CN103004159B - 估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种用于估计无线电信系统中的多普勒频率(fD)的方法和装置：其中，重发数据块(DB)时存在预定义的重新发送延迟，以响应混合自动重发请求(HARQ)，其中每个数据块(DB)包括至少一个导频符号(PS)；其中，在第一种工作模式(OM1)下，基于两个导频符号(PS)之间的时间间隔(τ)计算多普勒频率(fD)；在第二种工作模式(OM2)下，基于重发延迟计算多普勒频率(fD)。

Description

估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置

技术领域

通信技术领域，尤其涉及估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置。

背景技术

在无线电信系统中，数据传输信道可以具有时变性。这是由于发射机的运动、接收机的运动和/或电信环境的变化而导致的。对于蜂窝系统和广播系统，出现较大的多普勒频扩的主要原因在于通信终端的相对高速运动。在无线电信系统中，由于数据传输信道中存在着各种物体，例如建筑、树木等，发送信号往往会遭遇到折射、遮蔽和反射现象。因此，发射机发射的信号波会通过各个路径到达接收天线，这种现象被成为多径传播。同时，发射机与接收机之间的所有传播路径构成了多径数据传输信道。此数据传输路径的特征在于参数，尤其是延迟、衰减和相移这三个方面。路径延迟取决于路径长度，以及信号波在不同媒介中的传播速度。沿着这些路径，由于衰落而引起了信号衰减和相移。在不使用复均衡的方法前提下，为了应对严峻的信道条件，可以通过多载波的方式将滤波信号作为正交频分复用(OFDM)信号进行发送。在OFDM系统中，信道包括大量副载波，这些副载波可以根据自身的数据单独经过调制。可以按照很多公认的调制技术，例如，正交幅度调制(QAM)或相移键控(PSK)，来进行调制。OFDM系统中的基站信号是由这些已调制的副载波的总和而形成的。大量相距很近的正交副载波可用于携带数据。数据可以划分为多个并行数据流或信道，每个数据流或信道对应一种副载波。各个副载波可以在较低的符号速率下使用传统的调制方案，例如QAM或PSK，进行调制处理，以获取类似于传统单载波调制方案的所有数据速率。采用较低的符号速率，能够使得符号之间保护间隔的使用开销可承受得起，从而能够处理时间扩展和消除符号间干扰(ISI)。当信号通过频率选择性信道时，信号中会出现符号间干扰(ISI)。在OFDM系统中，这会导致副载波的正交性丢失，从而导致符号间干扰(ISI)。要处理基于OFDM的系统的较大延迟扩展，可以使用保护间隔(GI)。保护间隔(GI)也称为循环前缀(CP)。循环前缀(CP)是OFDM符号末尾部分的副本，是预先附加在发送符号上的，将在解调之前删除。长期演进(LTE)无线系统正在将传统的UMTS系统向基于OFDM的无线宽带系统升级。LTEeUTRAN系统用于与GSM、Edge、UMTS或HSPA等现有无线标准兼容并共存。正交频分复用OFDM可用于基站(BS)与移动台(MS)之间的下行链路连接，以及移动台(MS)与对应基站(BS)之间的上行链路连接。传统LTE系统的结构由时长为10ms的无线帧组成，包括20个时隙，其中每个时隙的时长为0,5ms。此帧适用于TDD传输和FDD传输。

为了提高性能，OFDM接收机通常包括信道估计器，用于动态地确定信道响应。之后，可以使用此信息使得接收机能够以一定的方式处理接收信号，以抵消信道的时散效应。在OFDM接收机中，用于确定信道响应的传统方式是将某些载波专用于传输导频信号或导频符号(PS)。导频信号(PS)包含已知信息，通过此信息，信道估计器可以通过将实际接收信号与已知的发送信号进行比较从而确定对应载波频率上的信道响应。在频率中，用于传输导频信号(PS)的载波之间保持一定的间隔，以便能够通过内插针对导频载波确定的信道响应，从而能够正确地估计位于导频载波之间的载波的频道响应。

对于无线链路，多输入多输出(MIMO)使用发射机端和接收机端的多个天线，以提高通信性能。MIMO属于诸如3GPP长期演进、WiMAX、HSPA等无线电信标准的一部分。

BOZHOU2008年在瑞典斯德哥尔摩发表了他的理学硕士论文“上行LTE的多普勒估计”。这篇论文介绍了一种用于在MIMO-OFDM系统中估计多普勒频率的方法。在此方法中，使用了过零率(ZCR)算法或电平通过率(LCR)算法，用于根据衰落取样计算穿过横轴或电平的次数。LeifWilhelmsson2009年提出了“OFDM系统的多普勒扩频估计”，美国专利号为US7599453。他提出了，当信噪比(SNR)和用户速度都比较低时，使用滞后则可以提高性能。SchoberH.,JondralF提出了另一种传统方法，即“基于OFDM的通信系统的速度估计”，参考资料来源：德国卡尔斯鲁厄大学工程实验室，VTC2002，2002年IEEE第56个出版日期，第2卷，第715–718页。此方法介绍了大量自相关函数取样的计算，以找到第一个负取样R(2πFDloτ)，函数取样包括R(0)、R(2πFDτ)、R(2πFD2τ)等，其中τ表示两个相邻的导频符号(PS)之间的时间间隔。在此传统方法中，多普勒频率f_D的计算公式为：

在此传统方法中，多普勒频率fD的计算公式为：

$f_D=\frac{\mathrm{2,405}}{2\mathrm{\π}\·l_0}\·\mathrm{\τ}$

其中，此公式取位于X≈2,405处的自相关函数J₀(X)的第一个过零点进行计算。此外，“移动电信系统中的传播信道估计”则认为，在时延的某些部分处自相关函数是已知的，并使用自相关函数的线性或方形分段近似，参考资料来源：2001年沃罗涅什的国际科技会议，第2卷，第958–965页。在找到第一个过零点之后，多普勒频率近似于上述公式。

传统的多普勒估计方法的主要缺点是，尤其是对于上行LTE无线系统，当信噪比(SNR)和移动台(MS)等用户的速度v都较低时，估计性能较低。在这些情况下，穿过的次数将大大增加，原因不在于信号衰落，而是在于低信噪比SNR下的相位呼吸。而引入了滞后特性的方法，尤其适用于信噪比(SNR)较低的情况，可以小幅提高性能，但其实现的性能仍然很低。SchoberH.,JondralF.提出的一种方法，即“基于OFDM的通信系统的速度估计”，资料来源：德国卡尔斯鲁厄大学，VTC2002。此方法的缺点在于，在LTE等一些现代电信系统中使用了动态调度。因此，无法找到足够的取样用于计算自相关函数的过零点。KajukovI.,Manelis,V.提出了另一种方法，即“移动电信系统中的传播信道估计”。参考资料来源：2001年沃罗涅什的国际科技会议，第2卷，第958–965页。此方法仅使用了在某些时延部分处已知的自相关函数的分段近似。此方法的缺点在于，难以覆盖多普勒频率的巨大分散性。例如，从0-300Hz，在特殊位置处的自相关函数是已知的，以避免自相关函数出现多重含义或歧义。例如，对于长期演进(LTE)FDD上行链路系统，导频符号将出现2ms的延迟，但是，这种情况在商用长期演进(LTE)无线电信系统中不可接受。

发明内容

本发明的目标是提供一种用于能够更有效地估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置。

根据第一个方面，这可以通过一种用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法可以实现：

其中，重发数据块时存在预定义的重发延迟，以响应混合自动重发请求，其中每个数据块包括至少一个导频符号；

其中，在第一种工作模式下，基于两个导频符号之间的时间间隔计算多普勒频率；在第二种工作模式下，基于重发延迟计算多普勒频率。

在根据第一个方面所述的方法的第一个可能实施方案中，每个数据块包括至少有两个时隙的子帧，其中各个时隙包括预定义数量的数据符号和导频符号。

在根据第一个方面所述的方法的第二个可能实施方案中，其中此方案作为第一个可能实施方案的实施方案，上述数据块中的符号由正交频分复用(OFDM)符号组成。

在根据第一个方面所述的方法的第三个可能实施方案中，如同上述第一个和第二个实施方案或其中任何实施方案，各个OFDM符号包括循环前缀。

在根据第一个方面所述的方法的第四个可能实施方案中，或者在上述任何实施方案中，重发延迟比两个导频符号之间的时间间隔要长一段预定义系数的时间。

在根据第一个方面所述的方法的第五个实施方案中，其中此方案作为后续实施方案的可能实施方案，发送的数据块由MIMO接收机的N个预定义数量的接收天线接收。

在根据第一个方面所述的方法的第六个实施方案中，其中此方案作为后续实施方案的可能实施方案，每个接收天线提供一组数据块，其中数据块拥有预定义数量的时域复相关响应。

在根据第一个方面所述的方法的第七个实施方案中，其中此方案作为第五个或第六个实施方案的可能实施方案，在各个包括时域复相关响应的数据块中，各个响应的循环前缀已被删除，而且剩余响应已通过离散傅里叶变换变换为频域，以提供一组数据块，其中数据块针对接收机的各个接收天线提供K个预定义数量的频域复相关响应。

在根据第一个方面所述的方法的第八个实施方案中，其中此方案作为第七个实施方案的可能实施方案，在针对各个接收天线提供的一组频域复相关响应中，选择导频符号的K个复相关响应的对应数据块，以针对各个接收天线形成一组数据块，其中数据块包括导频符号的K个复相关响应。

在根据第一个方面所述的方法的第九个实施方案中，其中此方案作为第八个实施方案的可能实施方案，各个数据块包括导频符号的K个复相关响应，对OFDM符号使用的副载波数量NSC进行求平均值计算，以针对接收机的各个接收天线形成一组数据块，其中各个数据块包括导频符号的K/NSC个平均数量的复相关响应。

在根据第一个方面所述的方法的第十个实施方案中，其中此方案作为第九个实施方案的可能实施方案，在预定义数量的接收天线中，将各个接收天线提供的各个数据块传送到K/NSC个N延迟线中，其中各个数据块包括导频符号的K/NSC个平均数量的复相关响应，同时各个线路提供预定义时长的时间延迟，以在各个延迟线的输出端针对接收机的各个接收天线形成一组数据块，其中数据块包括导频符号的K/NSC个N延迟的平均数量的复相关响应。

在根据第一个方面所述的方法的第十一个实施方案中，其中此方案作为第十个实施方案的可能实施方案，针对接收机的各个接收天线，基于一组包括平均数量的复相关响应的数据块与一组包括已延迟的平均数量的复相关响应的数据块，计算出一组自相关函数估计。

在根据第一个方面所述的方法的第十二个实施方案中，其中此方案作为第十一个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，一组第一个自相关函数估计的计算方法如下：

针对各个接收天线，将子帧中第一个时隙的导频符号的复相关响应平均数K/NSC与上述子帧中第二个时隙的导频符号的对应共轭复相关响应平均数相乘；

针对N个接收天线中的各个天线，计算K/NSC个已获取的相乘结果的实数部分的平均值，以提供针对接收机的各个接收天线的平均值；

为已获取的接收机所有接收天线的平均值进行求平均值计算，以提供各个第一个自相关函数估计。

在根据第一个方面所述的方法的第十三个实施方案中，其中此方案作为第十二个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，根据以下公式计算第一个自相关函数估计R₁：

$R_1(1\·\mathrm{\τ})=\frac{1}{\frac{K}{N_{\mathrm{SC}}}N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{K/N_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{C_{m,j,i}\·C_{m,j-1,i}^{*}\}$

其中

τ表示同一数据块中两个导频符号之间的时间间隔；

K/NSC表示各个数据块的导频符号的平均复相关响应数量；

N表示接收机的接收天线数量；

C表示导频符号的平均频域复相关响应数量；

C*表示导频符号的共轭平均频域复相关响应数量。

在根据第一个方面所述的方法的第十四个实施方案中，其中此方案作为第十一个或第十三个实施方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，根据以下公式计算一组第一个自相关函数估计：

$R_2(n\·\mathrm{\τ})=\frac{1}{\frac{K}{N_{\mathrm{SC}}}{N}_n\·N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{K/N_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{C_{m,j,i}\·C_{j-n,i}^{*}\·T_j\·T_{j-n}\}$

对于最小重发延迟(n_min·τ)和最大重发延迟(n_max·τ)之间的多个整数n：

其中

n·τ表示用于对混合自动重发请求做出响应的数据块的重发延迟；

K/NSC表示各个数据块的导频符号(PS)的平均复相关响应数量；

Nn表示每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号(PS)的平均复相关响应数量的可用对数，以及此接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号(PS)对应的已延迟平均复相关响应数量C*的可用对数，其中延迟对应于重发延迟·n·τ；

C表示导频符号(PS)的平均频域复相关响应数量；

C*表示导频符号(PS)的共轭平均频域复相关响应数量；

Tj表示模板系数，如果数据块j中的传输位于此信道中，Tj等于1；否则，Tj等于0。

在根据第一个方面所述的方法的第十五个实施方案中，其中此方案作为第十二个或第十三个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，适时地通过第一类包括阿尔法参数一α1的阿尔法滤波器对第一个自相关函数估计R1进行过滤，以形成一组第一个已过滤的自相关函数估计

在根据第一个方面所述的方法的第十六个实施方案中，或者在上述任何实施方案中，在第一种工作模式下，通过以下方式计算出第一组第一个功率估计P1：获取每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号(PS)的K/NSC个平均数量的复相关响应的平方模数；

并对接收机所有接收天线的所有数据块的所有已经获取的乘法模数进行求平均值计算。

在根据第一个方面所述的方法的第十七个实施方案中，或者在上述任何实施方案中，在第二种工作模式下，通过以下方式计算一组第二个功率估计P2：获取每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号(PS)的K/NSC个平均数量复相关响应C的平方模数；

并对接收机所有接收天线的所有数据块的所有已经获取的乘法模数进行求平均值计算。

在根据第一个方面所述的方法的第十八个实施方案中，其中此方案作为第十六个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，从已计算出的一组第一个功率估计P1中，减去噪音功率值，并适时地通过第一类包括阿尔法参数一α1阿尔法滤波器对结果进行过滤，以形成一组第一个已过滤的功率估计

在根据第一个方面所述的方法的第十九个实施方案中，其中此方案作为第十七个或第十八个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，通过贝塞尔函数计算出多普勒频率估计fD1，以对应于一组第一个比值其中这些比值是通过将第一个已过滤的自相关函数估计与第一个已过滤的功率估计相除而得出的。

在根据第一个方面所述的方法的第二十个实施方案中，其中此方案作为第十九个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，通过以下方式计算出多普勒频率估计fD1：在从零到贝塞尔函数的第一个极值之间的间隔中定义零阶贝塞尔函数的最邻近的对应参数，其中所定义参数的贝塞尔函数接近于已计算出的各个第一个比值

在根据第一个方面所述的方法的第二十一个实施方案中，其中此方案作为第二十个实施方案的可能实施方案，将定义的参数与常数值V相乘。

在根据第一个方面所述的方法的第二十二个实施方案中，其中此方案作为第二十一个实施方案的可能实施方案，相乘的常数值V的计算公式如下：

$V=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{\τ}},$

其中，τ表示数据块(DB)的两个导频符号(PS)之间的时间间隔，

以提供第一种工作模式的多普勒频率估计fD1。

在根据第一个方面所述的方法的第二十三个实施方案中，其中此方案作为第二十个或第二十二个实施方案的可能实施方案，在第一种工作模式下，通过第二类包括阿尔法参数二α2的阿尔法滤波器对提供的多普勒频率估计fD1进行过滤，以形成一组第一种工作模式的已过滤多普勒频率估计。

在根据第一个方面所述的方法的第二十四个实施方案中，其中此方案作为第十四个到第二十三个实施方案中其中一个实施方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，通过第三类包括阿尔法参数三α3的阿尔法滤波器对一组第二个自相关函数估计R2中的各个自相关函数估计进行过滤，以形成一组第二个已过滤自相关函数估计

在根据第一个方面所述的方法的第二十五个实施方案中，其中此方案作为第十六个到第二十四个实施方案中的其中一个方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，从第二个功率估计P2中，减去噪音功率值，并适时地通过第三类包括阿尔法参数三α3的阿尔法滤波器对结果进行过滤，以形成一组第二个已过滤的功率估计

在根据第一个方面所述的方法的第二十六个实施方案中，其中此方案作为第二十四个或第二十五个实施方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，通过贝塞尔函数计算出针对不同传输延迟的一组多普勒频率估计，以对应于一组第二个比值其中这些比值是通过将一组已过滤的自相关函数估计中的各个第二个已过滤的自相关函数值与第二个已过滤的功率估计相除而得出的。

在根据第一个方面所述的方法的第二十七个实施方案中，其中此方案作为第二十六个实施方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，通过以下方式计算出针对不同重发延迟的一组多普勒频率估计：在从零到贝塞尔函数的第一个极值之间的间隔中定义一组零阶贝塞尔函数的最邻近的对应参数，其中这些所定义参数的贝塞尔函数接近于已计算出的各个第二个比值在根据第一个方面所述的方法的可能实施方案中，将各个定义的参数与常数值V相乘。

在根据第一个方面所述的方法的第二十八个实施方案中，其中此方案作为第二十七个实施方案的可能实施方案，相乘的常数值V的计算公式如下：

$V=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·n\·\mathrm{\τ}},$

其中，n·τ表示用于对混合自动重发请求做出响应的数据块的重发延迟，以提供第二种工作模式的多普勒频率估计fD2。

在根据第一个方面所述的方法的第二十九个实施方案中，其中此方案作为第二十六个到第二十八个实施方案中其中一个实施方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，通过对针对不同重发延迟的一组多普勒频率估计中的所有多普勒频率估计进行求平均值计算，从而计算出多普勒频率估计，以提供第二种工作模式的多普勒频率估计fD2。

在根据第一个方面所述的方法的第三十个实施方案中，其中此方案作为第二十九个实施方案的可能实施方案，在第二种工作模式下，通过第四类包括阿尔法参数四α4的阿尔法滤波器对提供的多普勒频率估计fD1进行过滤，以形成一组第二种工作模式的第二个已过滤多普勒频率估计

在根据第一个方面所述的方法的第三十一个实施方案中，其中此方案作为第十五个到第三十个实施方案中其中一个实施方案的可能实施方案，按照切换条件(SC)从第一种工作模式切换到第二种工作模式。

在根据第一个方面所述的方法的第三十二个实施方案中，其中此方案作为第三十一个实施方案的可能实施方案，切换条件(SC)包括：

切换条件一：SC1，即混合自动重发请求的可用性(HARQ)；

切换条件二：SC2，即在当前工作模式下由接收机计算出的当前已过滤的多普勒频率估计小于预定义的频率阈值fTH；

切换条件三：SC3，即在第二种工作模式下针对最小重发延迟(nmin·τ)计算出的第二个已过滤的自相关函数估计的值大于在第二种工作模式下针对最大重发延迟(nmax·τ)计算出的第二个已过滤的自相关函数估计的值。

在根据第一个方面所述的方法的第三十三个实施方案中，其中此方案作为第十五个到第三十二个实施方案中其中一个实施方案的可能实施方案，按照切换条件(SC)从第二种工作模式切换到第一种工作模式。

在根据第一个方面所述的方法的第三十四个实施方案中，其中此方案作为第三十三个实施方案的可能实施方案，切换条件(SC)包括：

切换条件四：SC4，即最后一个混合自动重发请求(HARQ)的接收时间与当前时间之间的时间间隔小于预定义的最大时间段Mmax；

切换条件五：SC5，即在当前工作模式下由接收机计算出的当前已过滤的多普勒频率大于预定义的频率阈值fth；

切换条件六：SC6，即在第二种工作模式下针对最小重发延迟(nmin·τ)计算出的第二个已过滤的自相关函数的值小于在第二种工作模式下针对最大重发延迟(nmax·τ)计算出的第二个已过滤的自相关函数的值。

在根据第一个方面所述的方法的第三十五个实施方案中，其中此方案作为第三十四个实施方案的可能实施方案，所采用的阿尔法滤波器的阿尔法参数包括：

阿尔法参数一：α1，设置为0.01；

阿尔法参数二：α2，设置为0.03；

阿尔法参数三：α3，设置为0.007；

阿尔法参数四：α4，设置为0.3。

根据第二个方面，上述目标也是针对无线电信系统的，其包括至少一个接收机，用于执行根据本发明的第一个方面所述的方法或此方法的任何可能的实施方案，包括上述实施方案。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第一个可能实施方案中，无线电信系统是由长期演进(LTE)系统构成的。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第二个可能实施方案中，其中此方案作为第一个实施方案的实施方案，无线电信系统是由长期演进(LTE)FDD系统构成的。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第三个可能实施方案中，其中此方案作为第一个实施方案的实施方案，无线电信系统是由长期演进(LTE)TDD系统构成的。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第四个可能实施方案中，其中此方案作为实施方案，或者在上述任何实施方案中，无线电信系统是长期演进(LTE)系统，针对移动台和基站之间的上行链路(UL)执行根据第一个方面所述的方法或者此方法的任何可能实施方案，包括上述实施方案。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第五个可能实施方案中，其中此方案作为实施方案，或者在上述任何实施方案中，无线电信系统是长期演进(LTE)系统，针对无线电信系统中基站与移动台之间的下行链路(DL)执行根据第一个方面所述的方法或者此方法的任何可能实施方案，包括上述实施方案。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第六个可能实施方案中，其中此方案作为第二个实施方案的实施方案，也可能与第五个或第六个实施方案的其他特性结合在一起，无线电信系统是由长期演进FDD上行链路系统构成的，其中延迟线的时长L设置为8ms。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第七个可能实施方案中，其中此方案作为第二个实施方案的实施方案，也可能与第四个、第五个或第六个实施方案的其他特性结合在一起，无线电信系统是由长期演进(LTE)FDD上行链路系统构成的，其中频率阈值fTH设置为70Hz。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第八个可能实施方案中，其中此方案作为第三个实施方案的实施方案，也可能与第四个或第五个实施方案的其他特性结合在一起，无线电信系统是由长期演进(LTE)FDD上行链路系统构成的，其中延迟线的时长L设置为10ms。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第九个可能实施方案中，其中此方案作为第三个实施方案的实施方案，也可能与第四个、第五个或第八个实施方案的其他特性结合在一起，无线电信系统是由长期演进TDD上行链路系统构成的，其中频率阈值fTH设置为60Hz。

在根据第二个方面所述的无线电信系统的第十个可能实施方案中，其中此方案作为实施方案，或者在上述第一个到第九个实施方案中的任何实施方案中，无线电信系统包括设置为250ms的最大时间段Mmax。

根据第三个方面，本发明提供一种用于无线电信系统的接收机，其执行第一个方面所述的方法或上述从第一个到第三十五个实施方案中的任何实施方案。

根据第四个方面，本发明提供一种用于无线电信系统的基站，其包括根据第三个方面所述的接收机。

附图说明

有关下列本发明各个方面的实施例的可能实施方案的说明参考了附图。

图1显示了在无线电信系统中移动台与基站之间的上行链路图，说明了用于根据本发明的一个方面估计无线电信系统中的多普勒频率的方法；

图2显示了长期演进无线系统的帧结构，在根据本发明的一个方面所述的估计无线电信系统中的多普勒频率方法的可能实施例中会采用到此结构；

图3显示了一个信号图，用于说明长期演进无线系统中的动态调度，同时用于说明根据本发明的第一个方面所述的多普勒频率估计方法；

图4显示了接收机的框图，在根据本发明的第二个方面所述的无线电信系统中会采用到此接收机；

图5显示了一个简单的状态图，用于说明在根据本发明的一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置的功能性；

图6显示了一个流程图，用于说明在根据本发明的第二个方面所述的用于估计无线电信系统中多普勒频率的方法的可能实施方案的流程；

图7显示了一个电路图，用于说明在根据本发明的一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置内采用的阿尔法滤波器的可能实施方案；

图8显示了一个图表，用于说明大量副载波的归一化自相关函数的相关性，同时用于说明根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法的功能性；

图9显示了一个信号图，用于说明在传播信道中在第一种工作模式下计算出的多普勒频率的平均输出值的相关性，同时用于说明根据本发明的第一个方面所述的用于估计在无线电信系统中的多普勒频率的方法的功能性；

图10显示了不同多普勒频率的自相关函数，用于说明根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置的功能性；

图11显示了一个贝塞尔函数图表，在根据本发明的一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法的可能实施例中会采用到此函数；

图12a-12h显示了结果比较图表，用于比较根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法而得出的结果与根据现有技术的传统方法而得出的结果；

图13a-13f显示了针对不同参数的多普勒频率估计快照，这些参数是由根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法提供的。

具体实施方式

有关下列根据本发明所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置的各个方面的可能实施方案和实施例的具体说明如下。

从图1中可以看出，采用根据本发明的第一个方面所述的多普勒频率估计方法的无线电信系统包括至少一个基站(BS)，基站(BS)可以通过无线链路与一个或多个移动台(MS)相连。图1中显示了移动台(MS)和基站(BS)之间的上行UL。移动台(MS)可以v的速度移动到基站(BS)。例如，如果移动台(MS)安放在车辆内，典型用户可以3km/h到250km/h之间的速度移动。移动台(MS)相对于基站(BS)的移动会导致频率频移，因此需要执行多普勒频率估计。例如，在长期演进(LTE)无线电信系统的上行链路中，由于在传统系统中同一频率上缺乏导频信号，因此会导致不完整的自相关函数估计问题。仅对于某些限定的延迟值，自相关函数是已知的。要克服根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法的这个缺点，使用混合自动重发请求(HARQ)传输，可以扩展对其而言自相关函数是已知的可能延迟值。使用这些延迟值，可以大大提高多普勒频率估计的性能。在本发明的第一个方面，提供了一种方法，用于在两种不同的模式OM₁、OM₂下估计无线电信系统中的多普勒频率。多普勒频率的估计由接收发射机发送的数据块(DB)的接收机执行。例如，接收机可以位于基站(BS)内，如图1所示。在无线电信系统中，混合自动重发请求(HARQ)用于下行链路(DL)或上行链路(UL)可实现高速数据传输。混合自动重发请求(HARQ)可用于帮助快速误差检测和误差校正。HARQ是一种停等协议，其中后续传输可以在接收到接收实体发送的确认信号之后进行。在接收到确认之后，执行下一个数据块的进一步传输，否则将重发同一数据块。在长期演进(LTE)系统中，可以在MAC级模块上实施HARQ，同时实施HARQ的模块被称为HARQ实体。HARQ是同步执行的，用户实体(UE)的移动台接收到有关在控制信道上传输的上行链路授权。

在根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法中，重发数据块(DB)时存在预定义的传输延迟，以响应混合自动重发请求(HARQ)，其中各个数据块(DB)包括至少一个导频符号(PS)。在第一种模式OM₁下，根据两个导频符号(PS)之间的时间间隔τ计算多普勒频率。在第二种工作模式OM2下，根据重发延迟计算多普勒频率fD。按照切换条件或切换准则(SC)在两种工作模式OM₁、OM₂下进行切换。

图2显示了一种帧结构，用于说明根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法的可能实施方案。在所示的示例性数据结构中，帧包括子帧(或数据块)，其中各个子帧包括两个时隙。LTE无线电信系统采用的帧包括10个子帧(或数据块)，其中每个子帧包括两个时隙。帧可以包括10ms的时长。每个时隙包括预定义数量的数据符号和导频符号(PS)。从图2中可以看出，在所示的实例中，每个子帧包括7个符号，其中一个符号由导频符号(PS)构成。在所示的示例中，在这7个符号中的第4符号由导频符号(PS)构成。这些符号可以由正交频分复用(OFDM)符号组成，其中各个符号包括循环前缀(CP)。使用OFDM符号能够增强多径传播的抗干扰性，同时还能够增强在不同载波上使用自适应调制的能力。所有OFDM符号都包括循环前缀(CP)，用于避免多径干扰。

图3显示了动态频率调度，例如在长期演进(LTE)无线电信系统中采用的动态频率调度。图3显示了各个子帧，各个子帧包括两个时隙，同时每个时隙包括导频符号(PS)，其中时间τ为两个相邻的导频符号(PS)之间的时间间隔。例如，时间间隔τ可以是0,5ms。如图3所示，发送了4个数据块或子帧DB₁、DB₂、DB₃、DB₄，其中各个数据块或子帧包括两个时隙。可以看出，发送前两个数据块DB₁、DB₂时没有出现传输误差。同时可以看出，在不同的频率上传输不同的数据块DB_i。在所示的示例中，由于发送第三个数据块DB₃时存在传输误差，所以重发此数据块时存在重发延迟，此数据块被作为数据块DB₄。从图3中可以看出，重发延迟·τ比同一数据块(DB)中两个导频符号(PS)之间的时间间隔要长一段预定义系数的时间。使用根据本发明的第一个方面所述的方法，如图3所示，使用混合自动重发请求(HARQ)传输可以扩展一组对其而言自相关函数是已知的可能延迟值。如图3所示，发送的数据块由接收机接收，接收机可以位于无线电信系统的节点内，例如位于基站内。在可能的实施方案中，发送的数据块(DB)由MIMO接收机的预定义数量的接收天线接收。在可能的实施方案中，各个接收天线提供一组数据块，其中数据块包括预定义数量的时域复相关响应。

图4显示了根据本发明的另一个方面所述的接收机1的可能特定实施方案的框图，用于执行估计多普勒频率f_D的方法。在图4所示的实施方案中，接收机1是MIMO接收机，有多个接收天线2-1到2-N。各个天线2-i提供一组数据块，其中数据块包括预定义数量的时域复相关响应。对接收天线接收的时域数据块进行预处理，以提高信噪比(SNR)。在各个包括时域复相关响应的数据块中，各个响应的对应循环前缀(CP)由CP删除单元3-i删除，此单元与各个接收天线2-i相连，如图4所示。剩余的响应将在对应的DFT单元4-i中由离散傅里叶变换变换为频域，以提供一组数据块，其中数据块包括针对MIMO接收机1的各个接收天线的K个预定义数量的频域复相关响应。

然后，对提供的一组K个频域复相关响应进行进一步处理，对应的PS选择单元5-i选择各个接收天线2-i的数据块，其中数据块包括导频符号(PS)的K个复相关响应，以针对各个接收天线2-i形成一组数据块，其中数据块包括导频符号(PS)的K个复相关响应C。接着，如图4所示，在求平均值单元6-i中，针对OFDM符号使用的NSC个副载波，对各个包括导频符号(PS)的K个复相关响应C的数据块进行求平均值计算。如图4所示，进行此求平均值计算，以针对MIMO接收机1的各个接收天线2-i提供一组数据块，其中数据块包括导频符号(PS)的K/NSC个平均数量的复相关响应C。

在N个预定义数量的接收天线中，将各个接收天线2-i提供的各个数据块传送到K/NSC个N延迟线7-i中，其中各个数据块包括导频符号(PS)的K/NSC个平均数量的复相关响应C，同时各个线路提供预定义时长L的时间延迟，以在各个延迟线7-i的输出端针对MIMO接收机1的各个接收天线形成一组数据块，其中各个数据块包括导频符号(PS)的K/NSC个N延迟的平均数量的复相关响应C’，如图4所示。

在进行此预处理之后，在所示的实施例中，针对MIMO接收机1的各个接收天线，基于一组包括导频符号(PS)的平均数量的复相关响应C和一组包括导频符号(PS)已延迟的平均数量的复相关响应C’，计算出一组自相关函数估计R。如图4所示，MIMO接收机1可以在两种工作模式OM之间进行切换。

如图4所示，在第一种工作模式OM1下，在计算单元8中计算出一组自相关函数估计。在可能的实施方案中，在自相关计算单元8中，通过各个接收天线的子帧的第一个时隙的导频符号(PS)的K/N_SC个平均数量的复相关响应C与同一子帧的第二个时隙的导频符号(PS)对应的K/N_SC个共轭平均数量的复相关响应C*相乘来计算出一组自相关函数估计R1。此外，在可能的实施方案中，对针对N个接收天线中的各个接收天线获取的K/NSC个实施结果的K/NSC个实数部分进行求平均值计算，以提供针对接收机1的各个接收天线2-i的平均值。此外，对针对接收机1的所有接收天线获取的平均值再次进行求平均值计算，提供各个自相关函数估计R1，各个估计R1由自相关计算单元8输出，如图4所示。在如图4所示的MIMO接收机1的可能特定实施方案中，在第一种工作模式OM1下，在自相关计算单元8内按照下列公式计算自相关函数估计R1：

$R_1(1\·\mathrm{\τ})=\frac{1}{\frac{K}{N_{\mathrm{SC}}}N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{K/N_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{C_{m,j,i}\·C_{m,j-1,i}^{*}\}$

其中

τ表示同一数据块(DB)中两个导频符号(PS)之间的时间间隔；

K/NSC表示各个数据块(DB)的导频符号(PS)的平均复相关响应数量C；

N表示接收机1的接收天线2-i的数量；

C表示导频符号(PS)的平均频域复相关响应数量；

C*表示导频符号(PS)的共轭平均频域复相关响应数量。

在如图4所示的接收机1的第二种工作模式OM2下，在自相关计算单元9内计算出一组自相关函数估计R2，如图4所示。在可能的实施例中，自相关计算单元9按照下列公式计算出自相关函数估计R2：

$R_2(n\·\mathrm{\τ})=\frac{1}{\frac{K}{N_{\mathrm{SC}}}{N}_n\·N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{K/N_{\mathrm{sc}}}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Re}\{C_{m,j,i}\·C_{m,j-n,i}^{*}\·T_j\·T_{j-n}\}$

对于最小重发延迟(nmin·τ)和最大重发延迟(nmax·τ)之间的多个整数n；

其中

n·τ表示用于对混合自动重发请求(HARQ)做出响应的数据块(DB)的重发延迟；

K/NSC表示各个数据块(DB)的导频符号(PS)的平均复相关响应数量C；

Nn表示每个接收天线2-i的第一个和第二个数据块(DB)的导频符号(PS)的平均复相关响应数量C的可用对数，以及此接收天线的第一个和第二个数据块(DB)的导频符号(PS)对应的已延迟平均复相关响应数量C’的可用对数，其中延迟对应于重发延迟·n·τ；

C表示导频符号(PS)的平均频域复相关响应数量；

C*表示导频符号(PS)的共轭平均频域复相关响应数量；

Tj表示模板系数，如果数据块j中的传输位于此信道中，Tj等于1；否则，Tj等于0。

在如图4所示的MIMO接收机1的可能实施方案中，在第一种工作模式OM1下，由功率计算单元10计算出一组功率估计P1，其中如图4所示，在第一种工作模式OM1下，功率计算单元10通过以下方式计算出一组功率估计P1：获取各个接收天线2-i的第一个和第二个数据块的导频符号(PS)的K/NSC个平均数量复相关响应的平方模数；对MIMO接收机1所有接收天线2-i的所有数据块(DB)的所有已经获取的乘法模数进行求平均值计算。

根据如图4所示的MIMO接收机1的可能实施方案，在第二种工作模式OM₂下，由功率计算单元11计算出一组功率估计P2，其中在第二种工作模式OM₁，功率计算单元11通过以下方式计算出一组功率估计P2：获取各个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号(PS)的K/N_SC个平均数量复相关响应C的平方模数。此外，还可以通过以下计算出功率估计P2：获取各个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号的K/NSC个已延迟的平均数量的复相关响应C’的平方模数；针对MIMO接收机1所有接收天线，对已获取的所有平方模数进行求平均值计算。

在如图1所示的接收机1的可能实施方案中，在第一种工作模式OM₁下，适时地通过第一类阿尔法参数一α1的阿尔法滤波器12对由自相关计算单元8计算出自相关函数估计R1进行过滤，以形成一组已过滤的自相关函数估计()。此外，在第一种工作模式OM1下，通过减法器从计算出的一组功率估计P1中减去噪音功率值σ2，其中，可以适时地通过第一类包括阿尔法参数一α1的阿尔法滤波器14对差值结果进行过滤，以形成一组已过滤的功率估计如图4所示。在所示的MIMO接收机1的实施方案示例中，在接收机1的第一种工作模式OM1下，多普勒计算单元15通过贝塞尔函数的方式计算出多普勒频率估计fD1，对应于一组比值其中这些比值是通过将阿尔法滤波器12发送的已过滤的自相关函数估计与另一个阿尔法滤波器14发送的已已过滤的功率估计相除而得出的。在第一种工作模式OM1下，多普勒计算单元15通过以下方式计算出多普勒频率估计fD1：在从零到贝塞尔函数的第一个极值之间的间隔中定义零阶贝塞尔函数的最邻近的对应参数，其中所定义参数的贝塞尔函数接近于已计算出的各个比值

在可能的实施方案中，可以将所定义的函数与常数值V相乘。在可能的实施方案中，此常数值的计算公式如下：

$V=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{\τ}},$

其中，τ表示数据块(DB)的两个导频符号(PS)之间的时间间隔，

以提供第一种工作模式OM1的多普勒频率估计fD1，各个估计由多普勒

频率计算单元15输出，如图4所示。例如，在FDDLTE上行链路中，

在第一种工作模式OM1中计算出的多普勒频率fD估计可等于：

f_D＝f(R'(1·τ),1·τ)

其中

$R^{\′}(1\·\mathrm{\τ})=\frac{\mathrm{Alphafilter}1\left(R_1(1\·\mathrm{\τ})\right)}{\mathrm{Alphafilter}1(P_1-{\mathrm{\σ}}^2)}$

其中

alphafilter1(R1(1·τ))表示在第一种工作模式OM1下对第一类阿尔法滤波器提供的自相关函数的估计进行求平均值计算的计算结果；其中，y＝f(x,1·τ)是贝塞尔反函数，用于计算间隔x°(0,3.85)上零阶贝塞尔函数的参数，对应于：

$y=\underset{z\∈\left(\mathrm{0,3.85}\right)}{\arg }\{J_0(2\mathrm{\π}1\·\mathrm{\τ}\·z)=x\}$

在可能的实施方案中，使用第二类包括阿尔法参数二α2的阿尔法滤波器对提供的由多普勒计算单元15输出的多普勒频率估计fD1进行过滤，以形成一组在接收机1的第一种工作模式下的已过滤的多普勒频率估计

在如图4所示的接收机1的可能实施例中，在第二种工作模式OM₂下，适时地通过第三类包括阿尔法参数三α3的阿尔法滤波器17对由自相关计算单元9提供的一组自相关函数估计R₂中的各个自相关函数估计进行过滤，以形成一组已过滤的自相关函数估计如图4所示。此外，在第二种工作模式OM₂下，从功率计算单元11提供的计算出的功率估计P₂中，通过减法工具18减去噪音功率值并通过第三类包括阿尔法参数三α3的阿尔法滤波器19对差值结果进行过滤，以形成一组已过滤的功率估计在如图4所示的接收机1的可能实施方案中，在第二种工作模式OM2下，由多普勒计算单元20计算出针对不同重发延迟的一组多普勒频率估计，如图4所示。在第二种工作模式下，多普勒频率计算单元20通过贝塞尔函数的方式计算多普勒频率fD2，以对应于一组比值其中这些比值是通过将阿尔法滤波器17从一组已过滤的自相关函数估计中过滤的各个已过滤的自相关函数估计与另一个阿尔法滤波器19输出的已过滤的功率估计相除而得出的。

在第二种工作模式OM2下，通过以下方式计算出多普勒频率估计fD2：在从零到贝塞尔函数的第一个极值之间的间隔中定义零阶贝塞尔函数的一组最邻近的对应参数，其中这些所定义参数的贝塞尔函数接近于一组已计算出的各个比值

其中，各个所定义的参数可与常数值V相乘，常数值V的计算公式为：

$V=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·n\·\mathrm{\τ}},$

其中，n·τ表示用于对混合自动重发请求(HARQ)做出响应的数据块(DB)的重发延迟，以提供第二种工作模式OM2的多普勒频率估计fD2，此估计由多普勒频率计算单元20输出，如图4所示。在第二种工作模式OM2下，通过对针对不同重发延迟的一组多普勒估计中的所有多普勒频率估计进行求平均值计算，从而计算出多普勒频率估计，以提供第二种工作模式OM2的所有多普勒频率估计fD2。在可能的实施方案中，可以使用第四类包括阿尔法参数四α4的阿尔法滤波器21对由多普勒频率计算单元20在第二种工作模式OM2下计算出的多普勒频率估计进行过滤，以形成一组第二种工作模式OM2的已过滤的多普勒频率估计如图4所示。

例如，对于FDD长期演进(LTE)上行链路(UL)，由多普勒频率计算单元计算的多普勒频率fD的计算公式如下：

$f_D=\frac{1}{3}\left(\underset{n=\mathrm{15,16,17}}{\mathrm{\Σ}}f(R^{\′}(n\·\mathrm{\τ}),n\·\mathrm{\τ})\right)$

其中

$R^{\′}(n\·\mathrm{\τ})=\frac{\mathrm{Alphafilter}3\left(R_2(n\·\mathrm{\τ})\right)}{\mathrm{Alphafilter}3(P_2-{\mathrm{\σ}}^2)},$

其中，n＝15、16、17；

其中，alphafilter(R2(nτ))表示在第二种工作模式OM2下对第三类阿尔法滤波器中的多组自相关函数估计进行求平均值计算的计算结果；其中，J＝f(x,n·τ)是贝塞尔反函数，用于计算间隔x°(0,3.85)上零阶贝塞尔函数的一组参数，对应于：

$y=\underset{z\∈\left(\mathrm{0,3.85}\right)}{\arg }\{J_0(2\mathrm{\πn}\·\mathrm{\τ}\·z)=x\}$

值x≈3,85对应于自相关函数的第一个极值的位置。从图4中可以看出，当前已过滤的多普勒频率估计可以应用到切换控制单元22，此单元可根据切换条件(SC)控制在两种工作模式OM₁、OM₂之间的切换。在可能的示例实施例中，根据切换条件(SC)从第一种工作模式OM₁切换到第二种工作模式OM₂，其中切换条件包括切换条件一SC₁，即混合自动重发请求(HARQ)的可用性。对于切换条件二SC₂，从第一种工作模式OM₁到第二种工作模式OM₂的切换，此切换条件为：在当前工作模式下由MIMO接收机1计算出的当前已过滤的多普勒频率估计小于预定义的频率阈值f_TH，其中，例如，在LTEFDDUL系统的特定示例实施例中，预定义的频率阈值f_TH设置为70Hz；在LTETDDUL系统的特定示例实施例中，预定义的频率阈值f_TH设置为60Hz。ττ此外，根据切换条件三SC3，从第一种工作模式OM1切换到第二种工作模式OM2，其中此切换条件为：在第二种工作模式OM2下针对最小重发延迟nmin·τ计算出的已过滤的自相关函数估计的值大于在第二种工作模式OM2下针对最大重发延迟nmax·τ计算出的已过滤的自相关函数估计的值。

此外，还可以根据切换条件(SC)以及切换控制单元22的控制来执行从第二种模式OM₂到第一种模式OM₁的切换。对于从第二种工作模式OM₂到第一种工作模式OM₁的切换，切换控制单元22使用切换条件四SC₄，即最后一个混合自动重发请求(HARQ)的接收时间与当前时间之间的时间间隔小于预定义的最大时间段M_max。在特定实施方案中，对于LTEFDDUL系统和LTETDDUL系统，此最大时间段M_max可以设置为250ms。可以根据切换条件五SC₅从第二种工作模式OM₂切换到第一种工作模式OM₁，其中切换条件五SC₅为：如果当前工作模式下由MIMO接收机1计算出的当前已过滤的多普勒频率大于预定义的频率阈值f_TH。还可以根据切换条件SC6从第二种工作模式OM2切换到第二种工作模式OM1，其中此切换条件为：在第二种工作模式OM2下针对最小重发延迟(nmin·τ)计算出的已过滤的自相关函数估计的值小于于在第二种工作模式OM2下针对最大重发延迟(nmax·τ)计算出的已过滤的自相关函数估计的值。

图5显示了一个简单的状态图，用于说明估计无线电信系统中的多普勒频率f_D的方法和装置的功能性。例如，可以根据切换条件(SC)将如图4所示的MIMO接收机1在两种工作模式OM1、OM2之间进行切换，如图5所示。两种工作模式OM1、OM2之间的切换可以由如图4所示的MIMO接收机1中的切换控制单元22进行控制。例如，在可能的实施方案中，可以通过配置界面的方式配置切换条件(SC)。还可以在配置存储器中对切换条件(SC)进行预配置并进行存储。如图4所示的模块包括预处理模块3-i到7-i，这些模块，这些模块可以通过硬件模块的方式实现。在可能的实施例中，预处理模块3-i到7-i也可以通过软件模块的方式实现。用于两种工作模式OM₁、OM₂的计算模块，即模块8到21，以及切换控制模块22可以通过硬件模块的方式实现，也可以通过软件模块的方式实现。向减法工具13、18提供的估计噪音可以由噪音功率估计单元提供，图4中未显示此单元。MIMO接收机1的接收天线2-i的数量N可以改变。在可能的实施例中，MIMO接收机可以包括N＝4个接收天线2-i。例如，在另一个实施例中，MIMO接收机1采用了2个接收天线2-i。在可能的特定实施例中，延迟线7-i的时长L是可以配置的，可以通过调整以适应对应的电信系统。例如，对于LTEFDD上行链路系统，延迟线7-i的时长L可以设置为8ms。再例如，对于LTETDD上行系统，延迟线7-i的时长L可以设置为10ms。在如图4所示的实施方案中，MIMO接收机1包括多个滤波器，滤波器12、14、16，用于第一种工作模式OM₁，滤波器17、19、21用于第二种工作模式OM₂。在可能的实施例中，会使用到阿尔法滤波器。在特定实施方案中，第一类阿尔法滤波器，即滤波器12、14，其阿尔法参数值设置为0.01。此外，在特定实施方案中，阿尔法滤波器16的阿尔法参数二α2设置为0.03。在可能的实施方案中，第三类阿尔法滤波器17、19的阿尔法参数三α3设置为0.007。在可能的实施方案中，第四类阿尔法滤波器21的阿尔法参数四α4设置为0.3。在可能的实施方案中，阿尔法参数值也可以调节适应。在可能的实施方案中，阿尔法参数值存储在与阿尔法滤波器相连的配置存储器内。此外，可以由外部控制单元通过配置界面来对阿尔法参数值进行调节。

图6显示了一个流程图，用于说明在根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中多普勒频率fD的方法的可能实施方案的流程。

从图6中可以看出，在步骤1(S1)中，收到了数据块(DB)，例如如图4所示的MIMO接收机1收到了数据块(DB)。在图6所示的实施例中，接收机1最初设置为第一种工作模式OM₁。在步骤2(S2)中，在第一种工作模式下，根据两个导频符号(PS)之间的时间间隔计算出相关值，例如针对进行计算。例如，在步骤S1中，将阿尔法参数值设置为0.01。在步骤3(S3)中，核对切换条件一SC₁，即切换条件控制单元22核对在切换条件一SC₁下混合自动重发请求(HARQ)是否收到、是否有效。当收到了混合自动重发请求(HARQ)之后，即满足了此切换条件SC₁，将继续步骤S4。在步骤S4中，针对重发延迟时间例如可以针对7ms的延迟时间，计算相关性。例如，第三类阿尔法滤波器的阿尔法参数值可以设置为0.007。如果在步骤S3中确定了不符合切换条件一SC₁，即没有收到HARQ，将在步骤S5中核对接收机是处于第一种工作模式OM₁还是处于第二种工作模式OM₂。如果接收机处于第二种工作模式OM₂，将在步骤S6中核对另一个切换条件SC₄。切换条件四SC₄可以为：最后一个混合自动重发请求(HARQ)的接收时间与当前时间之间的时间间隔小于预定义的最大时间段M_max。例如，在可能的特定实施方案中，此最大时间段M_max可以设置为250ms。如果不符合切换条件四SC₄，将在步骤S7中设置第一种工作模式OM₁。否则，此流程将继续步骤S8，如图6所示。在步骤S6中进行了计算之后，在步骤S9中，此流程将核对是否符合切换条件二SC₂和切换条件三SC₃。在可能的实施方案中，切换条件二SC₂可以为：在当前工作模式下由接收机1计算出的当前已过滤的多普勒频率估计小于预定义的频率阈值f_TH。例如，在LTEFDD上行(UL)系统中，频率阈值f_TH可以设置为70Hz。再例如，在LTETDD上行(UL)系统中，频率阈值f_TH可以设置为60Hz。此外，在步骤S9中还将核对是否符合切换条件三SC₃。在可能的实施方案中，切换条件三SC3为：在第二种工作模式OM2下针对最小重发延迟(nmin·τ)计算出的已过滤的自相关函数的值大于在第二种工作模式OM2下针对最大重发延迟(nmax·τ)计算出的已过滤的自相关函数的值。例如，对于LTE上行链路，n_min可以为15；n_max可以为17。如果符合切换条件二SC₂和切换条件三SC₃，则在步骤S10中，设置第二种工作模式OM₂，如图6所示。否则，在步骤S11中，将工作模式(OM)设置为第一种工作模式OM₁。如果接收机处于第一种工作模式OM₁，则在步骤S12中，进行多普勒频率的计算，如图6所示。因此，在步骤S8中，在第二种工作模式OM₂下进行多普勒频率f_D的计算；而在步骤S12中，则在第一种工作模式OM₁下进行多普勒频率f_D的计算。例如，在步骤S8中即在第二种工作模式OM₂下的多普勒频率计算由如图4所示的MIMO接收机1中的模块9、11、17、18、19、20、21执行。在步骤S12中，在第一种工作模式OM₁下的多普勒频率f_D计算由如图4所示的MIMO接收机1中的模块8、10、12、13、14、15、16执行。因此，模块8、10、12、13、14、15、16构成了用于第一种工作模式OM₁的第一计算单元23，模块9、11、17、18、19、20、21构成了用于第二种工作模式OM₂的计算单元24。用于两种工作模式OM₁、OM₂的计算单元23、24可以通过硬件模块的方式实现，也可以通过软件模块的方式实现。在可能的实施例中，步骤S8由用于第二种工作模式OM₂计算单元24执行，而步骤S12由用于第一种工作模式OM₁的计算单元23执行。在可能的实施方案中，这两个用于两种不同工作模式OM₁、OM₂的计算单元23、24可以由针对工作模式OM₁或OM₂提供的各个实体构成。在另一个实施例中，用于两种工作模式的计算单元23、24可以由同一实体构成，此实体能够切换和调整到当前工作模式OM₁、OM₂。在这种特定的实施例中，阿尔法滤波器12、14的阿尔法参数一α1能够切换到对应的阿尔法滤波器17、19的阿尔法参数三α3。此外，阿尔法滤波器16的阿尔法参数二α2可以切换到阿尔法滤波器21的阿尔法参数四α4。因此，在此实施例中，对模式1的自相关计算单元8进行切换，以形成模式2的自相关计算单元9。同样，可以对功率计算单元10进行切换，以形成第二种工作模式OM₂的功率计算单元11。因此，在某个实施例中，提供了两个不同的计算单元23、24用于两种不同工作模式OM；而在另一个实施例中，提供了单个计算单元，可进行相应地调整，用于两种工作模式OM₁、OM₂。

图7显示了一个阿尔法滤波器的可能实施方案的电路图，此阿尔法滤波器可与如图4所示的MIMO接收机1配合使用。如图7所示的阿尔法滤波器是一个数字滤波器，用于接收输入信号x(n)和作为输出的已过滤信号y(n)。它包括内部输出寄存器REG。通过乘法运算将接收信号x(n)与各个阿尔法参数值α相乘，并此相乘的结果与包括之前的输出信号y(n-1)与倍增系数(1-á)相乘的结果的反馈信号加起来。因此，阿尔法滤波器的输出信号y(n)的计算公式为：

y(n)＝αx(n)+(1-α)y(n-1)

例如，如图7所示的阿尔法滤波器可用于实现如图4所示的MIMO接收机1的示例实施例中显示的阿尔法滤波器12、14、16、17、19、21。

图8显示了一个图表，用于说明根据本发明的第一个方面所述的用于估计无线电信系统中多普勒频率f_D的方法。图8还显示了大量副载波N_SC的归一化自相关函数的相关性。从图8中可以看出，例如对于长期演进(LTE)无线电信系统，例如，副载波的数量NSC选择为6，传播信道不会出现明显的变化，即性能损失低于0.3分贝。

图9显示了在传播信道中多普勒频率的平均输出1的相关性。曲线I显示了输出信噪比(SNR)＝3分贝。曲线II显示了信噪比(SNR)＝10分贝的输出值，曲线III显示了信噪比(SNR)＝30分贝的输出。曲线IV显示理想的输出。在第一种工作模式OM₁中，如果多普勒频率较低，且信噪比(SNR)也较低，估计显示性能较低。在这种情况下，根据本发明所述的方法和装置能够切换到第二种工作模式OM2以提高性能。

图10显示了针对不同的多普勒频率和在0ms-9ms之间的不同时间延迟的自相关函数。可以看出，如果多普勒频率较高，即多普勒频率大于70Hz，自相关函数的多个弧形可以与从0ms到7ms的延迟的间隔相吻合。从理论上讲，衰落取样的平均自相关函数可以使用零阶贝塞尔函数来表示，但是，实际上，这往往会导致自相关函数明显不同于理论上的自相关函数。这取决于基站周围的环境以及基站或接收机周围建筑物的具体地理位置。因此，只需要考虑多普勒频率估计的自相关函数的主要部分，即J0(x),x°(0,3.85)，其中x＝3.85对应于如图11所示的函数的第一个极值的位置。从图10中可以判断更宽的频率的精确值，即预定义频率阈值f_TH，本发明的方法和装置在此处进行工作模式OM切换。例如，对于LTEFDD上行模式，频率最高为70Hz，自相关函数只有一种含义，即如果多普勒频率f_D进一步增大，则自相关函数有多种含义，出现歧义。例如，对于频率150Hz，自相关函数三次经过自相关值等级0.25，分别为2ms、7ms、8ms。为了避免自相关函数出现多种含义，针对低于预定义的频率阈值fTH的频率使用附加延迟，例如对于FDDLTE上行链路，fTH为70；对于TDDLTE上行链路，fTH为60或50Hz。

图12a-12h显示了不同环境的多普勒估计和噪音功率估计，尤其是不同的信噪比(SNR)，以将根据本发明的工作模式OM₁的方法(A)与传统的过零率(ZCR)算法(Z)或传统的滞后电平通过率(LCR)算法(H)进行比较。从图12a-12h可以看出，根据本发明的第一个方面的工作模式OM1的方法优于传统的过零率(ZCR)算法(Z)或传统的滞后电平通过率(LCR)算法(H)。

图13a-13f显示了针对不同参数的多普勒频率估计的不同快照。

图13a显示了多普勒估计，其中多普勒频率为10Hz，调制为64QAM，10个资源块，信噪比(SNR)＝-5分贝，重发码率＝1/33.75。图13a显示了针对第一种工作模式OM₁以及第二种工作模式OM₂的多普勒估计，其中对于第二种工作模式OM₂，显示了针对动态调度(DS)和非动态(静态)调度(SS)的多普勒频率估计。

图13b显示了一段时间的多普勒估计，其中多普勒频率fD＝30Hz，信噪比(SNR)＝-15分贝，调制资源块与重发码率与图13a中的相同。

图13c显示了多普勒估计，其中多普勒频率fD＝70Hz，信噪比(SNR)＝-5分贝，调制资源块与重发码率与图13a、13b中的相同。

此外，Fig.13d显示了多普勒估计，其中多普勒频率fD＝100Hz，调制资源块与重发码率与图13a-13c中的相同。

Fig.13e显示了多普勒估计，其中多普勒频率fD＝150Hz，调制资源块与重发码率与图13a-13d中的相同。

图13f显示了多普勒估计，其中多普勒频率为10Hz，信噪比(SNR)＝-4分贝，或10个调制资源块，重发码率＝1/33.75。

图13a-f还显示了切换条件的有效性。从图13d中可以看出，(多普勒频率100Hz)，算法的两种模式OM1和OM2之间没有区别；甚至有时算法的输出可能会低于fTH(例如，对于FDDLTE上行链路，fTH为70Hz)，切换条件SC3能够防止从工作模式OM1到工作模式OM2.的切换错误。

图13a-f显示了当SNR不同时的算法的有效性。当SNR较高时，则工作模式OM1的算法则提供良好的性能；当SNR较低，HARQ不断地增加时，算法则将切换到第二种工作模式OM2，能够提高多普勒估计的性能。

根据本发明的第一个方面所述的用于估计多普勒频率f_D的方法可用于不同的无线电信系统，尤其是长期演进(LTE)无线电信系统，尤其是长期演进(LTE)FDD或TDD系统。本发明用于估计无线电信系统中的多普勒频率fD的方法和装置也可用于其他使用混合自动重发请求(HARQ)的无线电信系统。

如图9所示的在传播信道中的多普勒频率计算表明，在第一种工作模式OM₁，如果用户的速度和信噪比(SNR)都比较低，本方法提供的性能则较低。这是由于对于0.5ms而言，当用户速度的变化较小时，则自相关函数的值非常小，如表1所示。

例如，当用户速度的变化为10倍时，例如从3km/h到30km/h，针对0.5ms的自相关函数的变化只有1.3％。如果自相关函数包括噪音至，如此小的自相关函数值的变化会妨碍到获取到高质量的多普勒函数的估计值。要克服这个缺点，工作模式OM₁的估计结果，本方法和装置将切换到第二种工作模式OM₂，以将用于估计自相关函数的HARQ取样作为附加延迟。本发明用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法和装置可以通过硬件或软件模块实现。此方法可以通过执行软件程序或执行软件模块的形式执行。在所示的实施例中，根据本发明所述的方法包括两种工作模式OM₁、OM₂，尤其是第一种工作模式OM₁，例如适用于较高的多普勒频率，而另一种工作模式OM2则适用于较低的多普勒频率。工作模式(OM)之间的切换基于当前多普勒频率估计的混合自动重发请求(HARQ)以及可能的多普勒频率估计的下限。在其他实施例中，可以提供两个以上的工作模式(OM)，工作模式之间的切换根据切换条件(SC)执行。在可能的实施例中，此方法由使用OFDM符号的无线电信系统使用。用于估计无线电信系统中的多普勒频率的估计的方法和装置仅限于使用OFDM符号的系统，但是可用于任何使用导频符号(PS)的多载波系统。因此，导频符号(PS)之间的时间间隔τ在不同的实施例中可以各不相同。此外，重发延迟，比两个导频符号(PS)之间的时间间隔τ要长一段预定义系数n的时间，它也可以依据系数n而变化，同时可以对其进行调节以适应相应的无线电信系统。用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法可以在任何提供的接收机或收发机中执行，例如在基站(BS)的接收机或收发机中执行，同时也可以在无线电信系统的其他节点内执行，尤其是在移动台(MS)的收发机内。根据本发明的另一个方面，无线电信系统的接收机用于执行根据本发明的第一个方面所述的用于估计多普勒频率的方法。此接收机可以是MIMO接收机，如图4所示。此外，此接收机还可以包括其他数量的接收天线2-i。工作模式OM₁、OM₂之间的切换控制由集成切换控制单元22进行控制，如图4所示。此外，这两种工作模式OM₁和OM₂之间的切换可以由外部控制单元进行控制，以对应用于接收机的控制信号进行响应。可以对阿尔法滤波器、计算模块、自相关函数和多普勒频率等的各种参数进行预配置，同时也可以在数据块接收期间对这些参数进行调节。而且，可以针对不同数据传输要求的不同无线电信系统，对接收机中的模块进行调节或配置。可以通过外部控制装置进行调节和配置，以响应配置设置，并将这些调节和配置应用于接收机。多普勒频率估计的计算还可以通过贝塞尔函数之外的其他函数进行计算。还可以根据配置信号对此函数进行调节和配置，也可以在接收机的确认存储器预配置此函数。在可能的实施例中，可以使用卡尔曼滤波或某些其他类型的滤波器替代阿尔法滤波器。

为便于理解，本描述中应用了本技术领域中广泛采用的某些缩略词和概念。由于提供了特定的名称或标签，因此本发明并不限制单元或设备。相应地，本发明适用于所有方法和操作设备。本发明还保留了可能与缩略词相关的各种系统的关系。

本发明不仅描述了与特定实施例有关的内容，还清楚地描述了本发明能够结合各种实施例或其中的功能，以及做进一步的修改。本规范旨在涵盖本发明的任何变量、使用、改编或实施；不排除启用软件的单元和设备，处理非关键性的不同序列顺序或者功能或实施例的相互非排他性结合；一般在后续权利要求(如下所述)范围内，本发明的原理有助于个人熟知本发明所属的技术领域。

Claims (23)

1.一种用于估计无线电信系统中的多普勒频率的方法：

其中，重发数据块时存在预定义的重新发送延迟，以响应混合自动重发请求，其中每个数据块包括至少一个导频符号；

其中，在第一种工作模式下，基于两个导频符号之间的时间间隔计算多普勒频率；在第二种工作模式下，基于重发延迟计算多普勒频率；

其中，所述数据块中的符号由正交频分复用符号组成，其中各个符号包括循环前缀；

其中，发送的数据块由MIMO接收机的N个预定义数量的接收天线接收；

其中，各个接收天线提供一组数据块，其中数据块包括预定义数量的时域复相关响应；

其中，在各个包括时域复相关响应的数据块中，各个响应的循环前缀已被删除，而且剩余响应已通过离散傅里叶变换变换为频域，以提供一组数据块，其中数据块针对接收机的各个接收天线提供K个预定数量的频域复相关响应；

其中，在针对各个接收天线提供的一组K个频域复相关响应中，选择导频符号的K个复相关响应的对应数据块，以针对各个接收天线形成一组数据块，其中数据块包括导频符号的K个复相关响应；

其中，在第一种工作模式下，通过贝塞尔函数计算出多普勒频率估计，以对应于一组第一个比值，其中这些比值是通过将第一个已过滤的自相关函数估计与第一个已过滤的功率估计相除而得出的；

其中，在第二种工作模式下，通过贝塞尔函数计算出针对不同传输延迟的一组多普勒频率估计，以对应于一组第二个比值，其中这些比值是通过将一组第二个已过滤的自相关函数估计中的各个已过滤的自相关函数与第二个已过滤的功率估计相除而得出的。

2.根据权利要求1所述的方法：

其中，每个数据块包括至少有两个时隙的子帧，其中各个时隙包括预定义数量的数据符号和导频符号。

3.根据权利要求1或2所述的方法：

其中，重发延迟比两个导频符号之间的时间间隔要长一段预定义系数的时间。

4.根据权利要求3所述的方法：

其中，各个数据块包括导频符号的K个复相关响应，对OFDM符号使用的副载波数量NSC进行求平均值计算，以针对接收机的各个接收天线形成一组数据块，其中各个数据块包括导频符号的K/NSC个平均数量的复相关响应。

5.根据权利要求4所述的方法：

其中，在预定义数量的接收天线中，将各个接收天线提供的各个数据块传送到K/NSC个N延迟线中，其中各个数据块包括导频符号的K/NSC个平均数量的复相关响应，同时各个线路提供预定义时长的时间延迟，以在各个延迟线的输出端针对接收机的各个接收天线形成一组数据块，其中各个数据块包括导频符号的K/NSC个N延迟的平均数量的复相关响应；

其中，N表示接收机的接收天线的数量。

6.根据权利要求5所述的方法：

其中，针对接收机的各个接收天线，基于一组包括导频符号的平均数量的复相关响应的数据块与一组包括导频符号的已延迟的平均数量的复相关响应的数据块，计算出一组自相关函数估计。

7.根据权利要求6所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，第一组第一个自相关函数估计的计算方法如下：

针对各个接收天线，将子帧中第一个时隙的导频符号的K/NSC个平均数量的复相关响应与上述子帧中第二个时隙的导频符号的对应共轭平均数量的复相关响应相乘；

针对N个接收天线中的各个天线，计算K/NSC个已获取的相乘结果的实数部分的平均值，以提供针对接收机的各个接收天线的平均值；

为已获取的接收机所有接收天线的平均值进行求平均值计算，以提供各个第一个自相关函数估计。

8.根据权利要求7所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，根据以下公式计算第一个自相关函数估计：

$R_1(1\·\mathrm{\τ})=\frac{1}{\frac{K}{N_{SC}}N}\underset{m=1}{\overset{N}{\Σ}}\underset{i=1}{\overset{K/N_{sc}}{\Σ}}\mathrm{Re}\{C_{m,j,i}\·C_{m,j-1,i}^{*}\}$

其中

τ表示同一数据块中两个导频符号之间的时间间隔；

K/NSC表示各个数据块的导频符号的平均复相关响应数量；

N表示接收机的接收天线的数量；

C表示导频符号的平均频域复相关响应数量；

C*表示导频符号的共轭平均频域复相关响应数量；

j为整数，且1≤j≤L，L为预定义时长。

9.根据权利要求6所述的方法：

其中，在第二种工作模式下，根据以下公式计算一组第二个自相关函数估计：

$R_2(n\·\mathrm{\τ})=\frac{1}{\frac{K}{N_{SC}}{N}_n\·N}\underset{m=1}{\overset{N}{\Σ}}\underset{i=1}{\overset{K/N_{sc}}{\Σ}}\underset{j=1}{\overset{L}{\Σ}}\mathrm{Re}\{C_{m,j,i}\·C_{m,j-n,i}^{*}\·T_j\·T_{j-n}\}$

对于最小重发延迟和最大重发延迟之间的多个整数n；

其中

n·τ表示用于对混合自动重发请求做出响应的数据块的重发延迟；

K/NSC表示各个数据块的导频符号的平均复相关响应数量；

Nn表示每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号的平均复相关响应数量的可用对数，以及此接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号对应的已延迟平均复相关响应数量的可用对数，其中延迟对应于重发延迟n·τ；

C表示导频符号的平均频域复相关响应数量；

C*表示导频符号的共轭平均频域复相关响应数量；

Tj表示模板系数，如果数据块j中的传输位于此信道中，Tj等于1；否则，Tj等于0；

N表示接收机的接收天线的数量；

L为预定义时长。

10.根据权利要求1所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，通过以下方式计算出一组第一个功率估计：同时获取到每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号的K/NSC个已延迟的平均数量的复相关响应C'的平方模数；

对接收机所有接收天线的所有数据块的所有已经获取的乘法模数进行求平均值计算；

其中，K/NSC表示各个数据块的导频符号的平均复相关响应数量。

11.根据权利要求1所述的方法：

其中，在第二种工作模式下，通过以下方式计算出一组第二个功率估计：同时获取到每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号的K/NSC个平均数量的复相关响应的平方模数；

同时获取到每个接收天线的第一个和第二个数据块的导频符号的K/NSC个已延迟的平均数量的复相关响应的平方模数；

对接收机所有接收天线的所有数据块的所有已经获取的乘法模数进行求平均值计算；

其中，K/NSC表示各个数据块的导频符号的平均复相关响应数量。

12.根据权利要求7或8所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，适时地通过第一类包括阿尔法参数一的阿尔法滤波器对第一个自相关函数估计进行过滤，以形成一组第一个已过滤的自相关函数估计。

13.根据权利要求10所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，从计算出的一组第一个功率估计中减去噪音功率值，并适时地通过第一类包括阿尔法参数一的阿尔法滤波器对减法运算的结果进行过滤，以形成一组第一个已过滤的功率估计。

14.根据权利要求13所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，通过以下方式计算出多普勒频率估计：在从零到贝塞尔函数的第一个极值之间的间隔中定义零阶贝塞尔函数的一组最邻近的对应参数，其中所定义参数的贝塞尔函数接近于一组已计算出的各个第一个比值，

其中，各个所定义的参数可与常数值V相乘，

其中 $V=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{\τ}},$

τ表示数据块的两个导频符号之间的时间间隔，

以提供第一种工作模式的多普勒频率估计。

15.根据权利要求14所述的方法：

其中，在第一种工作模式下，通过第二类包括阿尔法参数二的阿尔法滤波器对提供的多普勒频率估计进行过滤，以形成一组第一种工作模式的已过滤多普勒频率估计。

16.根据权利要求9所述的方法：

其中

在第二种工作模式下，适时地通过第三类包括阿尔法参数三的阿尔法滤波器对一组第二个自相关函数估计中的各个自相关函数估计进行过滤，以形成一组第二个已过滤的自相关函数估计。

17.根据权利要求11所述的方法：

其中，在第二种工作模式下，从第二个功率估计中减去噪音功率值，并适时地通过第三类包括阿尔法参数三的阿尔法滤波器对减法运算的结果进行过滤，以形成一组第二个已过滤的功率估计。

18.根据权利要求17所述的方法：

其中，在第二种工作模式下，通过以下方式计算出针对不同重发延迟的一组多普勒频率估计：在从零到贝塞尔函数的第一个极值之间的间隔中定义一组零阶贝塞尔函数的最邻近的对应参数，其中这些所定义参数的贝塞尔函数接近于已计算出的各个比值，

其中，各个所定义的参数可与常数值V相乘，

其中 $V=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·n\·\mathrm{\τ}},$

nτ表示用于对混合自动重发请求做出响应的数据块的重发延迟。

19.根据权利要求18所述的方法：

其中，在第二种工作模式下，通过对针对不同重发延迟的一组多普勒估计中的所有多普勒频率估计进行求平均值计算，从而计算出多普勒频率估计，以提供第二种工作模式的多普勒频率估计。

20.根据权利要求19所述的方法：

其中，在第二种工作模式下，通过第四类包括阿尔法参数四的阿尔法滤波器对提供的多普勒频率估计进行过滤，以形成一组第二种工作模式的已过滤多普勒频率估计。

21.根据权利要求5所述的方法：

其中，根据切换条件从第一种工作模式切换到第二种工作模式，切换条件包括：

切换条件一，即混合自动重发请求的可用性；

切换条件二，即在当前工作模式下由接收机计算出的当前已过滤的多普勒频率估计小于预定义的频率阈值；

切换条件三，即在第二种工作模式下针对最小重发延迟计算出的第二个已过滤的自相关函数估计的值大于在第二种工作模式下针对最大重发延迟计算出的第二个已过滤的自相关函数估计的值。

22.根据权利要求1所述的方法：

其中，根据切换条件从第二种工作模式切换到第一种工作模式，切换条件包括：

切换条件四，即最后一个混合自动重发请求的接收时间与当前时间之间的时间间隔小于预定义的最大时间段；

切换条件五，即在当前工作模式下由MIMO接收机计算出的当前已过滤的多普勒频率大于预定义的频率阈值；

切换条件六，即在第二种工作模式下针对最小重发延迟计算出的第二个已过滤的自相关函数估计的值大于在第二种工作模式下针对最大重发延迟计算出的第二个已过滤的自相关函数估计的值。

23.根据权利要求12所述的方法：

其中，阿尔法滤波器的阿尔法参数包括：

阿尔法参数一，设置为0,01；

阿尔法参数二，设置为0,03；

阿尔法参数三，设置为0,007；

阿尔法参数四，设置为0,3。