CN103475601B

CN103475601B - 与信道估计有关的方法

Info

Publication number: CN103475601B
Application number: CN201310349641.3A
Authority: CN
Inventors: 萨塔·萨塔南塔恩; 凯文·林; 坦·布伊; 多布里卡·瓦西克
Original assignee: Lenovo Innovations Co ltd Hong Kong
Current assignee: Lenovo Innovations Co ltd Hong Kong
Priority date: 2007-07-31
Filing date: 2008-07-28
Publication date: 2016-12-28
Anticipated expiration: 2028-07-28
Also published as: CN101939933B; EP2180619A1; WO2009017083A1; EP2180619A4; CN103475601A; US20100136919A1; JPWO2009017083A1; US8457225B2; CN101939933A

Abstract

本发明涉及与信道估计有关的方法，公开了可在无线通信系统中使用的方法，以及适合使用这些方法的系统。在优选形式中，这些方法可在使用正交频分复用（OFDM）的无线通信系统中用于信道估计。系统设有用于优化信道估计的控制块。

Description

与信道估计有关的方法

本申请是PCT国际申请日为2008年7月28日、PCT国际申请号为PCT/JP2008/063498（国家申请号为200880101320.9）、名称为“与信道估计有关的方法”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及可在无线通信系统中使用的方法，以及适合使用这些方法的系统。在优选形式中，这些方法可在使用正交频分复用（OFDM）的无线通信系统中用于信道估计。

背景技术

使用与第三代合作伙伴计划（3GPP）所使用的术语一致的术语来描述本发明的优选实施例将是方便的。然而，不应将本发明视为被限制为在遵照3GPP标准的网络中使用。

申请人并不承认在此讨论的现有技术构成本申请优先权日之前的本领域公知常识。

贯穿本说明书，将使用如下缩写和首字母缩略词。

RS	基准信号
		CE	信道估计
RE	资源要素
		CIR	信道脉冲响应
VCIR	虚拟CIR
		CFR	信道频率响应
VCFR	虚拟CFR
		TF	时间频率
CP	周期前缀

ABS	绝对值
		FH	RS的频率跳跃
UE	用户设备
		LTE	3GPP网络的长期演进

在OFDM系统中，导频符号或RS被插入到发送信号中的时间频率（TF）栅格（grid）中，以使得UE能够为所有RE承载数据估计信道。为了使与RS有关的开销保持较小，如下图1所示，RS RE被按照时间和频率间隔。

在图1中：

在时间方向上的一个时隙（slot）中存在7个OFDM符号

在频率方向上存在17个子载波

时隙中的第1个和第5个OFDM符号承载RS

斜线阴影线的RE和交叉线阴影线的RE包含RS

频域中的RS间隔是6。

存在多种方式来完成针对其余RE的CE。在典型的方法中，可以遵照如下步骤：

UE首先得到针对其中RS被发送的OFDM符号（例如，该示例中时隙中的第1个和第5个OFDM符号）中的每个子载波的CE；（参见以下的块M1到M6）。

UE使用时间内插来得到针对其中RS未被发送的OFDM符号（例如，该示例中时隙中的第2个、第3个、第4个、第6个和第7个OFDM符号）中的每个子载波的CE（参见以下的块M7）。

图2示出用于在UE中执行CE的基本系统。现将简要描述其操作：

在该讨论中，令Nrs表示一个OFDM符号中RS RE的数目

块M1-使用Nrs个RS RE来生成试探性估计（tentative estimate）的向量，该向量的长度Nls=Nrs。

块M2-将来自块M1的向量用作输入，生成大小为N的VCFR向量，其中N是大于Nls的最小的2个幂。最简单的方式是在输入向量的结尾添加（N-Nls）个零。

块M3-执行N点IFFT。

块M4-执行时域信号的去噪，即，使得量级（magnitude）小于预设去噪阈值的所有样本变为零。

块M5-执行N点FFT。

块M6-执行RS RE之间的频率内插以得到针对OFDM符号中所有子载波（6Nrs）的CE。

块M7-执行时间内插以得到针对OFDM符号中未承载RS的所有子载波的CE。

然而，使用这样的系统，可能在不同信道条件下不能够得到准确的CE，信道条件主要是用多普勒（Doppler）、延迟扩展和噪声水平来定义的。

发明内容

在本发明的第一方面中，提供了一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：接收包括第一数目的基准信号的信号；基于所述第一数目的基准信号来生成第二数目的试探性信道估计，其中信道估计的所述第二数目大于所接收基准信号的所述第一数目。

该方法可以包括：生成针对所接收的基准信号的信道估计，并且通过在两个或多个相邻基准信号间进行内插来估计针对所述所接收的基准信号间的一个或多个信号位置的试探性信道估计。

所述内插可以优选地是选自线性内插或者LMMSE内插的。

所述内插可以是在时间维度或者频率维度中的任一个上的相邻基准信号对之间执行的。

一个或多个数目的试探性信道估计以及用于生成的内插类型可以是基于信号参数或条件来确定的。

关于信号位置的内插值可以是基于针对所述信号位置的任一侧的多个信号位置的信道估计的。

关于信号位置的内插值可以是基于针对所述信号位置的任一侧的多个信号位置的信道估计的加权值的。

在本发明的第二方面中，提供了一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：创建与针对多个信号位置的信道估计相对应的第一向量；通过如下操作来创建针对增加的多个信号位置的信道估计的第二向量：基于所述第一向量的一端的多个信道估计，通过外推确定从所述第一向量继续的X个附加信号位置的值；基于所述第一向量的另一端的多个信道估计，确定与所述X个附加信号位置间隔开的Y个附加信号位置的值。

该方法还可以包括：在所述X个附加信号位置和所述Y个附加信号位置间进行内插以填充（populate）介于它们之间的向量中的至少若干个信号位置。

所述外推可以是选自线性外推或者LMMSE外推的。

介于所述X个附加信号位置和所述Y个附加信号位置之间的未通过内插而被填充的信号位置可以被填入零。

外推或内插的任一个的参数可以是基于信号参数或条件来确定的。

所述第二向量的长度优选地等于比所述第一向量的长度更大的下一个2的幂。

在本发明的第三方面中，提供了一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：接收包括代表所述信号中的多个信号位置的信道估计的2ⁿ个时域样本的时域信号；利用如下方法的一个或多个对所述时域信号去噪：用预定值替换所有小于阈值的样本；向所述信号应用一个或多个窗口，并且用预定值替换所述窗口之外的所有样本；向所述信号应用一个或多个窗口，并且根据第二去噪算法来处理所述窗口之外的样本。

所述一个或多个窗口的参数可以是基于如下因素的任一个来确定的：所述信号的延迟扩展；或者在所述时域信号中检测到的一个或多个峰值的位置。

所述时域信号中峰值的位置可以是通过如下操作来检测的：对所述时域信号进行上采样；并且应用滤波器来增强疑似峰值。

所述预定值优选地是零。

所述阈值优选地被适应性地设定。

所选择的去噪方法和/或所选择的去噪方法的参数可以是基于信号参数或条件来确定的。

在本发明的第四方面中，提供了一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：接收代表关于所述信号的经预处理的CE数据的时域信号；进行FFT以生成多个频域CE值；对所述多个频域CE值进行后处理以将多个CE值分配给所述信号中的多个信号位置。

所述后处理可以包括：在由所述FFT输出的两个或多个CE值间进行内插，以确定针对介于已知为对应于所述FFT的输出CE值的信号位置间的至少一个信号位置的CE值。

所述内插可以优选地是线性内插或LMMSE内插。

所述时域信号优选地是通过在预定信号位置间添加零而经过预处理的。

所述后处理还可以包括，基于至少两个已知信号位置的CE进行外推以确定针对在频带边缘处的信号位置的CE。

优选地LMMSE外推被使用。

优选地，该方法中所选择的至少一个参数可以是基于信号参数或条件来确定的。

在本发明的第五方面中，提供了一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：获得针对在第一时间位置中的所有子载波的CE；获得针对在第二时间位置中的所有子载波的CE；以及在针对频率子载波的所得到的CE值间进行外推以得到针对中间信号位置的CE值。

所述内插就可以是线性内插或LMMSE内插的任一个。

该方法还可以包括基于至少一个信号参数或条件在线性内插或LMMSE内插之间进行选择。

在本发明的上述方面中，对方法进行控制所基于的信号参数或条件可以包括：

信号延迟扩展；

信号多普勒频率；

信噪比；

CP长度。

在本发明的第六方面中，提供了一种在被配置为接收如下信号的系统中使用的信道估计方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：生成关于多个信号位置的第一数目的试探性信道估计的初始集合；生成包括Nls个信道估计的信道估计向量，其中Nls大于试探性信道估计的所述第一数目；将所述向量转换到时域信号中；对所述时域信号进行去噪；处理所述经去噪的信号以生成代表不等于第一数目的试探性信道估计的多个CE值的频域信号；在至少若干个CE值间进行内插以确定针对多个信号位置的CE值。

所述生成第一数目的试探性信道估计的初始集合的步骤优选地是根据本发明的一个方面的实施例来执行的。

所述生成信道估计向量的步骤优选地是根据本发明的一个方面的实施例来执行的。

所述对时域信号进行去噪的步骤优选地是根据本发明的一个方面的实施例来执行的。

所述处理经去噪的信号以生成频域信号的步骤优选地是根据本发明的一个方面的实施例来执行的。

所述在至少若干个CE值间进行内插的步骤优选地是根据本发明的一个方面的实施例来执行的。

在上述实施例中，所述信号优选地是OFDM信号。

在本发明的第七方面中，提供了一种在电信网络的移动终端中使用的、包括被配置为执行根据本发明的一个方面的方法的至少一个处理块的系统。

优选地，该系统包括被配置为执行根据本发明的各方面的多个方法的多个处理块。

该系统还可以包括被配置为基于信号参数或发送条件来控制至少一个所述处理块的控制装置。

所述控制装置优选地被配置为基于如下因素的一个或多个来控制至少一个所述处理块：信号延迟扩展；信号多普勒频率；信噪比；CP长度。

所述控制装置优选地适合根据表1来控制所述一个或多个处理块。

优选地，该系统被配置为接收OFDM信号。

在本发明更进一步的方面中，提供了一种包括根据本发明的上述方面中的一方面的实施例而制造的系统的移动终端。

附图说明

现将通过参考附图描述仅作为非限制性示例的本发明的说明性实施例，在附图中：

图1示出说明在OFDM系统中的两个时隙上的RS RE布置的时间-频率（TF）栅格；

图2是示出在无线通信系统中操作的设备中的传统信道估计系统的示意性框图；

图3是示出根据本发明实施例操作的、用作在无线通信系统中操作的设备中的信道估计系统的系统的示意性框图；

图4示出在本发明的实施例中在确定VCFR的同时执行的内插方法；

图5示出在本发明的实施例中的信道的示例性VCIR；

图6A示出在本发明的系统中使用的频率内插的第一示例，其中参数N=256，P=4并且试探性CE间的间隔是3；

图6B示出在本发明的系统中使用的频率内插的第一示例，其中参数N=256，P=2并且试探性CE间的间隔是3；

图7示出在本发明的系统中使用的频率内插的第一示例，其中参数N=128，P=8并且试探性CE间的间隔是6；

图8示出在本发明的实施例中完成频带边缘处的CE的示例性方法；以及

图9示出在本发明的实施例中完成时间方向上的CE的示例性方法。

具体实施方式

图3是示出根据本发明的实施例进行操作的、用作在无线通信系统中操作的设备中的信道估计系统的系统的示意性框图。

图3的系统与图2的系统的一个差别在于块M9的使用，块M9执行控制块M1、M2、M4、M5、…、M8的操作的功能，以优化在不同信道条件下的CE性能。其他差别在阅读了如下描述后也将变得清楚。

现将通过参考示例性情况来说明系统的各块的功能。考虑具有正常CP的10MHzOFDM系统。在图1的上下文中，在一个OFDM符号中，在频率方向上将存在600个子载波并且将存在Nrs=100个RS RE。

块M1-根据由块M9设定的参数，生成Nls=Nrs=100或者Nls=2Nrs=200的试探性估计的向量。

如果Nls=100，那么与在传统方法中一样，100个试探性估计被生成。

如果Nls=200，图1示出（除上述的100个之外的）附加的100个试探性估计如何被生成。在该图中，用点状阴影示出的RE是附加的“试探性估计”，并且是通过在时间方向上（例如，R5=f_t（R1和R4）并且R8=f_t（R3和R7））或者在频率方向上（例如，R5=f_f（R2和R3）并且R8=f_f（R4和R6））进行内插来生成的。函数f_t和f_f可以是简单的线性内插或LMMSE内插。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·当

在在前/在后OFDM符号中没有RS可用；或者

信道具有高多普勒以及大延迟扩展

时，应当使用Nls=100。

·在其他情况下应当使用Nls=200。

·在低多普勒时应当使用f_t，并且在高多普勒且小延迟扩展时应当使用f_f。

·低多普勒且低SNR的情况下，可以使用来自多于一个在前OFDM的RS（例如，使用加权平均）来得到针对当前OFDM符号的试探性估计以改善CE性能。

块M2该块根据Nls=100还是200来分别生成N=128或256的向量。图4示出针对N=128如何执行生成的示例。

T1、T2、…、T100是输入样本，也就是试探性估计，

E101和E102是使用T99和T100的外推样本（extrapolated sample）。

E127和E128是使用T1和T2的外推样本。

用于得到E101、E102、E127和E128的外推可以是线性外推或LMMSE外推。

通过在E102和E127之间进行线性内插来生成E103到E126。在那些样本中，仅2L个样本被保持，其余样本被设定为零。L是由控制块M9设定的参数。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·在低延迟扩展时应当使用线性外推；

·在高延迟扩展时应当使用LMMSE外推；

·在低SNR时应当将L设定为0。

块M4M4执行VCIR的去噪。图5中示出示例性VCIR。在该图中，N=128（时域），并且在位置1，30和54处存在3条路径，其中第2条和第3条路径比第1条路径小10dB。

块M4可以被配置为执行三种类型的去噪，优选地它适合基于来自块M9的控制输入，有选择地执行一个或多个如下去噪的组合：

类型1：能够在M4中被实现的第一种类型的去噪是将VCIR中的量级小于阈值T的所有样本设定为选定水平，例如零。T可以被选定以使得三个峰值以及少量周围样本被保持。在本示例中，T应当是大约0.03，然而可以选择其他阈值。优选地，阈值T能够基于SNR而被动态地设定。

类型2：能够在M4中被实现的第二种类型的去噪是使VCIR中落在窗口（W）外的所有样本变为零而不论其量级如何。在上图中，可以使窗口覆盖从1到60以及从120到128的样本。窗口的长度可以基于OFDM信号的CP长度来选定。落入窗口内的样本可被进一步处理，例如使用上述类型1的去噪来处理。

类型3：能够在M4中被实现的第三种类型的去噪是掩蔽VCIR的某些区域以使得落入掩蔽窗口内的样本被保持而不论这些样本的水平如何，同时根据类型1的处理的去噪在掩蔽窗口之外执行。

掩蔽窗口通常是以可检测到的路径的位置为中心的小窗口。为了检测路径（尤其是非样本空间路径）的位置，通过在两个连续样本间插入2个或5个零来对Y=ABS(VCIR)进行上采样，然后通过sinc滤波器或简单的FIR滤波器来进行滤波。这可以增强与路径（尤其是非样本空间路径）相对应的位置处的峰值并因此其位置能够被更容易地检测。

VCIR中不与路径对应的样本可以被用来估计宽带噪声方差（wideband noisevariance）。

在优选形式中，系统适合执行上述去噪算法的如下组合：

·仅类型1；

·类似2和类型1；

·类似3和类型1；或者

·类似2和类似3和类型1。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·去噪类型1、2或3可以以不同组合方式被使用；

·针对高/低SNR，T应当分别为小/大；

·针对小/大延迟扩展，窗口（W）应当分别为小/大；

·N应当较大以更好地消除扇区（sector）间干扰。

块M8块M8具有插入N(P-1)个零以形成大小为N*P的新VCIR的功能，其中P是2的幂。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·当N=256时，P可以取决于所希望的性能和复杂度之间的折衷而取2或4。注意，P=2意味着在块M5中可以使用更小的FFT大小。

·当N=128时，P应当加倍以用于N=256的相应情况。

·P=1是当希望使用线性内插或LMMSE内插来得到针对介于与试探性估计相对应的两个子载波之间的2个（N=256）或5个（N=128）子载波的CE时的特殊情况。

块M5M5是大小对应于N*P的FFT块。

块M6块M6执行FFT阶段的频域输出的内插以取得针对每个子载波的CE。需要进行内插以补偿FFT点的数目与子载波的数目之间的差。

当P>1时

图6A、6B和7示出在各种示例性情境中在块M5的输出（经标记的FFT输出）和针对从块M6输出的每个子载波（被标记为内插得到的子载波）的CE之间执行的内插。

在图6A和6B中，N=256，试探性估计间的间隔是3并且P分别等于4和2。在图7中，N=128，试探性估计间的间隔是6并且P等于8。

如所示出的，通过将1/3和2/3的线性加权应用于一对FFT输出来执行相邻CE点之间的线性内插，以得到针对内插得到的子载波的CE。

当P=1时

线性内插或LMMSE内插可以被用来得到针对介于与试探性估计相对应的两个子载波之间的2个（N=256）或5个（N=128）子载波的CE。

为了改善针对频带两端处的子载波的CE，（频带边缘）LMMSE外推可以在某些情况下被使用，例如以图8所示的方式被使用。在该示例中，针对最近的两个RE RS的CE被用来通过LMMSE外推生成频带边缘子载波的CE。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·在大延迟扩展的情况下仅使用LMMSE外推和LMMSE内插。

块M7块M7负责在时间方向上控制执行CE内插。内插可以是线性内插或LMMSE内插。

该块可以在块M9的控制下操作如下：

·在高多普勒的情况下使用LMMSE内插

·在低多普勒的情况下使用线性内插

块M9该块为其他块提供整体控制和协调以优化如上所述的不同信道条件和约束（例如在前/在后OFDM符号中的RS的可用性）下的CE性能。下表是一组控制参数的概要示例，其中假设在前/在后OFDM符号中的RS可用。

表1

LMMSE滤波器的系数可以针对高多普勒或大扩展延迟而被优化。

本发明的各方面的优选形式使得系统具有如下优点：

使用一个阶段的FFT内插方法提供了优于传统线性内插方法的相当大的CE性能增益。例如，在30dB SNR的TU6信道中，增益大约是5dB。复杂度的增长是适度的并且当在FFT内插器输入处存在许多零时可以被优化。

使用简单的线性/LMMSE外推来得到在VCFR的边缘处的额外样本使得接收机能够在高SNR的条件下实现最大吞吐量。复杂度的增长是可忽略的。

在生成VCFR时，不用复杂的已有内插方法而使用简单的线性内插提供了相当的甚至更好的性能。

通过考虑实际RS间隔中的DC子载波，能够实现CE的微小改善。

使用简单的LMMSE外推以在大延迟扩展信道条件下改善针对频带边缘子载波的CE。

使用简单的LMMSE内插以在高多普勒信道条件下改善针对OFDM符号中未承载RS的子载波的CE。

使用sinc/FIR内插来改善非样本空间路径的量级能够降低路径在去噪期间被去除的可能性。

使用VCIR中的CP窗口改善了CE性能。

使用自适应去噪阈值优化了不同条件下的CE性能。

将VCIR用于宽带噪声方差估计能够改善估计准确度。

将去噪CE用于多普勒估计改善了估计准确度。

在高多普勒（和大延迟扩展）时使用减小的RS间隔和FFT内插能够改善CE性能。

使用控制器来控制对不同方法的使用以优化各种信道条件下的CE性能。

在低多普勒、没有FH并且低SNR的情况下，来自当前以及多于一个在前OFDM的RS能够被使用（加权平均）来得到针对当前OFDM符号的试探性估计以改善CE性能。

在低多普勒、FH并且低SNR的情况下，来自当前以及多于一个在前OFDM的VCIR（去噪前）能够被使用（加权平均）来得到针对当前OFDM符号的VCIR以改善CE性能。

应理解，在此说明书中公开并限定的发明涵盖两个或多个所提及的或从文本或附图显而易见的单个特征的所有备选组合。所有这些不同组合构成本发明的可供选择的各个方面。

Claims

1.一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：

创建与针对多个信号位置的信道估计相对应的第一向量；

通过如下操作来创建针对增加的多个信号位置的信道估计的第二向量：

基于所述第一向量的一端的多个信道估计，通过外推来确定从所述第一向量继续的X个附加信号位置的值；

基于所述第一向量的另一端的多个信道估计，确定与所述X个附加信号位置间隔开的Y个附加信号位置的值。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：

在所述X个附加信号位置和所述Y个附加信号位置间进行内插以填充向量中介于它们之间的至少若干个信号位置。

3.根据权利要求1所述的方法，其中外推是选自线性外推或者线性最小均方差LMMSE外推的。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述内插是线性内插。

5.根据权利要求1所述的方法，其中介于所述X个附加信号位置和所述Y个附加信号位置之间的未通过内插而被填充的信号位置被填入零。

6.根据权利要求1所述的方法，其中外推或内插中的任一个的参数是基于信号参数或条件来确定的。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述第二向量的长度等于比所述第一向量的长度更大的下一个2的幂。

8.一种被配置为接收如下信号的无线通信系统的设备中的方法，所述信号包括能够用时间位置和子载波频率定义的多个信号位置，该方法包括以下步骤：

接收时域信号，该时域信号包括代表所述信号中的多个信号位置的信道估计的2ⁿ个时域样本；

利用如下方法中的一个或多个对所述时域信号去噪：

用预定值替换小于阈值的所有样本；

向所述信号应用一个或多个窗口，并且用预定值替换所述窗口之外的所有样本；

向所述信号应用一个或多个窗口，并且根据用预定值替换所述窗口之外的所有样本的步骤来处理所述窗口之外的样本。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述一个或多个窗口的参数是基于如下因素中的任一个来确定的：

所述信号的延迟扩展；或者

在所述时域信号中检测到的一个或多个峰值的位置。

10.根据权利要求8所述的方法，其中所述时域信号中峰值的位置是通过如下操作来检测的：

对所述时域信号进行上采样；并且

应用滤波器来增强疑似峰值。

11.根据权利要求8所述的方法，其中所述预定值是零。

12.根据权利要求8所述的方法，其中所述阈值被适应性地设定。

13.根据权利要求8所述的方法，其中所选择的去噪方法和/或所选择的去噪方法的参数是基于信号参数或条件来确定的。