CN101132381B - Mimo-ofdm系统的导频数据发送信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种MIMO-OFDM系统的导频数据发送信道估计方法，该导频数据发送方法为：首先，发送天线上的导频保持正交，在相邻的导频符号子载波之间放置有正交形式的发送数据符号。本发明的导频数据发送方法在几乎相同的导频开销下，可大大提高信道估计的性能。

Description

MIMO-OFDM系统的导频数据发送信道估计方法

技术领域

本发明涉及MIMO-OFDM系统的数据发送信道估计方法。

背景技术

在实际中，信道状态信息(CSI)是通过一些已知的导频符号来估计的并被用于数据检测。因此，系统的性能取决于信道估计的质量，即导频符号的数量。对MIMO衰落信道的估计是多天线无线通信系统的主要挑战。当天线数增加时，因为需要估计的参数增加使得准确的信道估计变得更加困难。在传统的信道估计中，为了避免天线间的干扰，导频必须保持正交。对于MIMO-OFDM系统中的频分复用的导频，在一个OFDM符号时间内，在不同天线上传输的训练导频占据不同的子载波。可是这种方法急剧的增加了导频的开销当发送天线数增加的时候，这样会导致系统有效频谱的减少。为了减少导频开销，半盲和盲信道估计被提出，但是，这些方法由于性能较差和复杂度较高，所以并不实用。

下面结合图1、图2以2发送天线2接收天线系统为例，说明现用的OFDM系统的数据发送方法及其信道估计方法：

如图1所示为2发送天线2接收天线的OFDM系统。在发送时刻m，每根发送天线上的数据符号{t_i(m，n)：n＝0，1，...}，i＝1，2，和被插入的导频符号形成了一个OFDM符号。经过反离散傅立叶变换(IDFT)的OFDM信号被两个发送天线进行发送，经过信道后，在接收端被接收，数据符号又进行了离散傅立叶变换(DFT)，并被表示为：

$r_j(m,n)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{ij}}(m,n)t_i(m,n)+w_j(m,n)---\left(1\right)$

其中，H_ij(m，n)是第i个发送天线到第j个接收天线的信道在时刻m的第n个子载波的频域响应。w_j(m，n)表示在第j个接收天线上零均值，噪声方差为σ_n ²的复高斯白噪声

如图2所示的是传统的数据发送方法(导频结构)：在MIMO-OFDM系统中，传统的频分复用导频辅助的信道估计，为了保证导频正交，在天线1的某个子载波上发送导频时，其余天线的相应子载波则空置，不发送任何信号，如图2所示。在2x2的MIMO-OFDM系统中，在每个OFDM符号里，导频子载波k和k+1上的估计的信道频域响应可以表示为：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{11}(m,k)\\ {\hat{H}}_{21}(m,k)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,k)\\ r_2(m,k)\end{array}\right]/p_1(m,k)---\left(2\right)$

$\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{12}(m,k+1)\\ {\hat{H}}_{22}(m,k+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,k+1)\\ r_2(m,k+1)\end{array}\right]/p_2(m,k+1)---\left(3\right)$

最后的整个子载波上的频域信道为：

${\hat{H}}_{\mathrm{ij}}(m,n)=\mathrm{interp}\left({\hat{H}}_{\mathrm{ij}}(m,k)\right)---\left(4\right)$

其中，

N        OFDM符号的子载波总数

k        导频子载波序号

n        子载波序号

m        时间序号(OFDM符号序号)

p        发送导频符号

r        接收的符号

       估计的信道频响

interp    插值

传统的MIMO-OFDM系统的信道估计性能主要取决于导频的数量。导频越多，导频间隔越小，插值误差也就越小。但系统有效频谱和系统容量都会减少。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供MIMO-OFDM系统的导频数据发送信道估计方法，所述方法在几乎相同的导频开销下，可大大提高信道估计的性能。

为了解决上述技术问题，本发明采用了下述技术方案：包括如下步骤：

一种信道估计方法，其用于MIMO-OFDM系统的导频数据发送，首先，发送天线上的导频保持正交，在相邻的导频符号子载波之间放置有正交形式的发送数据符号，其特征在于：信道估计方法进一步包括如下步骤：

步骤1、最小二乘信道估计得到导频子载波处的估计信道

步骤2、通过插值得到所有非导频子载波处的估计信道其特征在于，还包括：

步骤3、利用位于导频子载波中间的l子载波上的估计的信道

计算出在第i根天线发送的第l个子载波处在第m个符号上的发送数据符号

所述l子载波上是指放置有正交形式的发送数据符号的子载波；

步骤4、根据已知的发送数据符号的调制方式，对第i根天线发送的第l个子载波处在第m个符号上的发送数据符号

进行硬判得到对应的星座点

步骤5、利用已得到的星座点计算该数据子载波上的信道估计

步骤6、通过对导频子载波处的估计信道

和数据子载波上的信道估计

进行插值，最终获得所有子载波上的信道估计

其中，i是发送天线序号，j是接收天线序号；k是导频子载波序号，l、n是子载波序号；m是时间序号。

本发明在已知了发送数据符号的星座点，通过盲的符号级硬判决，信道的估计性能可以得到提高，与传统的信道估计相比只是增加了少许的导频开销。

附图说明

图1是现有的OFDM系统的结构示意图。

图2是传统的导频结构示意图。

图3是本发明的信道估计方法示意图。

图4是空数据形式的发送导频和数据结构示意图。

图5是空频码数据形式的发送导频和数据结构示意图。

图6是在ITU-PB信道下，误码率性能比较示意图。

图7是在ITU-PB信道下系统吞吐量性能比较示意图。

具体实施方式

如图3所示的是本发明的信道估计方法原理图，以2根发送天线、2根接收天线为例，整个流程如下所述：

步骤1、最小二乘信道估计得到导频子载波处的估计信道

步骤2、通过插值得到所有非导频子载波处的估计信道

其特征在于，还包括：

步骤3、利用位于导频子载波中间的l子载波上的估计的信道

计算出在相邻子载波之间处的发送数据符号

本具体实施例中所述的发送数据符号放置于相邻子载波的中间。

步骤4、根据已知的发送数据符号的调制方式，对相邻子载波中间处的发送数据符号

进行硬判得到对应的星座点

步骤5、利用已得到的星座点

计算该数据子载波上的信道估计

步骤6、通过对导频子载波处的估计信道

和数据子载波上的信道估计

进行插值，最终获得所有子载波上的信道估计

下面对步骤3和步骤5的详细描述将针对null-data(空数据)和SFBC-data(空频码数据)两种形式分别进行：

如图1所示的是空数据形式的发送数据结构：当第一根天线第l个子载波上的数据符号d₁被发送，第二根天线上相应子载波空置，没有信号发送。同样的，当第二根天线第l+1个子载波上的数据符号d₂被发送，第一根天线上相应子载波空置，在第l个子载波上接收的数据符号可以表示为：

$\left[\begin{array}{cc}{H}_{11}(m,l)& H_{12}(m,l)\\ H_{21}(m,l)& H_{22}(m,l)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{d}_1(m,l)\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,l)\\ r_2(m,l)\end{array}\right]---\left(5\right)$

在第l+1个子载波上接收的数据符号可以表示为：

$\left[\begin{array}{cc}{H}_{11}(m,l+1)& H_{12}(m,l+1)\\ H_{21}(m,l+1)& H_{22}(m,l+1)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}0\\ d_2(m,l+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,l+1)\\ r_2(m,l+1)\end{array}\right]---\left(6\right)$

估计的发送数据

可以由LS方法求得：

${\hat{d}}_1(m,l)={\left({\hat{H}}_1^H{\hat{H}}_1\right)}^{-1}{\hat{H}}_1{R}_1---\left(7\right)$

${\hat{d}}_2(m,l+1)={\left({\hat{H}}_2^H{\hat{H}}_2\right)}^{-1}{\hat{H}}_2{R}_2---\left(8\right)$

其中， ${\hat{H}}_1=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{11}(m,l)\\ {\hat{H}}_{21}(m,l)\end{array}\right],$ ${\hat{H}}_2=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{12}(m,l+1)\\ {\hat{H}}_{22}(m,l+1)\end{array}\right],$ $R_1=\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,l)\\ r_2(m,l)\end{array}\right],$ $R_2=\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,l+1)\\ r_2(m,l+1)\end{array}\right],$

和

为传统信道估计方法插值得到的估计的信道。

根据已知的发送数据调制方式，将调制到相应的星座点，然后用于估计第l和l+1个子载波上的信道：

$\tilde{H}={\left({\tilde{D}}^H\tilde{D}\right)}^{-1}{\tilde{D}}^{H}R---\left(9\right)$

其中， $\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{H}}_{11}(m,l)& {\tilde{H}}_{12}(m,l+1)\\ {\tilde{H}}_{21}(m,l)& {\tilde{H}}_{22}(m,l+1)\end{array}\right],$ $\tilde{D}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{d}}_1(m,l)& 0\\ 0& {\tilde{d}}_2(m,l+1)\end{array}\right],$ $R=\left[\begin{array}{cc}{r}_1(m,l)& r_1(m,l+1)\\ r_2(m,l)& r_2(m,l+1)\end{array}\right].$

最终估计得到的信道通过插值得到：

${\hat{H}}_{\mathrm{ij}}(m,n)=\mathrm{interp}({\hat{H}}_{\mathrm{ij}}(m,k),{\tilde{H}}_{\mathrm{ij}}(m,l))---\left(10\right)$

当然，如果系统为多天线时，那么空数据形式的发送数据结构为：只要有一根天线的某个子载波上有数据符号被发送，其余天线的相应子载波空置，没有信号发送。

如图5所示的是空频码数据形式的发送数据结构：在两个相邻的导频子载波中间的l和l+1子载波上，数据符号d₁和d₂采用空频码(SFBC)的结构形式摆放。所述的空频码结构形式是指：在数据符号经过OFDM调制后，将同一信息经过正交编码后从两根天线上发射出去，发射信号为 $d=\left(\begin{array}{cc}{d}_1& d_2\\ -d_2^{*}& d_1^{*}\end{array}\right),$ 其中，*表示复数的共扼，将每一组这样的符号称为一个码字，放在相邻导频的子载波中间。

这里我们假设相邻子载波上的信道响应相同，即H_ij(m，l)＝H_ij(m，l+1)，则l和l+1子载波上的接收信号可以写成：

$\left[\begin{array}{cc}{H}_{11}(m,l)& H_{12}(m,l)\\ H_{21}(m,l)& H_{22}(m,l)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{cc}{d}_1(m,l)& d_2(m,l+1)\\ -d_2^{*}(m,l)& d_1^{*}(m,l+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_1(m,l)& r_1(m,l+1)\\ r_2(m,l)& r_2(m,l+1)\end{array}\right]---\left(11\right)$

则估计的发送数据

可以由下式计算：

$\left[\begin{array}{cc}{\left|{\hat{H}}_{11}(m,l)\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{12}(m,l)\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{21}(m,l)\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{22}(m,l)\right|}^2& 0\\ 0& {\left|{\hat{H}}_{11}(m,l)\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{12}(m,l)\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{21}(m,l)\right|}^2+{\left|{\hat{H}}_{22}(m,l)\right|}^2\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_1(m,l)\\ {\hat{d}}_2(m,l+1)\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cccc}{\hat{H}}_{11}^{*}(m,l)& {\hat{H}}_{12}(m,l)& {\hat{H}}_{21}^{*}(m,l)& {\hat{H}}_{22}(m,l)\\ {\hat{H}}_{12}^{*}(m,l)& -{\hat{H}}_{11}(m,l)& {\hat{H}}_{22}^{*}(m,l)& {\widehat{-H}}_{21}(m,l)\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}{r}_1(m,l)\\ r_1^{*}(m,l+1)\\ r_2(m,l)\\ r_2^{*}(m,l+1)\end{array}\right]---\left(12\right)$

其中，

为传统信道估计方法插值得到的估计的信道。

根据已知的发送数据调制方式，将

调制到相应的星座点，然后用于估计第l和l+1个子载波上的信道：

$\tilde{H}={\left({\tilde{D}}^H\tilde{D}\right)}^{-1}{\tilde{D}}^{H}R---\left(13\right)$

其中， $\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{H}}_{11}(m,l)& {\tilde{H}}_{12}(m,l)\\ {\tilde{H}}_{21}(m,l)& {\tilde{H}}_{22}(m,l)\end{array}\right],$ $\tilde{D}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{d}}_1(m,l)& {\tilde{d}}_2(m,l+1)\\ -{\tilde{d}}_2^{*}(m,l)& {\tilde{d}}_1^{*}(m,l+1)\end{array}\right],$ $R=\left[\begin{array}{cc}{r}_1(m,l)& r_1(m,l+1)\\ r_2(m,l)& r_2(m,l+1)\end{array}\right].$

最终估计得到的信道通过插值得到：

${\hat{H}}_{\mathrm{ij}}(m,n)=\mathrm{interp}({\hat{H}}_{\mathrm{ij}}(m,k),{\tilde{H}}_{\mathrm{ij}}(m,l))---\left(14\right)$

下面通过仿真说明本发明的效果：

仿真参数：

其中，RPF(Repetition Factor)为重复因子，即导频的间隔。

在ITU-PB信道下，QPSK调制，码率1/2时，误码率和系统吞吐量性能比较分别如图6和图7。对于2x2的MIMO-OFDM系统，在几乎相同的导频开销下，采用所提出的联合导频辅助和盲判决反馈的信道估计方法时的系统性能远比采用传统信道估计方法的要好。

Claims (1)

1.一种信道估计方法，其用于MIMO-OFDM系统的导频数据发送，首先，发送天线上的导频保持正交，在相邻的导频符号子载波之间放置有正交形式的发送数据符号，其特征在于：信道估计方法进一步包括如下步骤：

步骤1、最小二乘信道估计得到导频子载波处的估计信道

步骤2、通过插值得到所有非导频子载波处的估计信道其特征在于，还包括：

步骤3、利用位于导频子载波中间的l子载波上的估计的信道

计算出在第i根天线发送的第l个子载波处在第m个符号上的发送数据符号

所述l子载波上是指放置有正交形式的发送数据符号的子载波；

步骤4、根据已知的发送数据符号的调制方式，对第i根天线发送的第l个子载波处在第m个符号上的发送数据符号

进行硬判得到对应的星座点

步骤5、利用已得到的星座点

计算该数据子载波上的信道估计

步骤6、通过对导频子载波处的估计信道

和数据子载波上的信道估计

进行插值，最终获得所有子载波上的信道估计

其中，i是发送天线序号，j是接收天线序号；k是导频子载波序号，l、n是子载波序号；m是时间序号。

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