで、１番目グループ（グループは１つしかないことに注意されたい）の代表チャネル行列Ｈ_ＦＤ（１）は、グループ１に含まれる一部あるいは全部の遅延波に対応する時間領域チャネル行列を足し合わせたものである。一般的に、時間領域行列は周波数領域行列よりも数が少ないため（Ｌ＜Ｎのため）、１つのグループにした場合（Ｂ＝１）では、１−１−ａの処理に比べ、代表チャネル行列生成の処理量が少なくなる。

上記１−１−ａの処理で行うグループ分け処理（つまり、Ｂ、Ｎ_１，Ｎ_２，・・・，Ｎ_Ｂを決定する処理）は、受信機装置２０側が信号検出処理を行うときに実施する必要がなく、予めに数値解析により無線システムが許容する複雑さと要求する誤り率特性の両方を満足できるようなＮ_１，Ｎ_２，・・・，Ｎ_Ｂを事前に特定し、データベース化すれば良い。

更に、上記１−１−ａと１−１−ｂの処理で行う代表チャネル行列生成処理では、代表チャネル行列生成に用いる周波数領域チャネル行列におけるサブキャリアインデックスｎ_ｂ＝１，２，・・・，Ｎ_ｂ、あるいは時間領域チャネル行列における遅延波インデックスｌ（式（２０）に対応）の決定は、受信機装置２０側が信号検出処理を行うときに実施する必要がなく、予めに数値解析により無線システムが許容する複雑さと要求する誤り率特性の両方を満足できるようなｎ_ｂ∈｛１，２，・・・，Ｎ_ｂ｝あるいはｌ∈｛１，２，・・・，Ｎ_Ｈ｝を事前に特定し、データベース化すれば良い。１−１の処理によるグループ分けの効果としては、グループ分けなしの場合（つまり、各グループではなく各サブキャリアに１−２の処理を適用した場合）に比べ、次の１−２の処理量が、Ｎ回からＢ回へ削減することが出来る。

（１−２；候補信号点選定の実施順番決定処理）
候補信号点選定の実施順番決定処理１−２では、上記１−１の処理で分けた各グループに対して、代表チャネル行列に基づいて、まず、受信品質の悪い送信系統が候補信号点選定を実施し、次に、残りの受信品質の良い送信系統が候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する。なお、１−２の処理は、１−１の処理で決定した各グループに対して適用する形となるため、各グループにおける処理は独立となる。従って、以下では一般性を失うことなく、あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）について説明を進める。また、以下の処理は周波数領域で行われるため、簡単化のため、下付き文字ＦＤを省略する。

ここで、グループｂに属するサブキャリアｎ_ｂにおける送受信関係式は次の式（２１）ように表せる。

なおチャネル行列Ｈ（ｎ_ｂ）の各送信系統は各列ベクトルに対応する。チャネル行列Ｈ（ｎ_ｂ）の列ベクトルはそれぞれ異なる伝播品質を有しているゆえ、異なる送信系統における受信品質も違ってくる。従って、各送信系統における候補信号点選定（受信機装置２０側では、実際コンスタレーション中のどの信号点が送信されたかが分からないので、各送信系統について、コンスタレーション中の送信された可能性のある信号点を候補として、送信信号を推測すること）の精度も異なる。

各グループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に属する各サブキャリアｎ_ｂ＝１，２，・・・，Ｎ_ｂについて、Ｔ個ある送信信号［ｓ_ＴＸ，１（ｎ_ｂ），ｓ_ＴＸ，２（ｎ_ｂ），・・・，ｓ_ＴＸ，Ｔ（ｎ_ｂ）］を同時にではなく、順番にそれぞれの候補信号点選定を実施する。

図３は各候補信号点選定の実施順番における送信系統番号の決定概要を示す図である。
候補信号点選定の実施順番決定処理１−２では、図３で示すように、サブキャリアグループ分け処理１−１で得られた各グループの代表チャネル行列Ｈ（ｂ）を用いて、各グループの各送信系統（つまり、各アンテナ）における候補信号点選定の実施順番Ｏ（ｂ）＝｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・Ｏ_Ｔ（ｂ）｝を決定する。そして、各グループに属する各サブキャリアｎ_ｂにおける送信信号［ｓ_ＴＸ，１（ｎ_ｂ），ｓ_ＴＸ，２（ｎ_ｂ），・・・，ｓ_ＴＸ，Ｔ（ｎ_ｂ）］については、そのグループの実施順番Ｏ（ｂ）に従って、候補信号点選定を行う。Ｏ（ｂ）＝｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・Ｏ_Ｔ（ｂ）｝はグループｂの各送信系統における候補信号点選定の実施順番を表している。Ｏ_ｔ（ｂ）（ｔ＝１，２，・・・，Ｔ）の下付き数字ｔは候補信号点選定の実施順番であり、Ｏ_ｔ（ｂ）の値そのものはｔ番目に候補信号点選定が実施される送信系統番号である。ｔとＯ_ｔ（ｂ）とは一対一に対応している。例えば、Ｏ_２（５）＝３というのは、グループｂ＝５に属する各サブキャリアｎ_ｂについては、第Ｏ_２（５）＝３番空間送信信号ｓ_{ＴＸ，Ｏ２（５）＝３}（ｎ_５）が２番目にその候補信号点の選定を実施することを表している。

また候補信号点選定の実施順番決定処理１−２は各サブキャリアグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）について、代表チャネル行列Ｈ（ｂ）を用いて、｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・Ｏ_Ｔ（ｂ）｝の各要素の値（１からＴまでの整数の内の1つ）を決定する処理である。ここで、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２の処理の基準としては、まず、受信品質の悪いｄ（ｂ）個の送信系統が候補信号点選定を実施し、次に、残りの受信品質の良いＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統が候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定することである。なお、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２を実現するには以下の７通りの処理がある。

１−２−ａ）完全順次―候補信号点選定の実施順番決定処理について
１−２−ａの処理は、Ｔステップに分けて、候補信号点選定の実施順番を決定して行く処理である。決定ステップｋ（Ｋ＝１，２，・・・，Ｔ）では、ｋ番目に候補信号点選定が実施される送信系統番号Ｏ_ｋ（ｂ）を決定する。そして、ステップｋ＝１からｋ＝ＴまでのＴステップを通して｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝を順次決定する。行列Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）は代表チャネル行列Ｈ（ｂ）からｋ−１個の列ベクトル｛ｈ_Ｏ１（ｂ），ｈ_Ｏ２（ｂ），・・・ｈ_Ｏｋ−１（ｂ）｝を除去し，残りのＴ−ｋ＋１個の列ベクトルから構成される次元縮小チャネル行列である。つまり、１決定ステップが終わるとチャネルＨから１つの列ベクトルを除去し、それをステップごとに繰り返すことによってＨ の列ベクトルの次元を縮小させていく。従って、各決定ステップｋと次元縮小行列Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）とは一対一に対応する。初期化として、Ｈ^［Ｔ］（ｂ）＝Ｈ（ｂ）と設定し、ステップｋ＝１に対応付ける。

更に、Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）のＴ−ｋ＋１個の列ベクトルのそれぞれｈ_ｐ（ｂ）ｐ＝１，・・・，Ｔ；ｐ≠Ｏ_１（ｂ），・・・，Ｏ_ｋ−１（ｂ）が１つの順番メトリックγ^［ｋ］ _ｐ（ｂ）に対応する。つまり、Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）の各送信系統が１つの順番メトリックに対応する。順番メトリックγ^［ｋ］ _ｐ（ｂ）が大きければその列ベクトルに対応する送信系統の受信品質が良く、小さければその列ベクトルに対応する受信品質は悪いことになる。あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に対して、処理は以下の式（２２）、式（２３）のようにあらわすことができる。

ここで、ｐはステップｋにおいて、候補信号点の選定を実施する可能性のある送信系統番号であり、これは１からＴまでの整数の内の１つでありながら、以前の番号決定ステップ１からステップｋ−１までで決定された送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），・・・，Ｏ_ｋ−１（ｂ）｝以外の整数である。

１−２−ａの処理では、まず、式（２２）により、最初のｄ（ｂ）ステップは受信品質の最も悪い送信系統Ｏ_ｋ（ｂ）がｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を実施し、次に式（２３）により、残りのＴ−ｄ（ｂ）ステップは受信品質の最も良い送信系統Ｏ_ｋ（ｂ）がｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）＋１から昇順でＴまで）番目に候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する。

一例として、送信系統数Ｔ＝４とした場合を考える。ｄ（ｂ）＝２と設定すると、まず、ステップｋ＝１では、チャネル行列Ｈ^［４］（ｂ）＝［ｈ_１（ｂ），ｈ_２（ｂ），ｈ_３（ｂ），ｈ_４（ｂ）］における順番メトリックγ^［１］ _ｐ（ｂ）の中で最も受信品質の悪い送信系統Ｏ_１（ｂ）＝３を１番目に候補信号点選定を実施すると決定する。次に、ステップｋ＝２では、Ｈ^［４］（ｂ）から列ベクトルｈ_{Ｏ１（ｂ）＝３}（ｂ）を差し引いた次元縮小チャネル行列Ｈ^［３］（ｂ）＝［ｈ_１（ｂ），ｈ_２（ｂ），ｈ_４（ｂ）］における順番メトリックγ^［２］ _ｐ（ｂ）の中で最も受信品質の悪い送信系統Ｏ_２（ｂ）＝１を２番目に候補信号点選定を実施すると決定する。

次に、ステップｋ＝３では、Ｈ^［３］から列ベクトルｈ_{Ｏ２（ｂ）＝１}（ｂ）を差し引いた次元縮小チャネル行列Ｈ^［２］（ｂ）＝［ｈ_２（ｂ），ｈ_４（ｂ）］における順番メトリックγ^［３］ _ｐ（ｂ）の中で最も受信品質の良い送信系統Ｏ_３（ｂ）＝４を３番目に候補信号点選定を実施すると決定する。最後に、ステップｋ＝４では、Ｈ^［２］（ｂ）から列ベクトルｈ_{Ｏ３（ｂ）＝４}（ｂ）を差し引いた次元縮小チャネル行列Ｈ^［１］（ｂ）＝［ｈ_２（ｂ）］における順番メトリックγ^［４］ _ｐ（ｂ）の中で最も受信品質の良い（最後のステップでは、実際には残りの送信系統はＯ_４（ｂ）＝２の１つしかないため、選ぶ必要はないが、一般性を失わないために説明している）送信系統Ｏ_４（ｂ）＝２を４番目で候補信号点選定を実施すると決定する。以上のように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ）＝３，Ｏ_２（ｂ）＝１，Ｏ_３（ｂ）＝４，Ｏ_４（ｂ）＝２｝が決定される。

１−２−ｂ）部分順次―候補信号点選定の実施順番決定処理について
１−２−ｂの処理は、ｄ（ｂ）ステップに分けて、候補信号点選定の実施順番を決定して行く処理である。なお、各決定ステップｋと次元縮小行列Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）とは一対一に対応する。そして、あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に対して、処理手順は以下の式（２４）ように表せる。

１−２−ｂの処理は、１−２−ａの最初のｄ（ｂ）ステップ、つまり、式（２２）とは完全に同であり、ｄ（ｂ）ステップを用いて、受信品質の最も悪い送信系統Ｏ_ｋ（ｂ）がｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を実施するように、ｄ（ｂ）個の最初に候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を決定する。

一方、１−２−ａの処理とは異なり、１−２−ｂでは、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝の決定は行わなく、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対してｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を実施すれば良いとする。従って、１−２−ｂの処理では、ｄ（ｂ）ステップによって候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を決定した後、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対しては、残ったＴ−ｄ（ｂ）個の順番を任意に割り当てる処理を行う。

１−２−ｃ）逆完全順次―候補信号点選定の実施順番決定処理について
１−２−ｃの処理はＴステップに分けて、候補信号点選定の実施順番を決定して行く処理である。ここで、各決定ステップｋと次元縮小行列Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）とは一対一に対応する。１−２−ｃの処理は１−２−ａの処理とは異なり、１番目からＴ番目までに候補信号点選定が行う送信系統番号を決定するではなく、逆の順番で、Ｔ番目から降順に１番目までに各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する。決定ステップｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｔ）では、Ｔ−ｋ＋１番目に候補信号点選定が実施される送信系統番号Ｏ_{Ｔ−ｋ＋１}（ｂ）を決定する。そして、ステップｋ＝１からｋ＝ＴまでのＴステップを通して｛Ｏ_Ｔ（ｂ），Ｏ_Ｔ−１（ｂ），・・・，Ｏ_１（ｂ）｝を順次に決定する。あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に対して、処理の手順は式（２５）、式（２６）のように表すことができる。

ここで、ｐはステップｋにおいて、候補信号点選定が実施される可能性のある送信系統番号であり、これは１からＴまでの整数の内の１つでありながら、以前の決定ステップ１からステップｋ−１までで決定された送信系統番号｛Ｏ_Ｔ（ｂ），・・・，Ｏ_{Ｔ−ｋ＋２}（ｂ）｝以外の整数である。１−２−ｃの処理では、まず式（２５）により、最初のＴ−ｄ（ｂ）ステップは受信品質のｄ（ｂ）＋１番目に悪い送信系統Ｏ_ｋ（ｂ）がｋ（ｋ＝Ｔから降順でｄ（ｂ）＋１まで）番目に候補信号点選定を実施し、次に式（２６）により、残りのｄ（ｂ）ステップは受信品質の最も良い送信系統Ｏ_ｋ（ｂ）がｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）から降順で１まで）番目に候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する。

１−２−ｄ）逆部分順次―候補信号点選定の実施順番決定処理について
１−２−ｄの処理は、ｄ（ｂ）個のステップに分けて、候補信号点選定の実施順番を決定して行く処理である。各決定ステップｋと次元縮小行列Ｈ^{［Ｔ−ｋ＋１］}（ｂ）とは一対一に対応するが、上記１−２−ｃの処理における最初のＴ−ｄ（ｂ）ステップ、つまり、式（２５）と異なることに注意されたい。あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に対して、処理の手順は式（２７）のように表すことができる。

つまり、１−２−ｄの処理は、ｄ（ｂ）個のステップを用いて、受信品質のＴ−ｄ（ｂ）＋１番目に良い送信系統Ｏ_ｋ（ｂ）がｋ（ｋ＝ｄから降順で１まで）番目に候補信号点選定を実施するように、ｄ（ｂ）個の最初に候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）−１}（ｂ），・・・，Ｏ_１（ｂ）｝を降順に決定する。

また１−２−ｄの処理では、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝の決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対してｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を実施すれば良いとする。従って、１−２−ｄの処理では、ｄ（ｂ）ステップによって候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）−１}（ｂ），・・・，Ｏ_１（ｂ）｝を決定した後、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対しては、残ったＴ−ｄ（ｂ）個の順番を任意に割り当てる処理を行う。

１−２−ｅ）完全並列―候補信号点選定の実施順番決定処理について
１−２−ｅの処理は、順次ではなく１ステップで候補信号点選定の実施順番を決定する処理である。あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に対して処理の手順は式（２８）のように表すことができる。

そして、１−２−ｅの処理では、完全チャネル行列Ｈ^［Ｔ］（ｂ）＝Ｈ（ｂ）（つまり、列ベクトルの除去による次元縮小がされていないチャネル行列）の各送信系統に対応する各順番メトリックを昇順に並べ、ｄ（ｂ）個の最も受信品質の悪い送信系統に対しては、受信品質の悪い順に、ｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を実施し、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対しては、受信品質の良い順に、ｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）＋１から昇順でＴまで）番目に候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する。なお、順次手法とは異なり、完全なチャネル行列Ｈ^［Ｔ］（ｂ）＝Ｈ（ｂ）だけによって、候補信号点選定の実施順番を決定するため、順次に行列を縮小させることを回避し、実施順番決定に費やす処理量が削減される。

１−２−ｆ）部分並列―候補信号点選定の実施順番決定処理について
１−２−ｆの処理は、順次ではなく１ステップで候補信号点選定の実施順番を決定する処理である。あるグループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に対して、処理の手順は式（２９）のように表すことができる。

そして１−２−ｆの処理は１−２−ｅの処理と比較して、１番目からｄ（ｂ）番目までに候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝が完全に同じである。ｄ（ｂ）個の最も受信品質の悪い送信系統に対しては、受信品質の悪い順に、ｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を実施するように、ｄ（ｂ）個の最初に候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を決定する。

また１−２−ｅの処理とは異なり、１−２−ｆの処理では、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝の決定は行わなく、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対してｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を実施すれば良いとする。従って、１−２−ｆの処理では、候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を決定した後、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統に対しては、残ったＴ−ｄ（ｂ）個の順番を任意に割り当てる処理を行う。

１−２−ｇ）組合せ―候補信号点選定の実施順番決定処理の処理について
１−２−ｇの処理による組合せ手法とは、上記の１−２−ａから１−２−ｆまでの手法を任意に組合わせて、各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝を決定することである。一例として、１−２−ａの処理と１−２−ｃの処理を組合わせて、最初のｄ（ｂ）ステップでは１−２−ａの処理によって１番目からｄ（ｂ）番目までに候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を決定する。また残りのＴ−ｄ（ｂ）ステップでは、１−２−ｃの処理によってＴ番目から降順にｄ（ｂ）＋１番目までに候補信号点選定が実施される送信系統番号｛Ｏ_Ｔ（ｂ），Ｏ_Ｔ−１（ｂ），・・・，Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ）｝を決定することが考えられる。以上のように、実装上の複雑さと所要誤り率特性の両立を図りながら、どのような組合せにするかを決定すれば良い。

ここで、上記候補信号点選定の実施順番決定処理１−２における１−２−ａ〜１−２−ｇの諸手法の共通点としては、まず、受信品質の悪いｄ（ｂ）個の送信系統で候補信号点選定を実施し、次に、受信品質の良い残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統で候補信号点選定を実施するように、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定している。実施順番を決定するポリシーはステップｄ（ｂ）（１≦ｄ（ｂ）≦Ｔ）で反転している（つまり、受信品質の悪い送信系統から良い送信系統へと基準を変える）のが特徴である。この順番決定ポリシーによって、後に候補信号点選定が実施される受信品質の良いＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統には大きなダイバシチ効果が生じる。従って、それらの送信系統においては少ないコンスタレーション信号点（つまり、小さい演算量）だけで、確からしい候補信号点の選定が可能である。ｄ（ｂ）を更に大きく設定すれば、後に候補信号点選定が実施されるＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統のダイバシチ効果がより向上する。

しかし、同時にｄ（ｂ）が大きいということは最初に候補信号点選定が実施される受信品質の悪い送信系統の数は多くて、確からしい候補信号点を選定するには沢山のコンスタレーション信号点（つまり、大きい演算量）を考慮する必要がある。従って、所要演算量を削減する観点からはｄ（ｂ）をなるべく小さく設定することが望ましい。一方、誤り率特性を向上させる観点からはｄ（ｂ）をなるべく大きく設定すると良い。具体的にｄ（ｂ）をどのあたりに設定すれば良いかは、実装上許容される複雑さと要求する誤り率特性の両立を図りながら決めることとなる。

また、上記１−２−ａの処理から１−２−ｇの処理までに用いる各送信系統の受信品質を表す順番メトリックとして、様々な量が考えられる。例えば、各送信信号における受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）、受信ＳＩＮＲ（signal to interference plus noise ratio）、上記各代表チャネル行列の列ベクトルのＬ（Ｌは任意の整数）次ノルムなどがある。候補信号点選定の実施順番決定処理１−２の処理では特に受信品質を図る量に拘らずに、受信品質を測る物差しとしてどんな量を適用しても良い。

次に、以下の１−３；ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理や、２；レイヤ系列候補絞込み処理や、３；最尤推定処理では、上記１−１；サブキャリアグループ分け処理において決定した各グループｂ（ｂ＝１，２，・・・，Ｂ）に属する各サブキャリアｎ_ｂ＝１，２，・・・，Ｎ_ｂに対して適用する。

（１−３；ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理）
次に、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解して、対応する受信系列を線形フィルタリングし、変換受信系列を生成する。なお、レプリカと尤度メトリック計算の演算量を削減するため、ここではＱＲ分解を用いる手法を導入する。候補信号点選定の実施順番の適用については、次の並び替え行列Ｐ（ｂ）を使って説明する。Ｐ（ｂ）はｂ番目グループの実施順番を反映するＴ行Ｔ列の並び替え行列であり、行列Ｈ（ｎ_ｂ）の右側から乗算し、Ｈ（ｎ_ｂ）の列ベクトルを並び替える機能を有する。またＰ^Ｔ（ｂ）はｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）の左側から乗算し、ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）の行要素をＨ（ｎ_ｂ）の列ベクトルに合せて並び替える機能を有する。

また、並び替え行列Ｐ（ｂ）の要素は“１”か“０”によって構成され、その定義は式（３１）のように表すことができる。

Ｐ（ｂ）の中にグループｂの各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝が含まれている。ｅ_{Ｏｔ（ｂ）}はＴ要素をもつ列ベクトルであって、そのＯ_ｔ（ｂ）（ｔ＝１，２，・・・，Ｔ）番目の要素は“１”であり、それ以外の要素は“０”である。一例として、Ｔ＝Ｒ＝３の送受信構成について、グループ５の候補信号点選定の実施順番はＯ_１（５）＝２、Ｏ_２（５）＝３、Ｏ_３（５）＝１の場合では、Ｐ（５）は次の式（３２）のようになる。

なお、Ｈ_ｐ（ｎ_ｂ）とｓ（ｎ_ｂ）とは順番並び替えられたチャネル行列と送信系列である。以後では、サブキャリアｎ_ｂにおける送信系列ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）に対して、並び替え処理によって得られたｓ（ｎ_ｂ）をサブキャリアｎ_ｂにおけるレイヤ系列と呼ぶ。例えば、ｓ_ＴＸ，３（ｎ_ｂ）を３番目の空間送信信号、ｓ_３（ｎ_ｂ）を3番目のレイヤ信号と呼ぶ。レイヤ系列ｓ（ｎ_ｂ）の定義式を要素ごとに展開すると以下のようになる。

つまり、並び替え行列Ｐ（ｂ）を式（３１）のように定義した場合では、レイヤ系列ｓ（ｎ_ｂ）の信号成分を｛ｉ＝Ｔ，Ｔ−１，・・・，１｝の順番で処理することは送信系列ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）の信号成分を｛Ｏ_ｔ（ｂ）；ｔ＝Ｔ−ｉ＋１＝１，２，・・・，Ｔ｝の順番で処理することになる。ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）とｓ（ｎ_ｂ）とは実質的な違いはなく、それぞれが含む信号の順番が異なるだけである。そして、周波数領域送受信関係式を次の式（３４）のように書き換えられる。

ここで、ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）＝ｓ_ＦＤ（ｎ_ｂ）、ｗ_ＴＸ（ｎ_ｂ）＝ｗ_ＦＤ（ｎ_ｂ）と定義する。更に、サブキャリアｎ_ｂの受信系列ｘ（ｎ_ｂ）に対して、次のように線形フィルターリングをし、変換受信系列ｙ（ｎ_ｂ）を得る。

ここで、ｗ（ｎ_ｂ）＝Ｑ^Ｈ（ｎ_ｂ）ｗ_ＴＸ（ｎ_ｂ）は線形フィルタリング後の雑音成分を表す。行列Ｑ（ｎ_ｂ）及びＵ（ｎ_ｂ）は行列Ｈ_ｐ（ｎ_ｂ）におけるＱＲ分解の結果であり、それぞれ次のように定義する。

Ｑ（ｎ_ｂ）はＲ行Ｒ列の準ユニタリー行列、Ｕ（ｎ_ｂ）はＴ行Ｔ列の上三角行列である。以上の定義を踏まえて、変換受信系列ｙ（ｎ_ｂ）を更に要素まで展開した形で次の式（３９）のように書ける。

（２；レイヤ系列候補絞込み処理）
レイヤ系列候補絞込み処理２では、上記サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、レイヤ系列（つまり、空間順番が並び替えられた送信系列）の候補の絞り込みを行う。従来技術のＭＬＤ方式では、全部で｜Ｃ｜^Ｔ通りのレプリカと対応するメトリックを計算する必要があるため、送信信号の数Ｔの増加に伴い、所要演算量が指数的に増大し、実システムによる実現は困難である。本発明では、初期化処理１とレイヤ系列候補絞込み処理２により、レイヤ系列候補の絞込み（レプリカ計算と対応する尤度メトリック計算の削減と等価である）を行い、それによって演算量を大幅に減らしながらＭＬＤ方式の優れた誤り率を維持できる。レイヤ系列候補絞込み処理２は、初期化処理１で行った初期化処理の結果を利用して、効率的にレイヤ系列候補の絞込みを行い、所要演算量の大幅削減を実現するものである。

レイヤ系列候補絞込み処理２は、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、順番にT個あるレイヤについて、候補信号点の選定を実施し、最終的に1つ以上のレイヤ系列候補（レイヤ系列候補はレプリカと一対一の関係にあるため、レイヤ系列候補の絞込みは、レプリカ計算と対応する尤度メトリック計算の削減と等価になる）とそれに対応する尤度メトリックを算出する。レイヤｉ＝Ｔから降順にレイヤｉ＝１までの各レイヤについて、以下で説明する２−１；基準信号生成処理、２−２；候補信号点選定処理、２−３；累積メトリック生成処理、２−４；候補除外処理、の4つの処理を繰り返して適用する。各２−１〜２−４の各処理を説明する前に幾つかの定義を示す。

まず、最尤推定に用いる尤度メトリックを変換受信系列ｙ（ｎ_ｂ）に合せて書き換える。

この場合、受信系列ｘ（ｎ_ｂ）のレプリカｘ_Replica（ｎ_ｂ）に対応して、変換受信系列ｙ（ｎ_ｂ）のレプリカはｙ_Replica（ｎ_ｂ）＝U（ｎ_ｂ）ｓ_Candidate（ｎ_ｂ）となる。ｓ_Candidate（ｎ_ｂ）は実際のレイヤ系列ｓ（ｎ_ｂ）ではなく、ｓ（ｎ_ｂ）である可能性のあるレイヤ系列候補（送信系列候補ｓ_{TX，Candidate}（ｎ_ｂ）とは含む信号の順番が異なるだけである）である。次に、行列Ｕ（ｎ_ｂ）の三角構造を利用して、式（４１）を次の形に書き換えることができる。

Δ_ｉ（ｎ_ｂ）はｉ番目レイヤにおける増分メトリックであり、次の式（４３）のように定義する。

ここで、ｓ_{Candidate，ｉ}（ｎ_ｂ）はレイヤ系列候補ｓ_Candidate（ｎ_ｂ）のｉ番目信号成分であり、ｉ番目レイヤ信号ｓ_ｉ（ｎ_ｂ）の候補信号点である。ｓ_ｉ ^〜（ｎ_ｂ）は候補信号点の選定に用いる基準信号である。基準信号の生成は次の式（４４）によりできる。

尤度メトリックは各レイヤにおける増分メトリックの総和である特徴を利用して、次の再帰式を導入する。

ここで、Λ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）はレイヤＴから降順にレイヤｉまでの候補信号点（つまり、部分レイヤ系列候補ｓ^{［Ｔ−ｉ＋１］} _Candidate（ｎ_ｂ）＝［ｓ_{Candidate，ｉ}（ｎ_ｂ）・・・ｓ_{Candidate，Ｔ}（ｎ_ｂ）］^Ｔ）に対応するＴ−ｉ＋１次累積メトリックである。この再帰式から分かるように、レイヤＴからレイヤｉまでの候補信号点に対応するＴ−ｉ＋１次累積メトリックΛ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）を求めるには、レイヤＴからレイヤｉ＋１までの候補信号点に対応するＴ−ｉ次累積メトリックΛ^{［Ｔ−ｉ］}（ｎ_ｂ）とレイヤｉの候補信号点ｓ_{Candidate，ｉ}（ｎ_ｂ）に対応する増分メトリックΔ_ｉ（ｎ_ｂ）を足し合せれば良い。累積メトリックの初期値をΛ^［０］（ｎ_ｂ）＝０に設定して、Ｔ回の再帰処理を行えば、最尤推定に用いる尤度メトリックΛ（ｎ_ｂ）＝Λ^［Ｔ］（ｎ_ｂ）が求められる。

一方、レイヤＴからレイヤＴ−ｄ（ｂ）＋１までは、式（３２）のように順次的に各レイヤにおける候補信号点選定を実施し、レイヤＴ−ｄ（ｂ）からレイヤ１までは、（順次的ではなく）線形的な手法で、一括に候補信号点を選定することもできる。まず、以下のベクトルを導入する。

ここで式４６においてｙ^{［Ｔ−ｄ（ｂ）］}（ｎ_ｂ）は変換受信系列からレイヤＴ−ｄ（ｂ）＋１からレイヤＴまでの候補信号点による寄与成分

を減算した部分変換受信系列である。そして、ｙ^{［Ｔ−ｄ（ｂ）］}（ｎ_ｂ）の１番目からＴ−ｄ（ｂ）番目までの信号成分で構成された部分ベクトルｙ^{（Ｔ−ｄ（ｂ））}は縮小部分変換受信系列と呼び、次の式が定義できる。

ここで、式（４８）におけるＵ^{（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）はＵの１番目行からＴ−ｄ（ｂ）番目行まで、１番目列からＴ−ｄ（ｂ）番目列まで取った部分行列であり、ｓ^{（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）とｗ^{（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）はそれぞれｓとｗの１番目成分からＴ−ｄ（ｂ）番目成分までで構成された部分ベクトルである。そして、基準信号系列ｓ^{（Ｔ−ｄ）}を次のように線形干渉除去処理によって得る。

なお、式（４９）においてＵ^{（Ｔ−ｄ（ｂ）），−１}（ｎ_ｂ）は、Ｕ^{（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）の逆行列である。基準信号系列を生成した後は、並列的にｓ^{〜（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）の各信号成分ｓ^〜 _ｉ ^{（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ），｛ｉ＝１，・・・，Ｔ−ｄ（ｂ）｝について、候補信号点選定処理２−２と同様に候補信号点の選定を行う。更に、並列的に選定した残りの全てのレイヤにおける候補信号点を組み合わせて、部分候補系列ｓ_Candidate ^（T-d）（ｎ_ｂ）を生成する。

最後に、レイヤｉ＝Ｔ，Ｔ−１，・・・，Ｔ−ｄ（ｂ）＋１で順次的に選定した候補信号点による部分メトリック（以下式第一項）とレイヤｉ＝Ｔ−ｄ（ｂ），Ｔ−ｄ（ｂ）−１，・・・，１で線形的に選定した候補信号点による部分メトリック（以下式第二項）を足し合せて最尤推定に用いる尤度メトリックを算出できる。

上記の再帰式による尤度メトリックの計算から分かるように、レイヤ系列候補ｓ_Candidate（ｎ_ｂ）の選定は、従来のＭＬＤ方式のように（式（９）と（１０））、同時に送信系列にあるＴ個ある送信信号の個々について候補信号点選定をする必要はなく、ｓ_Ｔからｓ_１まで順番にＴ個のレイヤ信号について候補信号点選定をすれば良い。しかし、各レイヤ信号における候補信号点の数をコンスタレーションサイズ｜Ｃ｜と設定してしまえば、従来のＭＬＤ方式と同様に｜Ｃ｜^Ｔ通りのレイヤ系列候補と尤度メトリックを計算しなければならなくなり、大幅に演算量を削減する効果は得られない。そこで、レイヤ系列候補絞込み処理２では、サブキャリアグループ分け処理１−１を適用したことによって得られた各送信系統のダイバシチ効果を利用して、各レイヤでの候補信号点の数を｜Ｃ｜よりも十分小さい値に抑え、結果的にレイヤ系列候補と対応する尤度メトリックの数を大幅に削減できる。

以下では，レイヤｉ＝Ｔから降順にレイヤＩ＝Ｔ−ｄ（ｂ）＋１までの各レイヤについては、基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４を繰り返して適用し、レイヤｉ＝Ｔ−ｄ（ｂ）からレイヤｉ＝１までのＴ−ｄ（ｂ）レイヤについては、後述する線形干渉除去処理２−５、並列候補信号選定処理２−６、尤度メトリック生成処理２−７を一回だけ適用する。まず、最初に処理するｄ個のレイヤについて、基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４を繰り返して適用する。

（２−１；基準信号生成処理）
基準信号生成処理２−１は、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する処理である。上記式（４４）に基づいて、候補信号点の選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号ｓ_ｉ ^〜（ｎ_ｂ）を算出する。

（２−２；候補信号点選定処理）
候補信号点選定処理２−２は、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、基準信号生成処理２−１で得られた基準信号ｓ_ｉ ^〜（ｎ_ｂ）と各送信系統が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う。処理量を減らすためには、コンスタレーション上の全ての信号点を候補信号点とせず、一部の確からしさの高い信号点だけを候補として選定する。まず、各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝に対して、選定する候補信号点の数の上限（以下では最大候補数と呼び、｛Ｑ_１（ｂ），Ｑ_２（ｂ），・・・，Ｑ_Ｔ（ｂ）｝のように表記する。）を設定する。候補信号点選定の実施順番決定処理１−２を適用した場合では、順番決定ステップｋ＝ｄ（ｂ）を境目に決定ポリシーを変えることによって、先に候補信号点選定が実施される受信品質の悪い送信系統｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝（レイヤＴからレイヤＴ−ｄ（ｂ）＋１に対応）のダイバシチ効果は小さくて、後に候補信号点選定が実施される受信品質の良い送信系統｛Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝（レイヤＴ−ｄ（ｂ）からレイヤ１に対応）のダイバシチ効果が飛躍的に向上するという特徴が生じる。この特徴を利用して、後に候補信号点選定が実施されるＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統（ダイバシチ効果が非常大きい）の最大候補数｛Ｑ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｑ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｑ_Ｔ（ｂ）｝を小さく設定しても、十分確からしい候補信号点を選定できる。

一方、先に候補信号点選定が実施されるｄ（ｂ）個の送信系統（ダイバシチ効果が小さい）の最大候補数｛Ｑ_１（ｂ），Ｑ_２（ｂ），・・・，Ｑ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を小さく設定すると、十分確からしい候補信号点を選定できないだけではなく、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統｛Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝における候補信号点選定にも影響を及ぼし、最終的にレイヤ系列候補ｓ_Candidate（ｎ_ｂ）の確からしさを低下させ、誤り率特性が著しく劣化することになる。それを避けるためには、先に候補信号点選定が実施されるｄ（ｂ）個の送信系統の最大候補数｛Ｑ_１（ｂ），Ｑ_２（ｂ），・・・，Ｑ_ｄ（ｂ）（ｂ）｝を大きな値に設定する必要がある。従って、候補信号点選定処理２−２では、先に候補信号点選定が実施されるダイバシチ効果の小さい送信系統（レイヤＴからレイヤＴ−ｄ（ｂ）＋１に対応）には大きな最大候補数｛Ｑ_１（ｂ），Ｑ_２（ｂ），・・・，Ｑ_Ｔ（ｂ）｝を備え、後に候補信号点選定が実施されるダイバシチ効果の飛躍的に大きい送信系統（レイヤＴ−ｄ（ｂ）からレイヤ１に対応）には小さな最大候補数｛Ｑ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｑ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｑ_Ｔ（ｂ）｝を備えるという基準で最大候補数を設定する。

具体的には、以下のように各送信系統における最大候補数を決定する。まず、第１番目に候補信号点の選定が実施する送信系統Ｏ_１（ｂ）（送信信号ｓ_{ＴＸ，Ｏ１（ｂ）}（ｎ_ｂ）、つまり、レイヤ信号ｓ_Ｔ（ｎ_ｂ）に対応する）のダイバシチ効果が最も小さいため、Ｑ_１（ｂ）＝｜Ｃ｜／Ｋ_１（ｂ）とする。Ｋ_１（ｂ）は調整ファクターとして導入している。Ｋ_１（ｂ）＝１の場合は、コンスタレーション上の全ての信号点を候補信号点となる。

第２番目に候補信号点の選定が実施される送信系統Ｏ_２（ｂ）（送信信号ｓ_{ＴＸ，Ｏ２（ｂ）}（ｎ_ｂ）、つまり、レイヤ信号ｓ_Ｔ−１（ｎ_ｂ）に対応する）のダイバシチ効果が２番目に小さいため、Ｑ_２（ｂ）＝｜Ｃ｜／Ｋ_２（ｂ）とする。ここで、２番目に候補信号点の選定が実施される送信系統は第１番目よりも高いダイバシチ効果を有する特徴を利用して、備える最大候補数を意図的に削減し、つまり、Ｋ_２（ｂ）をＫ_１（ｂ）より大きな値に設定する。このようにして、第ｄ（ｂ）番目に候補信号点の選定が実施する送信系統Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）（送信信号ｓ_{ＴＸ，Ｏ｛ｄ（ｂ）｝（ｂ）}（ｎ_ｂ）、つまり、レイヤ信号ｓ_{Ｔ−ｄ（ｂ）＋１}（ｎ_ｂ）に対応する。なお便宜上、Ｏ｛ｄ（ｂ）｝（ｂ）＝Ｏ_ｄ（ｂ）（ｂ）とする）の最大候補数をＱ_ｄ（ｂ）（ｂ）＝｜Ｃ｜／Ｋ_ｄ（ｂ）（ｂ）と設定して、先に候補信号点の選定が実施されるｄ（ｂ）個の送信系統における最大候補数を決定する。

次に、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統（送信信号［ｓ_{ＴＸ，Ｏ｛ｄ（ｂ）＋１｝（ｂ）}（ｎ_ｂ）・・・ｓ_{ＴＸ，Ｏ｛Ｔ｝（ｂ）}（ｎ_ｂ）］、つまり、レイヤ信号［ｓ_{Ｔ−ｄ（ｂ）}（ｎ_ｂ）・・・ｓ_１（ｎ_ｂ）］に対応。なお、便宜上、Ｏ｛ｄ（ｂ）＋１｝（ｂ）＝Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ）、また、Ｏ｛Ｔ｝（ｂ）＝Ｏ_Ｔ（ｂ）として記載している。）については、受信ダイバシチ効果が非常に大きいため、Ｑ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ）、Ｑ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ）、・・・Ｑ_Ｔ（ｂ）を小さく（例えば１あるいは２）設定しても、十分確からしい候補信号点を選定できる。

一例として、４送信系統４受信系統の空間多重システムにおいてＱＰＳＫコンスタレーションを用いた場合では、ｄ（ｂ）＝１、Ｑ_１（ｂ）＝｜Ｃ｜＝４、Ｑ_２（ｂ）＝Ｑ_３（ｂ）＝Ｑ_４（ｂ）＝１と設定しても、本発明はＭＬＤ方式と同等な誤り率特性が実現できる。この場合、ＭＬＤ方式では｜Ｃ｜^Ｔ＝４^４＝２５６個の尤度メトリックを計算しなければならないが、本発明ではわずか４個の尤度メトリックを計算すれば良い。

最大候補数Ｑ_１（ｂ）、Ｑ_２（ｂ）、・・・、Ｑ_Ｔ（ｂ）の決定は、受信機装置が信号検出処理を行うときに実施する必要がなく、予めに数値解析により無線システムが許容する複雑さと要求する誤り率特性の両方を満足できるようなＱ_１（ｂ）、Ｑ_２（ｂ）、・・・、Ｑ_Ｔ（ｂ）を特定し、データベース化すれば、受信機装置は信号検出処理を行う最中にＱ_１（ｂ）、Ｑ_２（ｂ）、・・・、Ｑ_Ｔ（ｂ）を決定する必要がなくなる。

次に、候補信号点の選定を実施する。具体的には、レイヤ信号ｓ_ｉ（ｎ_ｂ）（送信信号ｓ_{ＴＸ，Ｏ｛Ｔ−ｉ＋１｝（ｂ）}（ｎ_ｂ）に対応する。なお便宜上、Ｏ_{Ｔ−ｉ＋１}（ｂ）＝Ｏ｛Ｔ−ｉ＋１｝（ｂ）として記載している）について、基準信号ｓ_ｉ ^〜（ｎ_ｂ）を円心とし、ある適切な値を半径とする円を選定範囲とする。なお、コンスタレーション信号点による参照テーブルを用いれば、この円の内部に入る信号点のみを候補信号点と見なすことができる。円の半径Ｒ_ｉ（ｎ_ｂ）は以下のように設定する。

ここで、ε_ｉの値を小さくすれば、Ｒ_ｉ（ｎ_ｂ；ε_ｉ）が大きくなり、円に入る信号点の数が増え、処理量が大きくなるが、誤り率特性が良くなる。逆に、ε_ｉの値を大きくすれば、Ｒ_ｉ（ｎ_ｂ；ε_ｉ）が小さく大きくなり、円に入る信号点の数が減り、処理量が小さくなるが、誤り率特性が悪くなる。具体的に、ε_ｉの設定については実システムで要求される誤り率特性と所要演算量の両立を図りながら決定すれば良い。更に、式（４７）のようにＲ_{ｉ，ｍａｘ}（ｎ_ｂ）を半径の上限として設定する。Ｒ_{ｉ，ｍａｘ}（ｎ_ｂ）の決定については、最多Ｑ_{Ｔ−ｉ＋１}（ｂ）（送信系統Ｏ_{Ｔ−ｉ＋１}（ｂ）、つまり、レイヤｉにおける最大候補数）個のコンスタレーション信号点が円に入るように設定する。

雑音情報σ_ｗ（ｎ_ｂ）を使わない場合では、雑音標準分散σ_ｗ（ｎ_ｂ）を無限大（つまりσ_ｗ（ｎ_ｂ）＝∞）と見なせば、式（４６）と式（４７）は次の式（４８）のようになる。

つまり、候補信号点選定に使う円の半径は常にＲ_{ｉ，ｍａｘ}（ｎ_ｂ）に設定する。

図４はＱＰＳＫの場合の候補信号点選定例を示す図である。
図４は、レイヤ系列のｉ番目レイヤ信号における候補信号点選定の一例である。１つの基準信号ｓ_ｉ ^〜（ｎ_ｂ；１）を円心として、円内に入る２つのコンスタレーション信号点をレイヤｉにおける候補信号点ｓ_{Candidate，ｉ}（ｎ_ｂ；１）およびｓ_{Candidate，ｉ}（ｎ_ｂ；２）として選定する。
更に、もしレイヤｉの最大候補数Ｑ_{Ｔ−ｄ＋１}（ｂ）が１であれば、つまり、１つの候補信号しか取らない場合は、候補信号点選定処理２−２は基準信号ｓ_ｉ ^〜を普通に信号判定を行うことになる。つまり、コンスタレーション上、最も基準信号に近い信号点を候補信号とする。後に候補信号点選定が実施されるＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統（ダイバシチ効果が非常大きい）の最大候補数｛Ｑ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｑ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・Ｑ_Ｔ（ｂ）｝が１と設定しても十分確からしい候補信号点を選定できるため、その場合は普通の信号判定を行う。

（２−３；累積メトリック生成処理）
累積メトリック生成処理２−３は、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定処理２−２で選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを計算する。ここで、候補信号点を選定した後では、まず、式（４３）に従ってそれぞれの候補信号点における増分メトリックΔ_ｉ（ｎ_ｂ；１）とΔ_ｉ（ｎ_ｂ；２）を算出する。ただし、増分メトリックは既に候補信号点選定処理２−２で算出された場合、重複に増分メトリックを計算する必要はなく、直接、候補信号点選定処理２−２で得られた増分メトリックを適用する。次に、式（４３）に従って増分メトリックとレイヤｉ＋１で計算した累積メトリックΔ^{［Ｔ−ｉ］}（ｎ_ｂ；１）と足し合わせて、レイヤｉにおける累積メトリックΔ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ；１）とΔ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ；２）を算出する。

（２−４；候補除外処理）
候補除外処理２−４では、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、累積メトリック生成処理２−３で算出された累積メトリックの中に、ある適切な上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外し、それ以外の累積メトリックとその部分レイヤ系列候補を残す処理を行う。更なる演算量の削減を実現するため、累積メトリック上限値を設定して、その上限値を超えているレイヤ系列候補に関しては候補から外す。上限値Ｒの決定については次の式（４９）による設定方法が考えられる。

つまり、ｗ_{（ｉ：Ｔ）}（ｎ_ｂ）はサブキャリアｎ_ｂにおける雑音信号ｗ（ｎ_ｂ）の要素ｉから要素Ｔまでの部分雑音信号であり、ｗ_{（ｉ：Ｔ）}（ｎ_ｂ）の２乗ノルムがある一定の確率λ_ｉ（ｎ_ｂ）で、上限値上限値Ｒ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）を下回るようにＲ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）を設定すればよい。λ_ｉ（ｎ_ｂ）が大きければ大きいほど、Ｒ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）も大きくなるため、残るレイヤ系列候補が多くなり、その結果として次のレイヤでの演算量が大きくなる。反対に、λ_ｉ（ｎ_ｂ）が小さければ、Ｒ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）も小さくなるため、残るレイヤ系列候補が少なくなり、その結果として次のレイヤでの演算量が小さくなる。具体的に、λ_ｉ（ｎ_ｂ）、つまりＲ^{［Ｔ−ｉ＋１］}（ｎ_ｂ）の設定については実システムで要求される誤り率特性と所要演算量の両立を図りながら決定すれば良い。ただし、累積メトリック上限値を設定しない場合では、候補除外処理２−４を省いて、基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３のみを実施すれば良い。そして、基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４の各処理は、あるレイヤで実施した後に、次のレイヤへ進んで、そのレイヤについて実施する。このように、全てのレイヤについて基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４の各処理を繰り返して行う。

次に、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、線形干渉除去処理２−５、並列候補信号選定処理２−６、尤度メトリック生成処理２−７を一回だけ適用する。
（２−５；線形干渉除去処理）
線形干渉除去処理２−５では、残りの全てのレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する。レイヤＴ−ｄからレイヤ１までは、（順次的ではなく）線形的な手法で一括に候補信号点を選定することができる。まず、式（３４）、式（３５）に従って、縮小部分変換受信系列ｙ^{（Ｔ−ｄ）}を生成する。次に、式（３６）のように線形干渉除去処理によって、レイヤ１からレイヤＴ−ｄまでにおける基準信号系列ｓ^{（Ｔ−ｄ）}を算出する。

（２−６；並列候補信号選定処理）
次に、並列候補信号選定処理２−６では、線形干渉除去処理２−５で算出された基準信号系列を用いて、残りの全てのレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う。線形干渉除去処理２−５で得られた基準信号系列ｓ^{〜（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）の各信号成分ｓ_ｉ ^{〜（Ｔ−ｄ（ｂ））}（ｎ_ｂ）｛ｉ＝１，・・・，Ｔ−ｄ（ｂ）｝に対して、並列的に候補信号点選定処理２−２で説明した候補信号点選定方法を用いて、候補信号点を選定を行う。次に、並列的に選定した残りの全てのレイヤにおける候補信号点を組み合わせて、部分候補系列ｓ_Candidate ^{（T-d（ｂ））}（ｎ_ｂ）を生成する。また、残りのＴ−ｄ個のレイヤ、つまり、後に候補信号点選定が実施される受信品質の良い送信系統｛Ｏ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｏ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝のダイバシチ効果が非常に大きいため、対応する最大候補数｛Ｑ_{ｄ（ｂ）＋１}（ｂ），Ｑ_{ｄ（ｂ）＋２}（ｂ），・・・，Ｑ_Ｔ（ｂ）｝を１と設定しても十分確からしい候補信号点を選定できる。その場合は、候補信号点選定処理２−２が普通の信号判定処理となる。

（２−７；尤度メトリック生成処理）
次に、尤度メトリック生成処理２−７では、基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４の順次処理によって算出された累積メトリックと、並列候補信号選定処理２−６で算出された残りの全てのレイヤの候補信号点における部分メトリックと足し合わせて、尤度メトリックを算出する。つまり、最後に、式（４０）のように、レイヤｉ＝Ｔ，Ｔ−１，・・・，Ｔ−ｄ（ｂ）＋１で順次的に選定した候補信号点による累積メトリックと、レイヤｉ＝Ｔ−ｄ，Ｔ−ｄ−１，・・・，１で線形的に選定した候補信号点による部分メトリックを足し合せて最尤推定に用いる尤度メトリックを算出する。

（３；最尤推定処理）
最尤推定処理３においては、サブキャリアグループ分け処理１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、レイヤ系列候補絞込み処理２で絞り込んだレイヤ系列候補の中に最も対応する尤度メトリックが小さいものをそのサブキャリアにおける暫定推定結果とし、更に、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２で決定した各送信系統における候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果とする。レイヤ系列候補絞込み処理２でレイヤ信号系列候補を選定した後、

のようにサブキャリアｎ_ｂにおけるＴ次部分レイヤ系列候補をレイヤ系列候補とし、Ｔ次累積メトリックを尤度メトリックとして、次のような最尤推定を行う。

ここで、Ｐ（ｎ_ｂ）はレイヤ系列候補絞込み処理２の絞込みで得られた全てのレイヤ系列候補の数である。またＰ（ｎ_ｂ）個のレイヤ系列候補の中に対応する尤度メトリックが最も小さい（つまり、最も確からしい）ものを暫定推定結果ｓ＾（ｎ_ｂ）とする。更に、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２で決定した実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝（ｂ＝１、２、・・・、Ｂ）に基づいて、ｓ＾（ｎ_ｂ）の要素を本来の送信されたアンテナ順番に並び直して、

により最終的な信号検出結果ｓ_ＴＸ＾（ｎ_ｂ）とする。

次に上述の各回路による具体的な処理の概要について説明する。
以下の説明において、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、Ｔ＝４本の送信アンテナと、Ｒ＝４本の受信アンテナを備えているものとする。また、ＯＦＤＭのサブキャリアはＮ−６４個とする。また、全てのサブキャリアと送信系統はＱＰＳＫ変調、つまり、ＱＰＳＫコンスタレーションを使用していると仮定する。

まず、初期化処理１では、周波数領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化する処理１−１−ａにより、チャネルコンディションやハードウェアの規模などによって６４個あるサブキャリアをＢ＝４個のグループに分け、各グループのサブキャリアの数をＮ_１＝２２、Ｎ_２＝１２、Ｎ_３＝１６、Ｎ_４＝１４と設定する。更に、各グループにおける代表チャネル行列Ｈ（１）、Ｈ（２）、Ｈ（３）、Ｈ（４）を生成する。次に、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２において、完全順次一時候補信号点選定の実施順番決定処理（１−２−ａ）により、各グループの代表チャネル行列に基づいて、グループｂ＝１、２、３、４の各送信系統における候補信号点選定の実施順番を
Ｏ（１）＝｛Ｏ_１（１）＝３，Ｏ_２（１）＝１，Ｏ_３（１）＝２，Ｏ_４（１）＝４｝
Ｏ（２）＝｛Ｏ_１（２）＝４，Ｏ_２（２）＝３，Ｏ_３（２）＝１，Ｏ_４（２）＝２｝
Ｏ（３）＝｛Ｏ_１（３）＝１，Ｏ_２（３）＝３，Ｏ_３（３）＝２，Ｏ_４（３）＝４｝
Ｏ（４）＝｛Ｏ_１（４）＝２，Ｏ_２（４）＝１，Ｏ_３（４）＝３，Ｏ_４（４）＝４｝
と決定する。

次に、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理１−３において、各グループにおける候補信号点選定の実施順番Ｏ（１），Ｏ（２），Ｏ（３），Ｏ（４）に従って、各グループの各サブキャリアにおける周波数チャネル行列Ｈ（ｎ_１），Ｈ（ｎ_２），Ｈ（ｎ_３），Ｈ（ｎ_４）の列ベクトルを並び替えたチャネル行列Ｈ_Ｐ（ｎ_１），Ｈ_Ｐ（ｎ_２），Ｈ_Ｐ（ｎ_３），Ｈ_Ｐ（ｎ_４）を生成する。更に、チャネル行列Ｈ_Ｐ（ｎ_１），Ｈ_Ｐ（ｎ_２），Ｈ_Ｐ（ｎ_３），Ｈ_Ｐ（ｎ_４）をＱＲ分解して準ユニタリー行列Ｑ（ｎ_１），Ｑ（ｎ_２），Ｑ（ｎ_３），Ｑ（ｎ_４）と三角行列Ｕ（ｎ_１），Ｕ（ｎ_２），Ｕ（ｎ_３），Ｕ（ｎ_４）を生成する。更に、準ユニタリー行列Ｑ（ｎ_１），Ｑ（ｎ_２），Ｑ（ｎ_３），Ｑ（ｎ_４）の共役複素転置を用いて、対応する受信系列ｘ（ｎ_１），ｘ（ｎ_２），ｘ（ｎ_３），ｘ（ｎ_４）に対して線形フィルタリングをし、各グループの各サブキャリアにおける変換受信系列ｙ（ｎ_１），ｙ（ｎ_２），ｙ（ｎ_３），ｙ（ｎ_４）を生成する。

図１２はＴ＝Ｒ＝４の場合におけるレイヤ系列候補絞込みの例を示す図である。
次に、レイヤ系列候補絞込み処理２については、図１２のツリー構造を用いて詳細に説明する。ここでは、ｄ（２）＝２、Ｑ_１（２）＝４、Ｑ_２（２）＝３、Ｑ_３（２）＝１、Ｑ_４（２）＝１、Ｒ^［１］（ｎ_２）＝Ｒ^［２］（ｎ_２）＝Ｒ^［３］（ｎ_２）＝Ｒ^［４］（ｎ_２）＝１０とする。つまり、受信品質の悪くてダイバシチ効果の低いレイヤ４と３には最多４つと３つのコンスタレーション信号点を備え、受信品質の良くてダイバシチ効果の高いレイヤ２と１には１つだけのコンスタレーション信号点を備える。レイヤ系列候補絞込み処理２では、各グループの各サブキャリアに対して、最初に処理する２個のレイヤには基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４を繰り返して適用し、残りの２個のレイヤには線形干渉除去処理２−５、並列候補信号選定処理２−６、尤度メトリック生成処理２−７を一回だけ適用する。

図１２で示すように、まずは、最初にレイヤ４において、基準信号生成処理２−１では、レイヤ４における基準信号Ｓ_４ ^〜（ｎ_２；１）を算出する。次に、候補信号点選定処理２−２では、基準信号Ｓ_４ ^〜（ｎ_２；１）における４つの候補信号点Ｓ_４（ｎ_２；１），Ｓ_４（ｎ_２；２），Ｓ_４（ｎ_２；３），Ｓ_４（ｎ_２；４）を選定する。次に、累積メトリック生成処理２−３では、候補信号点選定処理２−２で選定した候補信号点に対応するレイヤ４までの部分レイヤ系列候補の累積メトリックΛ^［１］（ｎ_２；１），Λ^［１］（ｎ_２；２），Λ^［１］（ｎ_２；３），Λ^［１］（ｎ_２；４）を算出する。次に、候補除外処理２−４では、累積メトリック生成処理２−３で得られた累積メトリックを上限値Ｒ^［１］（ｎ_２）＝１０に比較して、Ｒ^［１］（ｎ_２）より小さい累積メトリックと対応する部分レイヤ系列以外を除外する。ここで、全ての部分レイヤ系列候補が残る。

次に、処理はレイヤ３へ移り、まず、基準信号生成処理２−１によって４つの基準信号Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；１），Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；２），Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；３），Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；４）を生成する。次に、候補信号点選定処理２−２では、基準信号Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；１），Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；２），Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；３），Ｓ_３ ^〜（ｎ_２；４）のぞれぞれにおける２つ、２つ、１つ、３つの候補信号点Ｓ_３（ｎ_２；１），Ｓ_３（ｎ_２；２），Ｓ_３（ｎ_２；３），Ｓ_３（ｎ_２；４），Ｓ_３（ｎ_２；５），Ｓ_３（ｎ_２；６），Ｓ_３（ｎ_２；７），Ｓ_３（ｎ_２；８）を選定する。次に、累積メトリック生成処理２−３では、候補信号点選定処理２−２で選定した候補信号点に対応するレイヤ３までの部分レイヤ系列候補の累積メトリックΛ^［２］（ｎ_２；１），Λ^［２］（ｎ_２；２），Λ^［２］（ｎ_２；３），Λ^［２］（ｎ_２；４），Λ^［２］（ｎ_２；５），Λ^［２］（ｎ_２；６），Λ^［２］（ｎ_２；７），Λ^［２］（ｎ_２；８）を算出する。次に、候補除外処理２−４では、累積メトリック生成処理２−３で得られた累積メトリックを上限値Ｒ^［２］（ｎ_２）＝１０に比較して、Ｒ^［２］（ｎ_２）より小さい累積メトリックと対応する部分レイヤ系列以外を除外する。ここで、３つの部分レイヤ系列候補と対応する累積メトリックが候補から外される。

次に、処理はレイヤ２へ移り、まず、線形干渉除去処理２−５では、５つの基準信号系列ｓ^〜（２）（ｎ_２；１）＝［ｓ_１ ^〜（ｎ_２；１），ｓ_２ ^〜（ｎ_２；１）］，ｓ^〜（２）（ｎ_２；２）＝［ｓ_１ ^〜（ｎ_２；２），ｓ_２ ^〜（ｎ_２；２）］，ｓ^〜（２）（ｎ_２；３）＝［ｓ_１ ^〜（ｎ_２；３），ｓ_２ ^〜（ｎ_２；３）］，ｓ^〜（２）（ｎ_２；４）＝［ｓ_１ ^〜（ｎ_２；４），ｓ_２ ^〜（ｎ_２；４）］，ｓ^〜（２）（ｎ_２；５）＝［ｓ_１ ^〜（ｎ_２；５），ｓ_２ ^〜（ｎ_２；５）］を生成する。次に、並列候補信号選定処理２−６では、線形干渉除去処理２−５で得られた基準信号系列の各信号成分のぞれぞれにおける1つの候補信号点ｓ^（２）（ｎ_２；１）＝［ｓ_１（ｎ_２；１），ｓ_２（ｎ_２；１）］，ｓ^（２）（ｎ_２；２）＝［ｓ_１（ｎ_２；２），ｓ_２（ｎ_２；２）］，ｓ^（２）（ｎ_２；３）＝［ｓ_１（ｎ_２；３），ｓ_２（ｎ_２；３）］，ｓ^（２）（ｎ_２；４）＝［ｓ_１（ｎ_２；４），ｓ_２（ｎ_２；４）］，ｓ^（２）（ｎ_２；５）＝［ｓ_１（ｎ_２；５），ｓ_２（ｎ_２；５）］を選定する。次に、尤度メトリック生成処理２−７では、基準信号生成処理２−１から候補除外処理２−４まで得られた累積メトリックと、並列候補信号選定処理２−６で選定した候補信号点による部分メトリックを足し合わせて５つの尤度メトリックΛ^［４］（ｎ_２；１），Λ^［４］（ｎ_２；２），Λ^［４］（ｎ_２；３），Λ^［４］（ｎ_２；４），Λ^［４］（ｎ_２；５）を算出する。以上の各レイヤにおける処理を終え、全部で５つのレイヤ系列候補と対応する尤度メトリックが得られる。

最後に、最尤推定処理３では、５つの候補の中に尤度メトリックの最も小さい２番目のレイヤ系列候補を暫定推定結果とする。更に、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２で決定した候補信号点選定の実施順番Ｏ（２）＝｛Ｏ_１（２）＝４，Ｏ_２（２）＝３，Ｏ_３（２）＝１，Ｏ_４（２）＝２｝に基づいて、レイヤ系列の信号を本来の送信されたアンテナ順番に並び直して最終信号検出結果とする。なお、周波数領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化する処理１−１−ａの代わりに、時間領域チャネルに基づくサブキャリアグループ化の処理１−１−ｂを用いても良く、また、完全順次一時候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ａの代わりに、部分順次―候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ｂ、逆完全順次―候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ｃ、逆部分順次―候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ｄ、完全並列―候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ｅ、部分並列―候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ｆ、組合せ―候補信号点選定の実施順番決定処理１−２−ｇなどの他の候補信号点選定の実施順番決定処理を用いても良い。

Ｃ．第１実施形態
次に、本発明の第１実施形態について説明する。
Ｃ−１．第１実施形態の構成
図５は空間多重信号検出器の機能ブロック図である。
図６は初期化処理回路の機能ブロック図である。
図７はレイヤ系列候補絞込み回路の機能ブロック図である。
まず、図５が示すように、空間多重信号機検出器は、初期化処理回路１１、レイヤ系列候補絞込み回路１２、最尤推定回路１３、及び記憶部１４を備えている。そして初期化処理回路１１、レイヤ系列候補絞込み回路１２、最尤推定回路１３においては、上記説明した初期化処理、レイヤ系列絞込み処理、最尤推定処理が行われる。なお、各回路は、それぞれの信号処理を実現するための演算素子を有しており、各回路は記憶部１４に記憶されているデータを用いて、各信号処理の演算を行う。

また図６で示すように、初期化処理回路１１は、サブキャリアグループ分け回路１１１、候補信号点選定の実施順番決定回路１１２、ＱＲ分解及び線形フィルタリング回路１１３を備えている。そしてサブキャリアグループ分け回路１１１では上記サブキャリアグループ分け処理１−１の演算を行い、候補信号点選定の実施順番決定回路１１２では上記候補信号点選定の実施順番決定処理１−２の演算を行い、ＱＲ分解及び線形フィルタリング回路１１３では上記ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理１−３の演算を行う。

また図７で示すように、レイヤ系列絞込み回路１２は、反復制御回路１２０、基準信号生成回路１２１、候補信号点選定回路１２２、累積メトリック生成回路１２３、候補除外回路１２４、線形干渉除去回路１２５、並列候補信号選定回路１２６、尤度メトリック生成回路１２７を備える。そして、反復制御回路１２０では全てのレイヤについて基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４の各処理を繰り返して行うための制御を行う。また基準信号生成回路１２１では上述の基準信号生成処理２−１の演算を行い、候補信号点選定回路１２２では上述の候補信号点選定処理２−２の演算を行い、累積メトリック生成回路１２３では上述の累積メトリック生成処理２−３の演算を行い、候補除外回路１２４では上述の候補除外処理２−４の演算を行う。

また、反復制御回路１２０によって、ｄ（ｂ）個のレイヤにおける基準信号生成回路１２１、候補信号点選定回路１２２、累積メトリック生成回路１２３、候補除外回路１２４の各処理を終えると、次に、線形干渉除去回路１２５が線形干渉除去処理２−５を行い、また、並列候補信号選定回路１２６が並列候補信号選定処理２−６を行い、尤度メトリック生成回路１２７が尤度メトリック生成処理２０７を行う。

Ｃ−２．第１実施形態の動作
次に、第１実施形態の動作について説明する。
図８は空間多重信号検出器の処理フローを示す図である。
図９は初期化処理回路の処理フローを示す図である。
図１０はレイヤ信号系列絞込み回路の処理フローを示す図である。
図１１は最尤推定回路の処理フローを示す図である。
まず図８で示すように、空間多重信号検出器３０では、初期化処理回路１１による初期化処理を行い（ステップＳ１）、次にレイヤ系列候補絞込み回路１２によるレイヤ系列候補絞込み処理を行い（ステップＳ２）、次に最尤推定回路１３による最尤推定処理を行う（ステップＳ３）。

また図９より、初期化処理回路１１の初期化処理Ｓ１において、まず、サブキャリアグループ分け処理として、全てのサブキャリアに対して、入力された各サブキャリアのチャネル行列とグループの数と各グループのサブキャリアの数に基づいて、サブキャリアのグループ分けを行い、代表チャネル行列を生成する（ステップＳ１０１）。処理結果として各グループの代表チャネル行列を出力する。次に、初期化処理回路１１は、候補信号点選定の実施順番決定処理として、各グループに対して、入力された代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における候補信号点選定の実施順番を決定する（ステップＳ１０２）。そして、結果として実施順番を出力する。また、初期化処理回路１１は、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理として、各グループに属する各サブキャリアに対して、入力されたチャネル行列と実施順番に基づいて、実施順番を反映されたチャネル行列をＱＲ分解し、更に、準ユニタリー行列Ｑの複素共役転置によって受信系列を線形フィルタリングする（ステップＳ１０３）。結果として変換受信系列と三角行列を出力する。

次に図１０より、レイヤ系列候補絞込み回路１２は、レイヤ系列候補絞込み処理のステップＳ２において、まず反復制御回路１２０は、反復制御処理において、最初に処理するｄ（ｂ）個のレイヤについて、全ての処理が終わったかどうかを判定する。そして、ｄ（ｂ）個のレイヤが全て処理された場合には、線形干渉除去処理２０５へ進み、全てが終了していない場合には、ｄ個のレイヤの中に残った未処理のレイヤについて以下の処理を行う。

また、反復制御回路１２０は、各グループに属する各サブキャリアに対して、基準信号生成処理、候補信号点選定処理、累積メトリック生成処理、候補除外処理が、全てのレイヤについて処理が終わったかどうかを判定する（ステップＳ２０１）。そして、全てのレイヤが処理された場合では、結果としてレイヤ系列候補と対応する尤度メトリックを出力し、最尤推定処理３０１へ進み、そうでなければ残った未処理のレイヤについて以下の処理を行う。

次に、基準信号生成回路１２１が、基準信号生成処理として、各グループに属する各サブキャリアに対して、入力された変換受信系列と三角行列と候補信号点選定が実施したレイヤの候補信号点に基づいて、基準信号を生成する（ステップＳ２０２）。そして、結果として基準信号を出力する。また次に、候補信号点選定回路１２２が、候補信号点選定処理として、各グループに属する各サブキャリアに対して、入力された基準信号と既定の円半径を基準に、候補信号点の選定をおこなう（ステップＳ２０３）。結果として、選定された候補信号点を出力する。また次に、累積メトリック生成回路１２３が、累積メトリック生成処理として、各グループに属する各サブキャリアに対して、入力された候補信号点に基づいて、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２０４）。結果として累積メトリックを出力する。また、候補除外回路１２４が、候補除外処理として、各グループに属する各サブキャリアに対して、入力された累積メトリックと既定の上限値に基づいて、上限値を下回る累積メトリックと対応する部分レイヤ系列候補を残すと決定する（ステップＳ２０５）。そして、結果として残った累積メトリックと対応する部分レイヤ系列候補を出力する。

また次に、線形干渉除去回路１２５が、線形干渉除去回路処理として、入力された変換受信系列と三角行列に基づいて、基準信号系列を算出し（ステップＳ２０６）、その基準信号系列を出力する。次に並列候補信号選定回路１２６は、並列候補信号選定として、入力された基準信号系列と既定の円半径に基づいて、残りの全てのレイヤについて並列的に候補信号点の選定を行い（ステップＳ２０７）、それらの候補信号点を組み合わせて部分候補系列を生成し、また、部分候補系列を出力する。次に尤度メトリック生成回路１２７は、尤度メトリック生成処理として、入力された累積メトリックと部分候補系列に基づいて、尤度メトリックを算出し（ステップＳ２０８）、その尤度メトリックを出力する。

そして図１１より、レイヤ系列候補絞込み処理で全てのレイヤの処理が終われば、最尤推定処理へ進む。そして、最尤推定回路１３が、最尤推定処理として、各グループに属する各サブキャリアに対して、入力された全てのレイヤ系列候補と対応する尤度メトリックに基づいて、最尤推定を行い（ステップＳ３０１）、最も小さい尤度メトリックを有するレイヤ系列候補を暫定推定結果とする。更に、候補信号点選定の実施順番決定処理Ｓ１０２で決定した各送信系統における候補信号点選定の実施順番に基づいて、暫定推定結果を本来の送信されたアンテナ順番に並び直して、最終信号検出結果として出力する。なお、サブキャリアグループ分け処理と、候補信号点選定の実施順番決定処理については、上述の基本原理で説明したように、それぞれ２通り、および７通りの処理手法があり、それらを組み合わせることが可能である。

なお、上記のサブキャリアグループ分け処理Ｓ１０１と、候補信号点選定の実施順番決定処理Ｓ１０２と、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理Ｓ１０３は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける複素送受信関係式Ｘ_ＦＤ（ｎ）＝Ｈ_ＦＤ（ｎ）ｓ_ＴＸ（ｎ）＋ｗ_ＴＸ（ｎ）・・・（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）に適用したが、以下のような拡張複素送受信関係に対しても適用可能である。以下では表記の簡単化のため、下付き文字FDを省略する。

ここで、ｘ^”（ｎ）、Ｈ^”（ｎ）、ｗ^” _ＴＸ（ｎ）は次のように定義する。

ここで、Ｈ^”（ｎ）、ｘ^”（ｎ）、ｗ^” _ＴＸ（ｎ）はそれぞれ拡張チャネル行列、拡張受信系列及び拡張周波数領域雑音である。そしてパラメータａを設定することによって色々な信号処理基準に適用することが可能である。例えば、ａ＝０の場合はzero forcing（ZF）基準になるし、ａ＝σ_ｗ ^２（ｎ）／σ_ｓ ^２（ｎ）の場合にはminimum mean square error（ＭＭＳＥ）基準となる。また、ａをチャネルのコンディションに応じて設定し、数値計算の安定性を向上させることもできる。

また、上記のサブキャリアグループ分け処理Ｓ１０１と、候補信号点選定の実施順番決定処理Ｓ１０２と、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理Ｓ１０３は、以下のようなＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける実数送受信関係に対しても適用可能である。

ここで、ｘ_Ｒ（ｎ）、Ｈ_Ｒ（ｎ）、ｓ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）、ｗ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）を次のように定義する。

ここで、Ｒｅ｛｝は行列あるいはベクトルの実部、Ｉｍ｛｝は行列あるいはベクトルの虚部を意味する。Ｈ_Ｒ（ｎ）、ｘ_Ｒ（ｎ）、ｓ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）、ｗ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）はそれぞれ実数チャネル行列、実数受信系列、実数送信系列及び実数周波数領域雑音である。更に、複素コンスタレーションＣも次のように実数コンスタレーションに変換する。

ここで、Ｃ_ＲとＣ_Ｉはそれぞれ複素コンスタレーションＣの実数軸と虚数軸に対応する実数部コンスタレーションと虚数部コンスタレーションである。実数送信系列ｓ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）の最初のＴ個の信号はＣ_Ｒから生成し、残りのＴ個の信号はＣ_Ｉから生成する。

また、上記のサブキャリアグループ分け処理Ｓ１０１と、候補信号点選定の実施順番決定処理Ｓ１０２と、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理Ｓ１０３は、以下のようなＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける拡張実数送受信関係に対しても適用可能である。

ここで、ｘ^” _Ｒ（ｎ）、Ｈ^” _Ｒ（ｎ）、ｓ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）、ｗ^” _ＴＸ，Ｒ（ｎ）を次のように定義する。

ここで、Ｈ^” _Ｒ（ｎ）、ｘ^” _Ｒ（ｎ）、ｓ_ＴＸ，Ｒ（ｎ）、ｗ^” _ＴＸ，Ｒ（ｎ）はそれぞれ拡張実数チャネル行列、拡張実数受信系列、実数送信系列及び拡張実数周波数領域雑音である。更に、複素コンスタレーションＣを式（６９）で示すように、実数コンスタレーションＣ_ＲとＣ_Ｉに変換する。

また、上記のサブキャリアグループ分け処理Ｓ１０１と、候補信号点選定の実施順番決定処理Ｓ１０２と、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理Ｓ１０３は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおける複素送受信関係、拡張送受信関係、実数送受信関係、拡張実数送受信関係に適用した場合では、複素チャネル行列Ｈ（ｎ）、拡張チャネル行列Ｈ^”（ｎ）、実数チャネル行列Ｈ_Ｒ（ｎ）、拡張実数チャネル行列Ｈ_Ｒ ^”（ｎ）をそのまま使うのではなく、チャネル行列に対して格子基底縮小を施し、チャネル行列の各列ベクトルが近似直交化された基底縮小チャネル行列をサブキャリアグループ分け処理Ｓ１０１と、候補信号点選定の実施順番決定処理Ｓ１０２と、ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理Ｓ１０３の実施時に用いても良い。更に、基底縮小処理は、チャネル行列の列ベクトルが候補信号点選定の実施順番に従って並び替えられる前と後の両方で、あるいは前か後かの片方で、実施することが可能である。

候補信号点選定の実施順番の決定前においては、

により行う。ここで、Ｈ_Ｌ１（ｎ）とｓ_{ＴＸ，Ｌ１}（ｎ）は次のように定義する。

ここで、Ｔ_１（ｎ）が候補信号点選定の実施順番の決定前の基底縮小変換行列である。また、候補信号点選定の実施順番の決定後においては、

により行う。ここで、Ｈ_Ｌ２（ｎ）とｓ_Ｌ２（ｎ）は次のように定義する。

ここで、Ｔ_２（ｎ）が候補信号点選定の実施順番の決定後の基底縮小変換行列である。基底縮小変換行列Ｔ_１（ｎ）とＴ_２（ｎ）を決定する方法としては、Lenstra-Lenstra-Lovasz縮小法、Korkine-Zolotareff縮小法、Block Korkine-Zolotareff縮小法、Gaussian縮小法とMinkowski縮小法などの方法がある。

また、上述のＱＲ分解及び線形フィルタリング処理Ｓ１０３では、ＱＲ分解を用いるが、各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝を反映するＱＲ分解は幾通りものパターンが考えられる。以下表記の便宜上、グループｂのサブキャリアｎ_ｂを示すインデックスを省略する。ここで、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列ＨをＲ行Ｔ列の準ユニタリー行列Ｑ、とＴ行Ｔ列の上三角行列Ｕに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列ＨをＲ行Ｒ列の準ユニタリー行列Ｑ、と上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列Ｕ^”に分解することができる。それを数式で表すと、

あるいは、

のように表すことができる。ここで、候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝は以下のように並び替え行列Ｐ（ｂ）で表すことができる。

またＵ^”は次のようになる。

また、

つまり、０_ｎはｎ行Ｔ列のゼロ行列であり、０_ｍはｍ行Ｔ列のゼロ行列である。更に、次の条件（ｎ，ｍ＝０，１，・・・，Ｒ−Ｔ∧ｎ＋ｍ＝Ｒ−Ｔ）が成り立つ。Ｕ^”に含まれるＵは以下のような上三角行列である。

また、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列ＨをＲ行Ｔ列の準ユニタリー行列Ｑ、とＴ行Ｔ列の下三角行列Ｌに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列ＨをＲ行Ｒ列の準ユニタリー行列Ｑ、と下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列Ｌ^”に分解することもできる。それを数式で表すと、

あるいは、

のように表すことができる。ここで、候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・，Ｏ_Ｔ（ｂ）｝は以下のように並び替え行列Ｐ（ｂ）で表すことができる。

なお、下三角行列Ｌを算出するＱＲ分解と上三角行列Ｕを算出するＱＲ分解における並び替え行列Ｐ（ｂ）の列ベクトルの順番は逆であることに注意されたい。＜式（８３）と式（８９）＞。またＬ^”は次のようになる。

Ｌ^”に含まれるLは以下のような下三角行列である。

下三角行列ＬにＱＲ分解する場合では、レイヤ系列ｓ（ｎ_ｂ）と送信系列ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）の信号成分の順番関係は以下のようになる。

つまり、並び替え行列Ｐ（ｂ）を式（８９）のように定義された場合では、レイヤ系列ｓ（ｎ_ｂ）の信号成分を｛ｉ＝１，２，・・・，Ｔ｝の順番で処理することは送信系列ｓ_ＴＸ（ｎ_ｂ）の信号成分を｛Ｏ_ｔ（ｂ）；ｔ＝Ｔ−ｉ＋１＝１，２，・・・，Ｔ｝の順番で処理することになる。従って、下三角行列ＬにＱＲ分解する場合では、基準信号生成処理２−１、候補信号点選定処理２−２、累積メトリック生成処理２−３、候補除外処理２−４の各処理を実施するレイヤ順番は、レイヤＴからレイヤ１までではなく、レイヤ１からレイヤＴまでの順番で処理を行う。その順番に合せて、基準信号と累積メトリックの生成は次の式になる。

また、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２とＱＲ分解及び線形フィルタリング処理１−３のＱＲ分解処理については、別々に処理する他に、同時に処理することも可能である。つまり、まず、順番｛Ｏ_１（ｂ），Ｏ_２（ｂ），・・・Ｏ_Ｔ（ｂ）｝（Ｐ（ｂ）と等価である）を決定し、次に、順番に基づいてチャネル行列の列ベクトルを並び替えてから、ＱＲ分解するのではなく、順番決定とチャネル行列の並び替えとＱＲ分解を同時に行うことも可能である。
ここで、式（４４）、式（４５）と異なり、各レイヤ信号における候補信号点の選定はレイヤ信号ｓ_１（ｎ_ｂ）からｓ_Ｔ（ｎ_ｂ）までの順番で実施する。また、上記の行列におけるＱＲ分解を実現する方法としては、特願2006-086017、特願2006-314369に開示されている方法や、Classical Gram-Schmidt QR分解法、Modified Gram-Schmidt QR分解法、Householder QR分解法、Given QR分解法などがある。

更に、上記のＱＲ分解のパターンはチャネル行列Ｈを対象に行った形であるが、チャネル行列Ｈの代わりに、拡張チャネル行列Ｈ^”、実数チャネル行列Ｈ_Ｒ、拡張実数チャネル行列Ｈ_Ｒ ^”、基底縮小チャネル行列Ｈ_Ｌを対象に行っても良い。

なお、上記の説明では、全ての送信系統において同じ変調方式、つまり、コンスタレーションＣを使っているが、本発明は各送信系統で異なる変調方式を用いた場合でも同様に適用することができる。また、各送信系統で異なる変調方式を用いた場合では、全体の通信品質を向上させる手法として、チャネル品質の良い送信系統に伝送レートの高い変調方式（コンスタレーションサイズが大きい、例えば、６４−ＱＡＭ）を割り当て、チャネル品質の悪い送信系統には伝送レートの低い変調方式（コンスタレーションサイズが大きい、例えば、ＱＰＳＫ）を割り当てることは良く使われている。

一方、本発明の信号検出方法の特徴としては、まず、受信品質の悪い送信系統における候補信号点選定を実施し、次に、受信品質の良い送信系統における候補信号点選定を行うことである。従って、各送信系統のチャネル品質に応じて異なる変調方式を適用した場合では、本発明を用いることによって、高い確率で、先に、小さいコンスタレーションが適用された送信系統の候補信号点選定を実施し、後に、大きいコンスタレーションが適用された送信系統の候補信号点選定を行うことになる。その場合、レイヤ系列候補絞込み処理において、演算量を大きく左右する最初のｄ（ｂ）個の処理ステップでは、コンスタレーションサイズが小さい送信系統の候補信号点選定を実施するため、計算する候補信号点の数が少なくて済む。

そして、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の処理ステップにおいては、候補信号点選定が行う送信系統のコンスタレーションサイズは大きいが、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２を適用することにより、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系統には高いダイバシチ効果が生じるため、コンスタレーションサイズが大きくても少ない信号点で確からしい候補信号点を選定できる。従って、本発明は、各送信系統のチャネル品質に応じて異なる変調方式を適用した場合でも、優れた誤り率を達成しながら、非常に高い演算量削減効果が得られる。

また上記の実施形態では、ＱＰＳＫやＱＡＭ変調方式を例として挙げたが、他のあらゆる同期検波が可能な変調方式、つまり、コンスタレーションに対して、本技術を適用できる。例えば、多値ＰＳＫ変調方式や多値ＡＳＫ変調方式などが考えられる。

また、受信機装置２０側で反復復調復号構成（例えば、ＴｕｒｂｏあるいはＬＤＰＣ反復復調復号構成などが考えられる）を用いる場合では、信号検出器とチャネル復号器の間に反復的に情報を交換する必要がある。それに応じて、初期化処理１、レイヤ系列候補絞込み処理２、最尤推定処理３を用いて複数個のレイヤ系列候補の中に対応する尤度メトリックが最も小さい複数個の系列を推定結果とし、軟判定ビット情報を生成して、復号器へ渡し、反復復調復号処理を行う。具体的に、幾つの送信信号系列候補に限定するかは、許容受信器の複雑さと所要誤り率特性との両立を図りながら決定すれば良い。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上述の処理によれば、ＭＩＭＯシステムにおける空間多重信号に対する従来のＭＬＤ信号検出方式が抱える所要演算量と回路規模が大きい、所要記憶容量が大きい、小型化・軽量化が困難、消費電力が大きい、大量生産に適さないなどの課題を、初期化処理、レイヤ系列候補絞込み処理、最尤推定処理を組み合わせることによって解決した。そして、従来方式との一番の違いは、従来技術では全ての送信信号系列候補及びそれらのメトリックを計算するのに比べ、本発明では従来ＭＬＤ方式の誤り率特性を維持しながら、サブキャリアグループ分け処理１−１、候補信号点選定の実施順番決定処理１−２、候補信号点選定処理２−２、候補除外処理２−４を行ったこと、および、サブキャリアグループ分け処理１−１から最尤推定処理までの全ての処理を効率的に繋いで演算することにより、計算する送信系列候補及びそれらの尤度メトリックの数を大幅に削減しながら、ＭＬＤ方式の誤り率特性を維持できることである。

つまり、本発明によれば、従来のＭＬＤ方式の優れた誤り率特性を維持しながら、従来のＭＬＤ方式をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用した場合の以下の課題が解決可能である。
まず、計算する送信系列候補及びそれらのメトリックの数は、送信信号数及びコンスタレーションサイズにほぼ線形比例するので、所要演算量が大幅に削減できる。また、記憶する送信系列候補及びそれらのメトリックの数が大幅に削減できるため、それらを記憶するための記憶容量を小さくすることができる。また所要演算量及び所要記憶容量が小さくなるため、それに伴い従来ＭＬＤ方式比べ、実装における所要回路規模を小さくすることができる。また、所要消費電力は所要回路規模やその動作クロック周波数などに比例するので、所要回路規模が演算量及び記憶容量の削減によって小さくなるため、結果として所要消費電力を小さくすることができる。さらに、所要回路規模及び所要消費電力を小さくすることによって、本発明を実装した装置の小型化・軽量化が可能になり、無線送受信機、特に無線携帯端末においては小型化・軽量化を行うことができる。そして、以上の効果により、ハードウェア並びにソフトウェアでの経済的な実装が可能である。従って、本方式のＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストが安くなり、大量生産に適することが可能となる。

なお上述の処理を行う装置が内部に、コンピュータシステムを有し、そして、上述した処理の過程を、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶し、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理を行うようにしてもよい。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの構成を示すブロック図である。 サブキャリアのグループ化の概要を示す図である。 各候補信号点選定の実施順番における送信系統番号の決定概要を示す図である。 ＱＰＳＫの場合の候補信号点選定例を示す図である。 空間多重信号検出器の機能ブロック図である。 初期化処理回路の機能ブロック図である。 レイヤ系列候補絞込み回路の機能ブロック図である。 空間多重信号検出器の処理フローを示す図である。 初期化処理回路の処理フローを示す図である。 レイヤ信号系列絞込み回路の処理フローを示す図である。 最尤推定回路の処理フローを示す図である。 Ｔ＝Ｒ＝４の場合におけるレイヤ系列候補絞込みの例を示す図である。

符号の説明

１０・・・送信機装置
２０・・・受信機装置
３０・・・空間多重信号検出器（信号検出装置）
１１・・・初期化処理回路
１２・・・レイヤ系列候補絞込み回路
１３・・・最尤推定回路
１４・・・記憶部
１１１・・・サブキャリアグループ分け回路
１１２・・・候補信号点選定の実施順番決定回路
１１３・・・ＱＲ分解及び線形フィルタリング回路
１２０・・・反復制御回路
１２１・・・基準信号生成回路
１２２・・・候補信号点選定回路
１２３・・・累積メトリック生成回路
１２４・・・候補除外回路
１２５・・・線形干渉除去回路
１２６・・・並列候補信号選定回路
１２７・・・尤度メトリック生成回路

Claims (16)

1. ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成するサブキャリアグループ分け手段と、
   前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定する候補信号点選定順番決定手段と、
   前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成するＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段と、
   前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行う送信系列候補絞込み手段と、
   前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力する最尤推定手段と、を備え、
   前記送信系列候補絞込み手段においては、
   前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定手段と、
   前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出手段と、
   前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外手段と、
   の各手段の処理を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返し、
   残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去手段と、
   前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定手段と、
   前記累積メトリックと前記並列候補信号選定手段で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成手段と、の各手段の処理を行う
   ことを特徴とする信号検出装置。
2. 前記サブキャリアグループ分け手段は、周波数領域チャネルまたは時間領域チャネルのいずれかに基づいて、サブキャリアのグループ分けを行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
3. 前記候補信号点選定手段は、
   各送信系列における前記候補信号点選定の実施順番に対して、選定する候補信号点の数の上限を設定し、
   先に候補信号点選定が実施されるダイバシチ効果の小さい送信系列には大きな最大候補数を設定し、後に候補信号点選定が実施されるダイバシチ効果の大きい送信系列には小さな最大候補数を設定し、
   レイヤ信号について、基準信号を円心としたある半径の円の選定範囲において、当該円の内部に入るコンスタレーション信号点を候補信号点と選定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
4. 前記候補除外手段は、
   雑音信号の２乗ノルムがある一定の確率で、上限値を下回るように前記累積メトリックの上限値を設定し、当該上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外す
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
5. 前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの信号が持つＮ個のサブキャリアをＢ個の各グループに分けるとともに、前記グループのうちｂ番目のグループに属する各サブキャリアの番号をｎｂ＝１，２，・・・，Ｎｂとする場合に、前記各グループのうちｂ番目グループについての１つの代表チャネル行列ＨＦＤ（ｂ）を、そのグループに含まれる一部あるいは全部のサブキャリアに対応する周波数領域チャネル行列を足し合わせて生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の信号検出装置。
6. 全てのサブキャリアを１つのグループとし、当該グループにおける代表チャネル行列ＨＦＤ（１）を、当該１つのグループに含まれる一部あるいは全部の遅延波に対応する時間領域チャネル行列を足し合わせて生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の信号検出装置。
7. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
   Ｔ個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、最初のｄ（ｂ）個のステップにおいては、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も悪い送信系列をｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、次に、残りのＴ-ｄ（ｂ）個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も良い送信系列をｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）＋１から昇順でＴまで）番目に候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
8. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
   ｄ（ｂ）個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、まず、ｄ個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も悪い送信系列をｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、また、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中でｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系列の決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対してｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
9. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
   Ｔ個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、まず、最初のＴ（ｂ）−ｄ個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質のｄ（ｂ）＋１番目に悪い送信系列をｋ（ｋ＝Ｔから降順でｄ（ｂ）＋１まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、次に、残りのｄ（ｂ）個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質の最も良い送信系列がｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）から降順で１まで）番目に候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
10. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
    ｄ（ｂ）個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、まず、ｄ（ｂ）個のステップでは、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中で受信品質のＴ−ｄ（ｂ）＋１番目に良い送信系列をｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）から降順で１まで）番目に候補信号点選定を行うと決定し、また、決定した送信系列を除外しながら、残りの信号の中でｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系列についての決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対してはｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定を行うと決定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
11. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
    １個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、完全チャネル行列の各送信系列に対応する各順番メトリックを昇順に並べ、ｄ（ｂ）個の最も受信品質の悪い送信系列に対しては、受信品質の悪い順に、ｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定し、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対しては、受信品質の良い順に、ｋ（ｋ＝ｄ（ｂ）＋１から昇順でＴまで）番目に候補信号点選定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
12. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
    １個のステップを用いて、Ｔ個の送信系列のそれぞれについての候補信号点選定の順番を決定する際に、完全チャネル行列の各送信系列に対応する各順番メトリックを昇順に並べ、ｄ（ｂ）個の最も受信品質の悪い送信系列に対しては、受信品質の悪い順に、ｋ（ｋ＝１から昇順でｄ（ｂ）まで）番目に候補信号点選定し、また、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までに候補信号点選定が実施される送信系列の決定は行わず、残りのＴ−ｄ（ｂ）個の送信系列に対しては、ｄ（ｂ）＋１番目からＴ番目までの内の任意の順番で候補信号点選定するように、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
13. 前記候補信号点選定順番決定手段は、
    請求項７から請求項１２の何れか複数の前記候補信号点選定順番決定手段の処理を組み合わせて、各送信系列の候補信号点選定の実施の順番を決定することを特徴とする請求項１に記載の信号検出装置。
14. 信号検出装置における信号検出方法であって、
    サブキャリアグループ分け手段が、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成し、
    候補信号点選定順番決定手段が、前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定し、
    ＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段が、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成し、
    送信系列候補絞込み手段が、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行い、
    最尤推定手段が、前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力し、
    前記送信系列候補絞込み手段においては、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成処理と、
    前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定処理と、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出処理と、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外処理と、を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返し、
    残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去処理と、
    前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定処理と、
    前記累積メトリックと前記並列候補信号選定処理で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成処理と、の各処理を行う
    ことを特徴とする信号検出方法。
15. 信号検出装置のコンピュータを、
    ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成するサブキャリアグループ分け手段、
    前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定する候補信号点選定順番決定手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成するＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行う送信系列候補絞込み手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力する最尤推定手段、として機能させ、さらに、
    前記送信系列候補絞込み手段において、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成手段、
    前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外手段、
    前記、基準信号生成手段、前記候補信号点選定手段、前記累積メトリック算出手段、前記候補除外手段、の各処理を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返したか否かを判定する反復制御手段、
    残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去手段、
    前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定手段、
    前記累積メトリックと前記並列候補信号選定手段で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成手段
    として機能させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
16. 信号検出装置のコンピュータを、
    ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのサブキャリアのグループ分けを行い、各グループの代表チャネル行列を生成するサブキャリアグループ分け手段、
    前記各グループの代表チャネル行列に基づいて、受信品質の悪い送信系列から候補信号点選定を行い、その後、残りの受信品質の良い送信系列から候補信号点選定を行う、各送信系列における候補信号点選定の実施順番を決定する候補信号点選定順番決定手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、チャネル行列をＱＲ分解し、対応する受信系列を線形フィルタリングして、変換受信系列を生成するＱＲ分解及び線形フィルタリング処理手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、空間順番が並び替えられた送信系列の候補の絞り込みを行う送信系列候補絞込み手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記送信系列の候補の絞り込みを行った結果、その候補の中の最も尤度メトリックが小さい候補を暫定推定結果とし、前記候補信号点選定の実施順番に基づいて、本来送信された空間順番に並び直して、最終推定結果を出力する最尤推定手段、として機能させ、さらに、
    前記送信系列候補絞込み手段において、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、候補信号点選定が実施していないあるレイヤにおける基準信号を生成する基準信号生成手段、
    前記基準信号と各送信系列が有するダイバシチ効果に合せて設定した候補信号点の数に基づいて、現在のレイヤにおける候補信号点の選定を行う候補信号点選定手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記選定された候補信号点に対応する部分レイヤ系列候補の累積メトリックを算出する累積メトリック算出手段、
    前記各グループに属する各サブキャリアに対して、前記算出した累積メトリックのうち、上限値を超えた累積メトリックとそれに対応する部分レイヤ系列候補を候補から外して、送信系列の候補の絞り込みを行う候補除外手段、
    前記、基準信号生成手段、前記候補信号点選定手段、前記累積メトリック算出手段、前記候補除外手段、の各処理を、Ｔ個の前記レイヤのうち順番にｄ（ｂ）個のレイヤについて繰り返したか否かを判定する反復制御手段、
    残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて、縮小部分変換受信系列を生成し、線形干渉除去処理によって基準信号系列を算出する線形干渉除去手段、
    前記算出された基準信号系列を用いて、残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤについて並列的に候補信号点選定を行う並列候補信号選定手段、
    前記累積メトリックと前記並列候補信号選定手段で算出された残りのＴ−ｄ（ｂ）個のレイヤの候補信号点における部分メトリックとを足し合わせて尤度メトリックを算出する尤度メトリック生成手段
    として機能させるためのプログラム。

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