DE2912884C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Solche Strahlungsmeßfühlereinrichtungen sind z. B. in Form selbstabtastender Photodiodenanordnungen, ladungsgekoppelter Photomeßfühler bzw. CCD-Meßfühler oder ladungsgekoppelter Photodiodenanordnungen bzw. CCD-Photodiodenanordnungen, d. h., als Kombination aus ladungsgekoppelten Speichern und Photodioden, bekannt. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf ein Bildabtastsystem gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 4.

Solche Strahlungsmeßfühlereinrichtungen können z. B. als elektrische Abtasteinrichtung verwendet und beispielsweise zur automatischen Ermittlung der Entfernung zu einem Objekt oder der Scharfstellung eines optischen Systems in bezug auf ein Objekt mittels der von einer solchen Photomeßfühlereinrichtung erhaltenen Abtastausgangssignale eingesetzt werden.

Aus der US-Patentschrift 40 04 852 ist die Verwendung einer Strahlungsmeßfühlereinrichtung bei einem automatischen elektronischen Entfernungsmesser bekannt. Gemäß diesem bekannten System werden gleichzeitig ein Basis-Sucherfeldbild eines Zielobjektes und ein Bezugs-Sucherfeldbild des gleichen Objektes von einem auf dem Prinzip des Standlinien- Entfernungsmessers beruhenden optischen System gebildet. Das Bezugs-Sucherfeldbild ist derart ausgebildet, daß es das Basis-Sucherfeldbild enthält und einen größeren Bereich als dieses abdeckt. Die beiden Bilder werden von einer Strahlungsmeßfühlereinrichtung der vorstehend genannten Art abgetastet, wodurch Signale abgetasteter Bildelemente der beiden Bilder gewonnen werden. Diese Signale werden von einer Kodierschaltung binärkodiert und sodann jeweils in Schieberegistern abgespeichert. Die binärkodierten Daten der Bildelemente des Basis-Sucherfeldbildes und diejenigen des Bezugs-Sucherfeldbildes werden sodann zur Feststellung der Korrelation der beiden Bilder miteinander verglichen. In Bezug auf das Bezugs-Sucherfeldbild erfolgt danach eine Ermittlung eines Bildteils, der weitgehend mit dem Basisbild übereinstimmt. Aus der Lage dieses Bildteils im Bezugs-Sucherfeldbild, d. h., aus der Information bezüglich der Position, bei der ein solcher Bildteil existiert, läßt sich dann der Abstand zum Zielobjekt ermitteln.

Ein dem vorstehend beschriebenen System ähnliches automatisches Entfernungsmeßsystem elektronischer Bauart ist weiterhin in der US-Patentschrift 40 78 171 beschrieben.

Bei einer auf den Abtastausgangssignalen einer in der vorstehend beschriebenen Weise als Bildabtasteinrichtung eingesetzten Strahlungsmeßfühlereinrichtung beruhenden Ermittlung der Entfernung zu einem Objekt oder der Scharfstellung eines optischen Systems auf ein Objekt müssen jedoch einige Erfordernisse erfüllt sein, damit eine ausreichend hohe Meßgenauigkeit gewährleistet ist. Selbstverständlich muß die Schaltungsanordnung zur Verarbeitung der Abtastausgangssignale eine entsprechend hohe Leistungsfähigkeit aufweisen. Dabei bestehen Probleme speziell darin, ein Abtastausgangssignal zu erhalten, in dem sämtliche Störsignale unterdrückt sind und das somit korrekt und präzise dem Bild entspricht.

Im allgemeinen enthalten die aus einer Strahlungsmeßfühlereinrichtung ausgelesenen Abtastsignale einige Störsignale, wie z. B. ein Dunkelstromsignal, das sich nachteilig auf die Meßgenauigkeit auswirkt. Zudem kann sich der Dunkelstrom bei derartigen Strahlungsmeßfühlereinrichtungen ändern. Wenn die zur Integration der Signale der Strahlungsmeßfühlereinrichtung erforderliche Zeit relativ lang ist, beeinflussen solche Änderungen des Dunkelstroms die Genauigkeit in hohem Maße. Auch wenn die Integrationszeit relativ kurz ist, kann sich der Dunkelstrom bei einem Anstieg der Umgebungstemperatur in starkem Maße ändern. Es ist daher erforderlich, Maßnahmen für eine wirkungsvolle Unterdrückung der Dunkelstrom-Störanteile in den Abtastausgangssignalen zu treffen, um hohe Meßgenauigkeit zu gewährleisten.

Ein weiteres Problem wird durch Änderungen der an die Strahlungsmeßfühlereinrichtung angelegten Spannung begründet. Im Falle eines ladungsgekoppelten Photomeßfühlers (CCD- Photomeßfühler) oder einer ladungsgekoppelten Photodiodenanordnung (CCD-Photodiodenanordnung) muß eine Photogate- Spannung an den Lichtempfangsteil zur Speicherung der gebildeten elektrischen Ladung angelegt werden. Außerdem muß zur Einstellung der Tiefe der Potentialsenke am Lichtempfangsteil, Übertragungsgate-Teil und Ladungsübertragungsteil eine Vorspannung an das Substrat angelegt werden.

Änderungen der Photogate-Spannung oder der Substrat-Vorspannung führen bekanntermaßen zu Änderungen des dann erhaltenen Abtastausgangssignalwertes. Ein ähnliches Problem tritt auch bei Photodiodenanordnungen der selbstabtastenden Art auf. In diesem Falle muß eine Ladespannung zur Aufladung der PN-Kapazität einer jeden Photodiode angelegt werden. Auch hier führen Änderungen der Ladespannung zu Änderungen des dann erhaltenen Abtastausgangssignalwertes. Zur Erzielung der gewünschten hohen Meßgenauigkeit sollten daher auch durch solche Effekte begründete Schwankungen in den Abtastausgangssignalen unterdrückt werden.

Aus der DE-OS 25 33 000 ist eine automatische Fokussiervorrichtung bekannt, die mit mehreren Photodioden arbeitet, die in derselben Ebene angeordnet sind und von denen jeweils zwei in Reihe geschaltet sind und unmittelbar nebeneinander liegen. Durch diese Anordnung soll der Amplitudenunterschied des Ausgangssignals bei fokussiertem bzw. defokussiertem Zustand vergrößert werden. Um Signalbeeinflussungen aufgrund äußerer Störsignale wie etwa den mit Netzfrequenz stattfindenden Lichtschwankungen einer Leuchtstoffröhre vermeiden zu können, können zusätzliche Photoelemente vorgesehen sein. Alle photoelektrischen Elemente können zudem auf einem einzelnen Halbleitersubstrat ausgebildet werden. Probleme aufgrund unterschiedlicher Dunkelströme der einzelnen Elemente oder aufgrund von internen Spannungsschwankungen können bei der bekannten automatischen Fokussiervorrichtung allerdings gleichfalls auftreten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, die Ausgangsgrößen zum Ermöglichen einer Kompensation von Störungen der Ausgangssignale aufgrund interner Veränderungen bereitstellt, sowie ein eine Kompensation der vorstehenden Störgrößen erlaubendes Bildabtastsystem aufzuzeigen.

Diese Aufgabe wird mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 genannten Merkmalen bzw. mit den Maßnahmen des Anspruchs 4 gelöst.

Bei der erfindungsgemäßen Strahlungsmeßfühlereinrichtung sind somit eine Dunkelstrom-Darstellungseinrichtung sowie eine Referenzsignal-Generatoreinrichtung vorhanden, die den Dunkelstrom bzw. die internen Spannungsschwankungen darstellende Signale erzeugen. Durch Anordnung dieser Einrichtungen auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat wird erreicht, daß die Dunkelströme und die internen Spannungsschwankungen tatsächlich äußerst genau erfaßt werden.

Mit dem eine solche Strahlungsmeßfühlereinrichtung einsetzenden Bildabtastsystem gemäß Anspruch 4 lassen sich die den Dunkelstrom und die internen Spannungsschwankungen darstellenden elektrischen Signale zur Kompensation der eigentlichen Abtastsignale der strahlungsempfindlichen Einrichtung heranziehen, so daß die kompensierten Signale sehr genau die abgetastete Vorlage repräsentieren.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben.

Es zeigt

Fig.1 eine schematische Ansicht einer Ausführungsform der Strahlungsmeßfühlereinrichtung,

Fig. 2 eine Schaltungsanordnung des Spannungsänderungsdetektorteils der Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel einer elektrischen Schaltungsanordnung eines Bildabtastsystems, bei dem die Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß Fig. 1 Verwendung findet, wobei die Fig. 3A und 3B gemäß Fig. 3 gemeinsam zu betrachten sind,

Fig. 4 ein Blockschaltbild, das den grundsätzlichen Aufbau einer Treiber- und Steuerschaltung für die Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß Fig. 1 und das Bildabtastsystem gemäß Fig. 3 veranschaulicht,

Fig. 5 einen Steuersignalplan, der den Verlauf von Ausgangssignalen der Strahlungsmeßfühlereinrichtung und verschiedenen, von der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 abgegebenen Impulsen und Steuersignalen veranschaulicht,

Fig. 6 einen Steuersignalplan, der die Ausgangssignale der Basistaktgeneratorschaltung und der Treiberschaltung gemäß Fig. 4 veranschaulicht,

Fig. 7 die Art der Einstellung von Bildelementebereichen auf dem Lichtempfangsteil der Strahlungsmeßfühlereinrichtung und

Fig. 8 ein Verknüpfungsschaltbild eines für die Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß Fig. 7 geeigneten Ausführungsbeispiels der Steuersignalgeneratorschaltung gemäß Fig. 4.

Es sei zunächst auf Fig. 1 eingegangen, in der eine Ausführungsform einer Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 dargestellt ist. Die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 ist bei dieser Ausführungsform eine mit vierphasiger Ladungsübertragung arbeitende selbstabtastende ladungsgekoppelte Photomeßfühlereinrichtung (CCD-Photomeßfühler) oder eine ladungsgekoppelte Photodiodenanordnung (CCD-Photodiodenanordnung).

Mit der Bezugszahl 2 ist ein Lichtempfangsabschnitt (photoempfindliche Einrichtung) bezeichnet, in welchem ein Photosignal in ein elektrisches Signal umgesetzt wird. Der Lichtempfangsabschnitt 2 umfaßt eine Vielzahl von Lichtempfangselementen, die jeweils in Abhängigkeit von dem auf ein Lichtempfangselement fallenden Licht elektrische Ladung erzeugen und diese Ladung speichern können. Bei einer ladungsgekoppelten Photodiodenanordnung (CCD-Photodiodenanordnung), die bekanntermaßen eine Kombination aus Photodioden und ladungsgekoppelten Speichern darstellt, weist der Lichtempfangsabschnitt 2 unterschiedlichen Aufbau auf, besitzt aber die gleiche Funktion.

Die Bezugszahlen 4₁ und 4₂ bezeichnen elektrische Ladungsübertragungsabschnitte, von denen der erste Ladungsübertragungsabschnitt 4₁ zur Aufnahme der von einer z. B. aus den ungeradzahligen Lichtempfangselementen bestehenden Gruppe von Lichtempfangselementen gespeicherten Ladung über eine nachstehend als Übertragungsgateabschnitt bezeichnete Steuerelektrode 3₁ und zum anschließenden Übertragen der Ladung zu einem Ausgangsabschnitt 5 in Abhängigkeit von einem Übertragungstaktsignal dient. Der zweite Ladungsübertragungsabschnitt 4₂ nimmt die in den geradzahligen Lichtempfangselementen gespeicherte Ladung über einen zweiten Übertragungsgateabschnitt 3₂ auf und überträgt sie in der gleichen Weise auf den Ausgangsabschnitt 5. Der Ausgangsabschnitt 5 setzt die von den Ladungsübertragungsabschnitten 4₁ und 4₂ zugeführte elektrische Ladung in eine entsprechende Spannung oder einen entsprechenden Strom um, der dann über den Ausgangsabschnitt abgegeben wird.

Mit der Bezugszahl 1 a ist ein Spannungseingangsanschluß bezeichnet, über den eine Spannung V _E dem Lichtempfangsabschnitt 2 als Photogate-Spannung in an sich bekannter Weise zugeführt wird (die Spannung V _E kann auch eine Substrat-Vorspannung darstellen). Mit 1 b ist ein Startimpuls-Eingangsanschluß bezeichnet, über den ein Startimpuls Φ _s (Fig. 6(g)) den beiden Ladungsübertragungsabschnitten 3₁ und 3₂ als Gateimpuls bzw. Steuerimpuls zugeführt wird. Über Übertragungstakteingangsanschlüsse 1 c, 1 d, 1 e und 1 f werden den Ladungsübertragungsabschnitten 4₁ und 4₂ vierphasige Übertragungstaktsignale Φ₁, Φ₂, Φ₃ und Φ₄ zugeführt, die in bezug auf ihre Periode jeweils um ¼ zueinander versetzt sind, wie dies in den Fig. 6(b) bis 6(e) dargestellt ist. Diese Übertragungstaktsignale dienen zur Steuerung der Ladungsübertragungsabschnitte für die Aufnahme und Übertragung der Ladungen. Die Bezugszahl 1 g bezeichnet einen Rückstellimpuls-Eingangsanschluß, über den ein Rückstellimpuls Φ _R (Fig. 6(f)) einem mit dem Ausgangsabschnitt 5 verbundenen Ladungsableittransistor zugeführt wird. Ein mit 1 h bezeichneter Masseanschluß und ein Ausgangsanschluß 1 i der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 sind mit dem Ausgangsabschnitt 5 verbunden.

Die vorstehend beschriebene Anordnung betrifft den Fall einer mit ladungsgekoppelten Speichern arbeitenden Strahlungsmeßfühlereinrichtung (CCD-Photomeßfühler) oder einer mit ladungsgekoppelten Speichern arbeitenden Photodiodenanordnung (CCD-Photodiodenanordnung). Bei einer üblichen selbstabtastenden Photodiodenanordnung werden folgende Änderungen der Anordnung vorgenommen:

Die den Lichtempfangsabschnitt 2 bildenden Lichtempfangselemente werden jeweils durch Photodioden ersetzt, während die Übertragungsgateabschnitte 3₁ und 3₂ durch eine Schalteranordnung aus MOS-Feldeffekttransistoren ersetzt werden, die zur Adressierung der Photodioden angeordnet sind. Außerdem werden die Ladungsübertragungsabschnitte 4₁ und 4₂ durch Schieberegister für die Adressierung der Schalter ersetzt. Die den Schieberegistern in diesem Falle zugeführten Impulse sind der Startimpuls und zwei aus den vierphasigen Taktimpulsen Φ₁ bis Φ₄ ausgewählte Taktimpulse, die in einer gegenseitigen Inversionsbeziehung zueinander stehen. Dies können z. B. die Taktimpulse Φ₁ und Φ₃ sein. Wenn die Photodioden durch den Verschiebevorgang der Schieberegister (4₁, 4₂) adressiert werden, werden photoelektrische Signale von dem Ausgangsanschluß 1 i über die entsprechenden Feldeffekt-Transistorschalter der MOS-Feldeffekt- Transistorschalteranordnung (3₁, 3₂) abgegeben. In diesem Falle ist daher der vorstehend beschriebene Ausgangsabschnitt 5 nicht erforderlich. Ferner dient hierbei die über den Eingangsanschluß 1 a zugeführte Spannung V _E als Ladespannung zur Aufladung der PN-Kapazitäten der Photodioden.

Die vorstehend beschriebene Anordnung und der Aufbau der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 sind an sich bekannt. Nachstehend werden nun die zur Verbesserung der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 vorgenommenen Maßnahmen im einzelnen beschrieben.

Ein erstes Merkmal der Erfindung besteht darin, daß ein Teil des Lichtempfangsabschnittes 2 von einer Abschirmschicht 6 bedeckt ist, die z. B. durch Aufdampfen von Aluminium gebildet werden kann. In Fig. 1 sind die von der Abschirmschicht 6 bedeckten Lichtempfangselemente mit der Bezugszahl 2′ bezeichnet. Da diese Elemente gegenüber dem Licht abgeschirmt bleiben, bezeichnet das beim Auslesen des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung von den Lichtempfangselementen 2′ erhaltene elektrische Signal ersichtlich den in dem Lichtempfangsabschnitt 2 auftretenden Dunkelstrom. Erfindungsgemäß dient das von den abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ abgegebene Signal zur Unterdrückung bzw. Beseitigung der auf dem Dunkelstrom beruhenden Signalkomponente in dem von den restlichen nicht abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′′ abgegebenen elektrischen Signal, welches das Abtastausgangssignal bildet.

In bezug auf die Abschirmschicht 6 sollten folgende Punkte beachtet werden:

Die Abschirmschicht 6 kann als Verlängerung einer bekannten Abschirmschicht ausgebildet werden, die sämtliche Teile der Photomeßfühlereinrichtung mit Ausnahme der Lichtempfangselemente 2′′, die nicht abgeschirmt bleiben sollen, bedeckt.

Im Falle einer mit ladungsgekoppelten Speichern arbeitenden Strahlungsmeßfühlereinrichtung (CCD-Photomeßfühler) oder einer mit ladungsgekoppelten Speichern arbeitenden Photodiodenanordnung (CCD-Photodiodenanordnung) werden zweckmäßigerweise als abgeschirmte Lichtempfangselemente 2′ die in der Nähe des Ausgangsabschnitts 5 gelegenen Lichtempfangselemente ausgewählt, d. h., diejenigen Lichtempfangselemente, deren elektrische Ladungen während der Dauer der Ladungsübertragung durch die Ladungsübertragungsabschnitte 4₁ und 4₂ frühzeitig dem Ausgangsabschnitt 5 zugeführt werden.

Im Falle einer selbstabtastenden Photodiodenanordnung ist es zweckmäßig, als abgeschirmte Lichtempfangselemente 2′ diejenigen Photodioden auszuwählen, die bei dem Verschiebungsvorgang der Schieberegister (4₁, 4₂) frühzeitig adressiert werden.

Die Anzahl der von der Abschirmschicht 6 abgeschirmten Lichtempfangselemente beträgt vorzugsweise zwei oder mehr.

Ein zweites Merkmal der Erfindung besteht darin, daß ein Spannungsänderungsdetektorabschnitt 7 vorgesehen ist, dessen Aufbau in Fig. 2 in Form eines Ersatzschaltbildes wiedergegeben ist.

Der Detektorabschnitt 7 ist derart ausgebildet, daß er Spannungsänderungen innerhalb der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 relativ zu Änderungen der über den Eingangsanschluß 1 a an der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 anliegenden Spannung V _E feststellt und ein der festgestellten Spannungsänderung entsprechendes elektrisches Signal abgibt.

Bei dem Schaltbild gemäß Fig. 2 sind Spannungsteilerwiderstände 7 a und 7 b jeweils zur Teilung der Spannung V _E über einen Halbleiterkanal mit dem Eingangsanschluß 1 a bzw. dem Masseanschluß 1 h verbunden. Mit 7 d ist ein MOS-Feldeffekttransistor bezeichnet, dessen Steuerelektrode elektrisch mit dem Spannungsteilungspunkt zwischen den beiden Spannungsteilerwiderständen 7 a und 7 b verbunden ist. Die Drain-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 d ist mit dem Eingangsanschluß 1 a verbunden, während seine Source-Elektrode über einen Widerstand 7 c mit dem Masseanschluß 1 h verbunden ist. Durch diese Anordnung wird an dem Verbindungspunkt zwischen der Source-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 d und dem Widerstand 7 c eine Spannung gebildet, die der inneren Spannung der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 relativ zu der Spannung V _E entspricht. Wenn Änderungen der Spannung V _E auftreten, wird somit ein elektrisches Signal erhalten, das die Spannungsänderung innerhalb der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 relativ zu der Änderung der Spannung V _E angibt. Mit 1 j ist ein Ausgangsanschluß für das Spannungsänderungsinformationssignal bezeichnet, der mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source- Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors 7 d und dem Widerstand 7 c verbunden ist.

Nachstehend wird nun näher auf ein Bildabtastsystem eingegangen, bei dem die vorstehend beschriebene Strahlungsmeßfühlereinrichtung Verwendung findet. Eine Ausführungsform eines solchen Bildabtastsystems ist in den Fig. 3 und 4 veranschaulicht.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 umfaßt eine Schaltung zur Unterdrückung der Spannungsänderungskomponente in dem Ausgangssignal der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 mittels des von dem Spannungsänderungsdetektorabschnitt 7 der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 erhaltenen Spannungsänderungsinformationssignals, eine Schaltung zum Abtasten und Zwischenspeichern des von den abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ des Lichtempfangsabschnittes 2 abgegebenen Signals als Dunkelstromsignal, eine Schaltungsanordnung zur Unterdrückung der Dunkelstromkomponente in dem von den nicht abgeschirmten Bildempfangselementen 2′′ abgegebenen Abtastausgangssignal mit Hilfe des von der Abtast/Speicherschaltung abgetasteten und zwischengespeicherten Dunkelstromsignals und eine Schaltungsanordnung zur Binärcodierung des nach der Beseitigung, d. h. Unterdrückung der Störsignale mittels der vorstehend genannten Schaltungen erhaltenen ungestörten Abtastausgangssignals.

Nachstehend wird die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 unter Bezugnahme auf die Fig. 3A und 3B näher beschrieben.

Mit der Bezugszahl 8 ist eine Differenzverstärkerschaltung bezeichnet, die die vorstehend beschriebene Unterdrückungsschaltung zur Beseitigung der Spannungsänderungskomponente darstellt. Das über den Ausgangsanschluß 1 i der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 abgegebene Ausgangssignal, das nachstehend als Meßfühlerausgangssignal (Fig. 5(a)) bezeichnet wird, und das über den Ausgangsanschluß 1 j abgegebene Ausgangssignal, d. h., das von dem Spannungsänderungsdetektorabschnitt 7 abgegebene Spannungsänderungsinformationssignal, werden der Differenzverstärkerschaltung 8 zur Unterdrückung der Spannungsänderungskomponente in dem Meßfühlerausgangssignal zugeführt. Die Differenzverstärkerschaltung 8 besteht aus einem Operationsverstärker OP₁ und Widerständen R₁ bis R₄. Das Meßfühlerausgangssignal wird über den Widerstand R₁ dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₁ zugeführt, während das Spannungsänderungsinformationssignal über den Widerstand R₃ dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₁ zugeführt wird.

Mit der Bezugszahl 9 ist eine Abtast/Speicherschaltung zur Abtastung und Zwischenspeicherung des Dunkelstromsignals bezeichnet, der das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 8 zugeführt wird, d. h., das von jeglichen Spannungsänderungskomponenten befreite Meßfühlerausgangssignal. Die Abtast/Speicherschaltung 9 ist derart ausgebildet, daß lediglich der Teil des empfangenen Meßfühlerausgangssignals abgetastet und zwischengespeichert wird, der dem von den abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ als Dunkelstromsignal abgegebenen Ausgangssignal entspricht. Die Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung 9 ist durch einen Vergleicher CP₁, Widerstände R₅ bis R₇, Transistoren Tr₁ bis Tr₅, einen Kondensator C₁ und einen Pufferverstärker BP₁ gebildet. Das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 8 wird dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ über den Widerstand R₅ nur dann zugeführt, wenn der Eingangssteuertransistor Tr₁ sperrt. Zu diesem Zeitpunkt wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ die in dem Kondensator C₁ gespeicherte Spannung zugeführt. Das Ausgangssignal des Vergleichers CP₁ wird der Basis des Transistors Tr₂ derart zugeführt, daß der Ladewert des Kondensators C₁ in Abhängigkeit von dem Wert des dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß zugeführten Eingangssignals bestimmt werden kann. Der Kondensator C₁ wird daher während einer von dem Ausgangssignal des Vergleichers CP₁ bestimmten langen Zeitdauer mit einem konstanten Strom aufgeladen, d. h., während einer langen Zeitdauer, die dem Wert des an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ anliegenden Eingangssignals entspricht. Dies hat zur Folge, daß die Schaltung im Konstantstrombetrieb arbeitet. Wie vorstehend erwähnt, beschränkt sich das dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ zugeführte Eingangssignal auf den Teil des Ausgangssignals der Differenzverstärkerschaltung 8, der dem von den abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ abgegebenen Ausgangssignal entspricht. Hierzu wird das dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ zugeführte Eingangssignal von einer Steuersignalgeneratorschaltung gesteuert, die der Basis des Eingangssteuertransistors Tr₁ ein Steuersignal Φ₅ (Fig. 5(c)) zuführt, wie nachstehend noch näher beschrieben ist. Bevor das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 8 dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ zugeführt wird, wird der Speicherwert des Kondensators C₁ von einem Steuersignal Φ₆ (Fig. 5(d)) gelöscht, das der Basis des Speicherwert- Löschtransistors Tr₅ zugeführt wird.

Mit der Bezugszahl 10 ist eine Differenzverstärkerschaltung bezeichnet, die die vorstehend beschriebene Unterdrückungsschaltung zur Beseitigung der Dunkelstromkomponente darstellt.

Der Differenzverstärkerschaltung 10 werden das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 8, d. h., das von der Spannungsänderungskomponente befreite Meßfühlerausgangssignal, und das Ausgangssignal der Abtast/Speicherschaltung 9, d. h., das von dem Kondensator C₁ zwischengespeicherte Dunkelstrom-Informationssignal, zugeführt. Die Differenzverstärkerschaltung 10 wird von einem Operationsverstärker OP₂ sowie Widerständen R₈ bis R₁₁ gebildet. Das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 8 wird dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₂ über den Widerstand R₈ zugeführt, während seinem invertierenden Eingangsanschluß das Ausgangssignal der Dunkelstromsignal-Abtast/Speicherschaltung 9 über den Widerstand R₁₀ zugeführt wird. Das bereits von der Spannungsänderungskomponente befreite Meßfühlerausgangssignal wird durch die Differenzverstärkerschaltung 10 zur Beseitigung der Dunkelstromkomponente weiterverarbeitet. Eine Filterschaltung 11 dient zur Ausfilterung von verbliebenen hochfrequenten Störanteilen aus dem von der Differenzverstärkerschaltung 10 abgegebenen Ausgangssignal und besteht aus einem Widerstand R₁₂ und einem Kondensator C₂.

Weitere Schaltungen 12 bis 15 dienen zur Binärcodierung des Meßfühlerausgangssignals und sind nur dann erforderlich. wenn die Strahlungsmeßfühlereinrichtung und das unter deren Verwendung aufgebaute Bildabtastsystem bei einem automatischen elektronischen Entfernungsmeßgerät Verwendung finden, wie es in der vorstehend genannten US-Patentschrift 40 04 852 vorgeschlagen ist.

Von diesen Schaltungen stellt die Schaltung 12 eine Spitzenwert- Detektorschaltung dar, die den Spitzenwert des von der Filterschaltung 11 abgegebenen Ausgangssignals ermittelt, d. h., den Spitzenwert des Meßfühlerausgangssignals, das bereits von der Spannungsänderungskomponente, der Dunkelstromkomponente und hochfrequenten Störsignalanteilen befreit ist. Die Spitzenwert-Detektorschaltung 12 wird von einem Vergleicher CP₂, Widerständen R₁₃ bis R₁₅, einem Kondensator C₃, Transistoren Tr₆ bis Tr₁₀ und einem Pufferverstärker BP₂ gebildet. Hierbei ist die Spitzenwert-Detektorschaltung 12 derart ausgebildet, daß sie wie die vorstehend beschriebene Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung 9 in einem Konstantstrombetrieb arbeitet.

Das von der Filterschaltung 11 abgegebene Ausgangssignal wird über den Widerstand R₁₃ dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₂ zugeführt. Dieses Eingangssignal für den nichtinvertierenden Eingangsanschluß wird von einem der Basis des Eingangssteuertransistors Tr₆ zugeführten Steuersignal Φ₇ (Fig. 5(e)) gesteuert. Die Steuerung erfolgt in diesem Falle derart, daß lediglich derjenige Teil des von der Filterschaltung 11 abgegebenen Ausgangssignals dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß zugeführt wird, der dem vorstehend in Verbindung mit dem Entfernungsmeßgerät gemäß der US-Patentschrift 40 04 852 bereits beschriebenen Basis-Sucherfeldbild entspricht. Bevor das Ausgangssignal der Filterschaltung 11 dem Vergleicher CP₂ zugeführt wird, wird der Speicherwert des Kondensators C₃ durch ein Steuersignal Φ₈ (Fig. 5(f)) gelöscht, das der Basis des Speicherwert-Löschtransistors Tr₁₀ zugeführt wird.

Mit der Bezugszahl 13 ist eine Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung bezeichnet, die dazu dient, den Spitzenwert des von der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 festgestellten Meßfühlerausgangssignals für die Zeitdauer einer Abtastung zwischenzuspeichern. Die Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung 13 besteht aus einem Vergleicher CP₃, Widerständen R₁₆ bis R₁₈, Transistoren Tr₁₁ bis Tr₁₅, einem den Zwischenwert speichernden Kondensator C₄ und einem Pufferverstärker BP₃. Wie die vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnungen 9 und 12 ist auch die Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 13 für Konstantstrombetrieb ausgelegt. Das von der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 abgegebene Ausgangssignal, d. h., das in dem Kondensator C₃ gespeicherte Spitzenwert-Informationssignal, wird über den Widerstand R₁₆ dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₃ zugeführt. Die Eingabe des Spitzenwert- Informationssignals in den Vergleicher wird von einem Steuersignal Φ₉ (Fig. 5(g)) gesteuert, das der Basis des Eingangssteuertransistors Tr₁₁ derart zugeführt wird, daß die Eingabe nur nach Beendigung des Auslesens des Meßfühlerausgangssignals erfolgen kann. Vor der Eingabe des Spitzenwert-Informationssignals in den Vergleicher CP₃ wird der Speicherwert des Kondensators C₃ durch ein Steuersignal Φ₁₀ (Fig. 5(h)) gelöscht, das der Basis des Speicherwert-Löschtransistors Tr₁₅ zugeführt wird.

Die Funktion einer Spannungsteilerschaltung 14 besteht in der Einstellung eines Begrenzungswertes, der auf dem von der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 13 abgegebenen Ausgangssignal beruht, d. h., auf der in dem Kondensator C₄ gespeicherten (nachstehend mit V _p bezeichneten) Spitzenspannung. Der Begrenzungswert dient als Basis für die Binärcodierung des Meßfühlerausgangssignals.

Die Spannungsteilerschaltung 14 wird von Spannungsteilerwiderständen R₁₉ und R₂₀ sowie einem Stellwiderstand VR gebildet. Die an dem Spannungsteilerpunkt zwischen den Widerständen R₁₉ und R₂₀ erhaltene Spannung, die nachstehend mit Vs bezeichnet ist, dient als Begrenzungswert für die Binärcodierung.

Eine Codierschaltung 15 binärcodiert das von der Filterschaltung 11 abgegebene Ausgangssignal, wobei die Ausgangsspannung Vs der Spannungsteilerschaltung 14 als Begrenzungswert verwendet wird. Die Codierschaltung 15 umfaßt einen die Binärcodierung durchführenden Vergleicher CP₄, dessen nichtinvertierendem Eingangsanschluß das Ausgangssignal der Filterschaltung 11 und dessen invertierendem Eingangsanschluß die Ausgangsspannung Vs der Spannungsteilerschaltung 14 zugeführt werden.

In Fig. 4 ist die grundsätzliche Ausführungsform einer Steuersignalgeneratorschaltung dargestellt, die verschiedene Taktsignale und Steuerimpulse erzeugt, wie den Startimpuls Φ _s , die Übertragungstaktsignale Φ₁ bis Φ₄ und den Rückstellimpuls Φ _R , die als Treibersignale für die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 erforderlich sind, und Steuersignale Φ₅ bis Φ₁₀, die zur Steuerung der Schaltungsanordnungen 9, 12 und 13 benötigt werden. In Fig. 4 bezeichnet die Bezugszahl 16 eine Basis-Taktimpulsgeneratorschaltung zur Erzeugung von Basistaktimpulsen CLK (Fig. 6(a)). Die Bezugszahl 17 bezeichnet eine Treiberschaltung, die den Startimpuls Φ _s , die Übertragungstaktsignale Φ₁ bis Φ₄ und den Rückstellimpuls Φ _R als Treibersignale für die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 in Abhängigkeit von einem extern zugeführten Startsignal Φ _A und den von der Basis-Taktgeneratorschaltung 16 abgegebenen Basistaktimpulsen CLK erzeugt. Die Treiberschaltung 17 weist in an sich bekannter Weise einen Frequenzteilerzähler und eine Anzahl logischer Verknüpfungsglieder auf.

Die Bezugszahl 18 bezeichnet eine Steuersignalgeneratorschaltung zur Erzeugung der vorstehend genannten Steuersignale Φ₅ bis Φ₁₀ für die Steuerung der Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung 9, der Spitzenwert- Detektorschaltung 12 und der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 13. Die Steuersignalgeneratorschaltung 18 umfaßt einen Zähler oder ein Schieberegister sowie eine Anzahl von logischen Verknüpfungsgliedern und wird in Abhängigkeit von dem Startimpuls Φ _s und dem Rückstellimpuls Φ _R betrieben, die von der vorstehend beschriebenen Treiberschaltung 17 abgegeben werden. Hierbei gibt die Treiberschaltung den Startimpuls Φ _s in Abhängigkeit von dem extern zugeführten Startsignal Φ _A ab.

Die Schaltungsanordnung gemäß den Fig. 3A, 3B und 4 sowie die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 gemäß Fig. 1 können zur Bildung eines Bildabtastsystems zusammengefaßt werden.

Nachstehend werden nun Funktion und Wirkungsweise eines solchen Bildabtastsystems unter Bezugnahme auf den Steuersignalplan gemäß Fig. 5 näher beschrieben.

Hierbei bezieht sich die Beschreibung auf den Fall, daß die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 ein mit ladungsgekoppelten Speichern arbeitender Photomeßfühler (CCD- Photomeßfühler) oder eine mit ladungsgekoppelten Speichern arbeitende Photodiodenanordnung (CCD-Photodiodenanordnung) ist und das Bildabtastsystem in einem automatischen Entfernungsmeßgerät gemäß der vorstehend bereits genannten US-Patentschrift 40 04 852 enthalten ist. In diesem Falle werden daher auf den unabgeschirmten Lichtempfangselementen 2′′ in dem Lichtempfangsabschnitt 2 der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 mittels eines auf dem Standlinien-Entfernungsmeßprinzip beruhenden optischen Systems zwei Bilder in verschiedenen Bereichen abgebildet, von denen ein Bild in der vorstehend beschriebenen Weise das Basis-Sucherfeldbild und das andere das Bezugs- Sucherfeldbild darstellt.

Gemäß Fig. 5 wird über einen nicht dargestellten elektrischen Stromversorgungsschalter zum Zeitpunkt t₀ der Stromkreis geschlossen, wodurch die Spannung V _E dem Eingangsanschluß 1 a der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 sowie der Differenzverstärkerschaltung 8 (Fig. 3A und 3B) zugeführt wird. Gleichzeitig wird auch den anderen Schaltungsanordnungen eine Spannung V′ _E zugeführt. Dies führt zur Bildung von Potentialsenken in dem Lichtempfangsabschnitt 2 und zwar in dem dicht unterhalb der Lichtempfangselemente 2′ und 2′′ gelegenen Bereich. Nunmehr setzt eine Ladungsspeicherung ein. Außerdem beginnt die Basis- Taktgeneratorschaltung 16 die Basistaktimpulse CLK (Fig. 6(a)) abzugeben, so daß die Treiberschaltung 17 Übertragungstaktsignale Φ₁ bis Φ₄ und einen Rückstellimpuls Φ _R (Fig. 6(b) bis 6(f)) abgibt, die den Eingangsanschlüssen 1 c bis 1 g der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 zugeführt werden. Wenn nunmehr ein Startsignal Φ _A der Treiberschaltung 17 zum Zeitpunkt t₁ zugeführt wird, gibt die Treiberschaltung einen Startimpuls Φ _s (Fig. 5(b)) ab, der dem Eingangsanschluß 1 b der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 zugeführt wird. Hierdurch werden in der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 Potentialsenken an den Übertragungsgateabschnitten 3₁ und 3₂ ausgebildet.

Von den Lichtempfangselementen 2′ und 2′′ geben dann eine Anzahl von Lichtempfangselementen, z. B. die ungeradzahlig angeordneten Lichtempfangselemente, ihre gespeicherte elektrische Ladung über den Übertragungsgateabschnitt 3₁ an den Ladungsübertragungsabschnitt 4₁ ab. In ähnlicher Weise wird die in einer weiteren Anzahl von geradzahligen Elementen gespeicherte elektrische Ladung über den Übertragungsgateabschnitt 3₂ von dem Ladungsübertragungsabschnitt 4₂ übernommen.

Auf diese Weise werden während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₂ bis zu dem Zeitpunkt t₁₀ sämtliche in den Lichtempfangselementen 2′, 2′′ gespeicherten elektrischen Ladungen über die Ladungsübertragungsabschnitte 4₁ und 4₂ auf den Ausgangsabschnitt 5 übertragen, so daß über den Ausgangsanschluß 1 i in der in Fig. 5(a) dargestellten Weise ein Ausgangssignal in Form einer Spannung oder eines Stromes zeitlich aufeinanderfolgend abgegeben werden kann. Dieses über den Ausgangsanschluß 1 i abgegebene Meßfühlerausgangssignal ist in Fig. 5(a) als Signal mit welligem Verlauf dargestellt. Tatsächlich wird das Ausgangssignal jedoch als ein zeitlich aufeinanderfolgendes Impulssignal erhalten.

Das über den Ausgangsanschluß 1 i abgegebene Meßfühlerausgangssignal wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₁ der Differenzverstärkerschaltung 8 zugeführt. Gleichzeitig liegt an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₁ über den Ausgangsanschluß 1 j das Spannungsänderungsinformationssignal an. Dieses Signal wird von dem Spannungsänderungsdetektorabschnitt 7 erzeugt, der Spannungsänderungen innerhalb der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 relativ zu der an dem Eingangsanschluß 1 a anliegenden Spannung V _E feststellt. Die von dem Operationsverstärker OP₁ abgegebene Ausgangsspannung Vop 1 ist daher durch folgende Gleichung gegeben:

wobei

V₁das über den Ausgangsanschluß 1 i abgegebene Ausgangssignal, V₂das über den Ausgangsanschluß 1 j abgegebene Ausgangssignal und r₁ bis r₄jeweils Widerstandswerte der Widerstände R₁ bis R₄

bezeichnen.

Wenn gilt:

r₁ = r₂ = r₃ = r₄,

so ergibt sich:

Vop 1 = V₂ - V₁,

Hieraus ist ersichtlich, daß an dem Ausgangsanschluß der Differenzverstärkerschaltung 8 ein Signal auftritt, das frei von Spannungsänderungskomponenten ist. Auf diese Weise können Spannungsänderungskomponenten, die auf Änderungen der Spannung V _E beruhen, in dem Meßfühlerausgangssignal beseitigt bzw. unterdrückt werden.

Beim Auslesen des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 wird z. B. ein Signal erhalten, das der in den abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ des Lichtempfangsabschnittes 2 während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₂ bis zu dem Zeitpunkt t₅ gespeicherten elektrischen Ladung entspricht. Während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₂ bis zu dem Zeitpunkt t₃ führt die Steuersignalgeneratorschaltung 18 jedoch der Basis des Transistors Tr₅ der Dunkelstromsignal-Abtast/Speicherschaltung 9 ein Steuersignal Φ₆ zu, das zu dieser Zeit in der in Fig. 5(d) dargestellten Weise einen hohen Wert aufweist. Hierdurch wird der Transistor Tr₅ leitend, so daß die Ladung des Kondensators C₁ während dieser Zeit gelöscht bzw. abgeleitet werden kann. Nach der Entladung des Kondensators führt die Steuersignalgeneratorschaltung 18 der Basis des Eingangssteuertransistors Tr₁ während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₃ bis zu dem Zeitpunkt t₄ ein Steuersignal Φ₅ zu, das gemäß Fig. 5(c) einen niedrigen Wert aufweist. Dies hat zur Folge, daß der Transistor Tr₁ während dieser Zeit sperrt. Das von der Differenzverstärkerschaltung 8 abgegebene Ausgangssignal wird daher dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ nur während der Sperrzeit des Transistors Tr₁ zugeführt, d. h., während der Zeit von dem Zeitpunkt t₃ bis zu dem Zeitpunkt t₄. Das dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ während dieser Zeit tatsächlich zugeführte Ausgangssignal ist daher ein Signal, das der Ladungsspeicherung nur in denjenigen Lichtempfangselementen entspricht, die im mittleren Bereich der Gruppe der abgeschirmten Lichtempfangselemente 2′ angeordnet sind. Diese Lichtempfangselemente sind in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 2′ a bezeichnet. Das hierbei zugeführte Signal ist aus den vorstehend beschriebenen Gründen frei von Spannungsänderungskomponenten.

Wie vorstehend erläutert, ist der invertierende Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ mit dem Kondensator C₁ verbunden. Wenn der Transistor Tr₁ leitend ist und das Ausgangssignal der Differenzverstärkerschaltung 8 dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß zugeführt werden kann, wird das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang höher als das an dem invertierenden Eingang anstehende Potential. Das Ausgangssignal des Vergleichers CP₁ wird dadurch invertiert und geht von einem niedrigen auf einen hohen Wert über. Hierdurch wird der Transistor Tr₂ leitend, wobei Basis und Kollektor kurzgeschlossen sind. Dies hat zur Folge, daß ein von dem Widerstand R₆ bestimmter Konstantstrom I _{R 6} über den als Diode wirkenden Transistor Tr₄ fließt. Gleichzeitig wird der Transistor Tr₃ leitend, so daß die Aufladung des Kondensators C₁ durch den über den Transistor Tr₃ fließenden Strom I₁ beginnt. Wenn angenommen wird, daß der Widerstandswert des Widerstands R₇ ausreichend höher als der der Widerstandswert des Widerstands R₆ ist und der Basisstrom des Transistors Tr₃ vernachlässigt werden kann, sind die Spannung V _{BE 4} zwischen Basis und Emitter des Transistors Tr₄ und die Spannung V _{BE 3} zwischen Basis und Emitter des Transistors Tr₃ jeweils durch folgende Gleichung gegeben:

wobei

Kdie Boltzmann'sche Konstante,Tdie Temperatur in Absolutwerten,qdie elektrische Elementarladung,ioden Sättigungssperrstrom,I _{R 6}den über den Widerstand R₆ fließenden Strom undI₁den Ladungsstrom des Kondensators C₁

bezeichnen.

Für die dargestellte Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist

V _{BE 4} = V _{BE 3} und somit

I _{R 6} = I₁.

Dies bedeutet, daß der Kondensator C₁ mit einem Konstantstrom aufgeladen wird, der gleich dem über den Widerstand R₆ fließenden Strom ist.

Mit dem Anstieg des Potentials am Kondensator C₁ steigt auch das Potential an dem invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₁ allmählich an und übersteigt schließlich das Potential an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß. Zu diesem Zeitpunkt wird das Ausgangssignal des Vergleichers CP₁ invertiert und geht von einem hohen auf einen niedrigen Wert über, so daß der Transistor Tr₂ sperrt. Daraufhin wird die Aufladung des Kondensators C₁ unterbrochen bzw. beendet.

Auf diese Weise kann die Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung 9 das auf dem von der Differenzverstärkerschaltung 8 abgegebenen Ausgangssignal basierende Dunkelstromsignal abtasten und zwischenspeichern, wobei jedoch lediglich das Signal verwendet wird, das der in den im mittleren Bereich der abgeschirmten Lichtempfangselemente 2′ gelegenen Elementen 2′ a gespeicherten Ladung entspricht. Das auf diese Weise in dem Kondensator C₁ gespeicherte Dunkelstrom-Informationssignal wird dann über den Pufferverstärker BP₁ abgegeben.

Die Funktion des Widerstands R₇ besteht darin, die Verzögerung beim Schalten des Transistors Tr₃ zu beseitigen, die von der Übergangskapazität des als Diode geschalteten Transistors Tr₄ verursacht wird, wenn der Transistor Tr₂ in den Sperrzustand geschaltet wird. Die Verzögerung bei dem Inversionsvorgang des Vergleichers CP₁ und der Transistoren Tr₂ und Tr₃ ist konstant. Wenn angenommen wird, daß die Aufladung des Kondensators C₁ stets nach einer konstanten Zeitdauer (t _D ) nach dem Zeitpunkt, zu dem das Potential des invertierenden Eingangs des Vergleichers CP₁ das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang überschreitet, unabhängig von Änderungen der Ausgangsspannung der Differenzverstärkerschaltung 8 beendet wird, nimmt die Meßfehlerspannung Δ V, die von einer Überladung des Kondensators C₁ aufgrund von Ansprechverzögerungen der Schaltungsanordnung entsteht, den Betrag

an, wobei der Wert C _q die Kapazität des Kondensators C₁ bezeichnet. Es besteht daher die Möglichkeit eine der Dunkelstrom-Signalspannung korrekt und genau entsprechende Spannung zu gewinnen, indem die Offsetspannung bzw. Versatzspannung des Vergleichers CP₁ oder des Pufferverstärkers BP₁ um einen der Meßfehlerspannung Δ V entsprechenden Betrag verschoben wird oder indem eine Differenzverstärkerschaltung mit dem Ausgangsanschluß des Pufferverstärkers BP₁ zur Subtraktion der Meßfehlerspannung Δ V verbunden wird.

Gemäß Fig. 5 wird während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₅ bis zu dem Zeitpunkt t₁₀ ein Signal erhalten, das der in den nicht abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′′ des Lichtempfangsabschnitts 2 gespeicherten Ladung entspricht. Dieses Signal enthält das Abtastsignal, das sich auf das Basis-Sucherfeldbild und das Bezugs- Sucherfeldbild bezieht, welche auf den Lichtempfangselementen 2′′ abgebildet sind. Nach der Unterdrückung bzw. Beseitigung der Spannungsänderungskomponente hat die Zuführung des Signals zu dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₂ der nächsten Schaltungsanordnung, nämlich der Differenzverstärkerschaltung 10, zu erfolgen. Zu diesem Zeitpunkt wird jedoch dem invertierenden Eingangsanschluß des gleichen Operationsverstärkers OP₂ außerdem das von der Abtast/Speicherschaltung 9 abgetastete und zwischengespeicherte Dunkelstrom- Informationssignal während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₃ bis zu dem Zeitpunkt t₄ zugeführt. Ähnlich wie die vorstehend beschriebene Ausgangsspannung Vop 1 des Operationsverstärkers Op₁ der Differenzverstärkerschaltung 8 ist daher die Ausgangsspannung Vop 2 des Operationsverstärkers OP₂ gegeben durch

wobei der Wert V _{BP 1} das Ausgangssignal der Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung 9 und r₈ bis r₁₁ jeweils Widerstandswerte der Widerstände R₈ bis R₁₁ bezeichnen.

Wenn gilt:

r₈ = r₉ = r₁₀ = r₁₁,

so ist Vop 2 = Vop 1 - V _{BP 1}.

Am Ausgangsanschluß der Differenzverstärkerschaltung 10 tritt somit ein Signal auf, bei dem die Dunkelstromkomponente bereits unterdrückt ist. Auf diese Weise ist es möglich, auch die Dunkelstromkomponente aus dem Meßfühlerausgangssignal zu entfernen.

Das von der Differenzverstärkerschaltung 10 abgegebene Ausgangssignal wird sodann der Filterschaltung 11 zur Ausfilterung etwaiger hochfrequenter Störsignalanteile zugeführt. Nach der Ausfilterung der hochfrequenten Störkomponenten wird das Ausgangssignal der Codierschaltung 15 und der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 zugeführt.

In der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 wird der Basis des Transistors Tr₁₀ von der Steuersignalgeneratorschaltung 18 während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₂ bis zu dem Zeitpunkt t₆ ein Steuersignal Φ₈ zugeführt, das in Fig. 5(f) dargestellt ist. Da das Steuersignal Φ₈ ein Signal hohen Wertes ist, ist der Transistor Tr₁₀ während dieser Zeit leitend, so daß die Ladung des Kondensators C₃ abgeleitet wird. Nach der Entladung des Kondensators C₃ führt die Steuersignalgeneratorschaltung 18 der Basis des Eingangssteuertransistors Tr₆ während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₆ bis zu dem Zeitpunkt t₇ ein Steuersignal Φ₇ niedrigen Wertes zu, so daß der Transistor Tr₆ während dieser Zeit sperrt. Von den Ausgangssignalen der Filterschaltung 11 gelangen daher nur diejenigen Ausgangssignale, die während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₆ und dem Zeitpunkt t₇, d. h., während der Sperrzeit des Transistors Tr₆, abgegeben werden, zu dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₂. Wie Fig. 5(a) zu entnehmen ist, entspricht dieses Ausgangssignal dem auf den nicht abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′′ abgebildeten Basis-Sucherfeldbild. Das während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₅ und dem Zeitpunkt t₆ erhaltene restliche Ausgangssignal entspricht dem von den in der Nähe des Basis-Sucherfeldbildes liegenden Lichtempfangselementen erhaltenen Signal und ist daher kein Abtastsignal des Basis-Sucherfeldbildes. Durch Umschalten des Steuersignals Φ₇ von einem hohen auf einen niedrigen Wert zum Zeitpunkt t₆ wird daher auf diese Weise gewährleistet, daß der Vergleicher CP₂ nur das Signal erhält, das genau dem Basis-Sucherfeldbild entspricht.

Wie vorstehend beschrieben, wird dem Vergleicher CP₂ zum Zeitpunkt t₆ über seinen nichtinvertierenden Eingangsanschluß von der Filterschaltung 11 ein Abtastausgangssignal des Basis-Sucherfeldbildes zugeführt, das nicht länger etwaige Spannungsänderungskomponenten, Dunkelstromkomponenten und hochfrequente Störkomponenten enthält. In ähnlicher Weise wie bei dem Vergleicher CP₁ der Abtast/Speicherschaltung 9 ist der invertierende Eingangsanschluß des Vergleichers CP₂ mit dem Kondensator C₃ verbunden. Zu dem Zeitpunkt, zu dem das Ausgangssignal der Filterschaltung 11 dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₂ zugeführt wird, wird daher dessen Ausgangssignal invertiert und geht von einem niedrigen auf einen hohen Wert über. Hierdurch werden die Transistoren Tr₇ und Tr₈ leitend, so daß die Aufladung des Kondensators C₃ in der gleichen Weise wie bei der Abtast/Speicherschaltung 9 mit einem Konstantstrom beginnt, der gleich dem über den Widerstand R₁₄ fließenden Strom ist. Wenn die Ladespannung an dem Kondensator C₃ die Ausgangsspannung der Filterschaltung 11 überschreitet, geht das Ausgangssignal des Vergleichers CP₂ zur Beendigung der Aufladung des Kondensators C₃ wieder von dem hohen auf den niedrigen Wert über. Dieser Vorgang der Einleitung und Beendigung der Aufladung des Kondensators C₃ in Abhängigkeit von Ausgangssignaländerungen der Filterschaltung 11 wird bis zum Ende der Zeit t₇ in der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 wiederholt. Nach dem Zeitpunkt t₇ wird der Transistor Tr₆ durchgeschaltet, so daß die Zuführung des Ausgangssignals der Filterschaltung 11 zu dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₂ unterbrochen wird. Zu diesem Zeitpunkt bleibt in dem Kondensator C₃ der Maximalwert der von der Filterschaltung 11 während der Zeitdauer zwischen den Zeiten t₆ und t₇ abgegebenen Ausgangssignale gespeichert. Dieser Maximalwert ist eine Spannung, die dem Spitzenwert des sich auf das Basis- Sucherfeldbild beziehenden Abtastausgangssignals entspricht. Auf diese Weise läßt sich der Spitzenwert des sich auf das Basis-Sucherfeldbild beziehenden Abtastausgangssignals feststellen.

Mit dem Fortschreiten der Betriebszeit zu den Zeitpunkten t₈, t₉ und t₁₀ werden die während dieser Zeit erhaltenen Abtastsignale aufeinanderfolgend der Codierschaltung 15 zugeführt, nachdem die Spannungsänderungskomponenten, Dunkelstromkomponenten und hochfrequenten Störsignalanteile jeweils in den Schaltungsanordnungen 8, 10 und 11 in der vorstehend beschriebenen Weise entfernt worden sind. Wie die während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₅ und dem Zeitpunkt t₆ erhaltenen Signale, beziehen sich von den während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₇ bis zu dem Zeitpunkt t₁₀ auftretenden Signalen die während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₇ und dem Zeitpunkt t₈ sowie zwischen dem Zeitpunkt t₉ und dem Zeitpunkt t₁₀ erhaltenen Signale nicht auf das Sucherfeldbild. Die sich auf das Bezugs-Sucherfeldbild beziehenden Abtastsignale sind lediglich diejenigen, die während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₈ bis zu dem Zeitpunkt t₉ erhalten werden.

Nach dem Zeitpunkt t₁₀ und der Beendigung des Auslesens des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung wird der Basis des Transistors Tr₁₅ in der Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung 13 von der Steuersignalgeneratorschaltung 18 zu Beginn der Zeit t₁₁ ein Steuersignal Φ₁₀ zugeführt. Wie Fig. 5(h) zu entnehmen ist, weist das Steuersignal Φ₁₀ während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₁₁ und dem Zeitpunkt t₁₂ einen hohen Wert auf. Während dieser Zeit wird daher der Transistor Tr₁₅ leitend, so daß die Ladung des Kondensators C₄ abgeleitet wird. Nach der Entladung des Kondensators C₄ wird der Basis des Eingangssteuertransistors Tr₁₁ von der Steuersignalgeneratorschaltung 18 ein Steuersignal Φ₉ zugeführt, das während der Zeitdauer von dem Zeitpunkt t₁₂ bis zu dem Zeitpunkt t₁₃ in der in Fig. 5(g) dargestellten Weise einen niedrigen Wert annimmt. Dies hat zur Folge, daß der Transistor Tr₁₁ während dieser Zeit sperrt und das Ausgangssignal der Spitzenwert- Detektorschaltung 12 dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₃ zugeführt werden kann. In der vorstehend bereits in Verbindung mit der Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung 9 und der Spitzenwert- Detektorschaltung 12 beschriebenen Weise wird der Kondensator somit auf einen dem Potential an dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers CP₃ entsprechenden Wert aufgeladen. Dies hat zur Folge, daß eine Spannung in dem Kondensator C₄ gespeichert wird, die dem von der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 ermittelten Spitzenwert des sich auf das Basis-Sucherfeldbild beziehenden Abtastausgangssignals entspricht. Die in dem Kondensator C₄ gespeicherte Spannung wird sodann als Spitzenspannung Vp über den Pufferverstärker BP₃ der Spannungsteilerschaltung 14 zugeführt. Am Ausgangsanschluß der Spannungsteilerschaltung 14 tritt dann die Spannung Vs auf, die durch

gegeben ist, wobei r₁₉ und r₂₀ jeweils den Widerstandswert des Widerstands R₁₉ bzw. R₂₀ und vr den Widerstandswert des Stellwiderstands VR bezeichnen.

Dieses Ausgangssignal stellt einen Begrenzungswert für die Binärcodierung des Signals dar und wird dem invertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₄ der Codierschaltung 15 zugeführt.

Zur Gewinnung der gewünschten binärcodierten Daten mit hoher Genauigkeit und ohne nachteilige Beeinflussungen durch Störsignale der Schaltungsanordnung sollte die als Begrenzungswert dienende Spannung Vs vorzugsweise auf einen Betrag in der Größenordnung von Vs=0,6 Vp bis 0,8 Vp (Vp ist die vorstehend genannte Spitzenspannung) festgesetzt werden.

In dem vorstehend beschriebenen Betriebszustand kann z. B. bei einem Zeitpunkt etwa bei der Zeit t₁₄ erneut ein Startsignal Φ _A der Treiberschaltung 17 zugeführt werden. Hierdurch gibt die Treiberschaltung 17 erneut einen Startimpuls Φ _s ab, so daß erneut ein Auslesen des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung eingeleitet wird. Das hierbei erhaltene Abtastausgangssignal wird dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Vergleichers CP₄ der Codierschaltung 15 zugeführt, nachdem die Spannungsänderungskomponenten, Dunkelstromkomponenten und hochfrequenten Störsignalanteile mittels der Schaltungsanordnungen 8, 10 und 11 in der vorstehend beschriebenen Weise beseitigt worden sind. Durch den Vergleicher CP₄ erfolgt somit eine Binärcodierung des Abtastsignals, und zwar unter Verwendung des Begrenzungswertes V _s , der auf der Basis der zuletzt festgestellten Spitzenspannung Vp eingestellt bzw vorgegeben wird.

Bei diesem Auslesen des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung wird die Abtastung und Zwischenspeicherung des Dunkelstromsignals durch die Abtast/ Speicherschaltung 9 während der Zeitdauer zwischen den Zeiten t₁₆ und t₁₇ durchgeführt und die hierbei ermittelte Dunkelstromkomponente sodann in der Differenzverstärkerschaltung 10 unterdrückt. Während der Zeitdauer vom Zeitpunkt t₁₉ bis zu dem Zeitpunkt t₂₀ erfolgt erneut die Ermittlung des Spitzenwertes durch die Spitzenwert- Detektorschaltung 12, wobei zum Zeitpunkt t₂₃ das Auslesen des Ausgangssignals der Photomeßfühlereinrichtung beendet ist. Zum Zeitpunkt t₂₄ wird die in der Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung 13 abgespeicherte Spitzenspannung Vp gelöscht, während zum Zeitpunkt t₂₅ das Einschreiben eines neuen Spitzenwertes erfolgt, der von der Spitzenwert- Detektorschaltung 12 während der Zeitdauer zwischen dem Zeitpunkt t₁₉ bis zu dem Zeitpunkt t₂₀ ermittelt wird. Die hierbei von der Spannungsteilerschaltung abgegebene Ausgangsspannung Vs bildet dann einen Begrenzungswert für die Binärcodierung des beim nächstfolgenden Auslesen des Meßfühlerausgangssignals erhaltenen Abtastsignals.

Der vorstehend beschriebene Ablauf wird sodann jeweils wiederholt, wenn ein neues Startsignal Φ _A der Treiberschaltung 17 zugeführt wird. Von der Codierschaltung 15 werden daher mit hoher Genauigkeit binärcodierte Daten erhalten, die sich auf das Basis-Sucherfeldbild und das Bezugs-Sucherfeldbild beziehen, welche auf der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 optisch abgebildet sind.

Nachstehend wird die vorstehend erwähnte Steuersignalgeneratorschaltung 18 näher beschrieben. Das beschriebene Ausführungsbeispiel der Steuersignalgeneratorschaltung 18 weist einen sehr einfachen Aufbau auf und besteht aus einem Schieberegister sowie einer Anzahl logischer Verknüpfungsglieder.

Zur Vereinfachung der Erläuterung wird von folgender Annahme für den Aufbau der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 ausgegangen:

Wie in Fig. 7 veranschaulicht ist, soll die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 sich aus 128 Bitstellen zusammensetzen, was bedeutet, daß der Lichtempfangsabschnitt 2 128 Lichtempfangselemente umfaßt. Von diesen 128 Lichtempfangselementen werden 14 Lichtempfangselemente auf der nahe dem Ausgangsabschnitt gelegenen Seite, d. h., in Fig. 7 auf der linken Seite, als abgeschirmte Lichtempfangselemente 2′ verwendet. Von den abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ stellen der vier Bitstellen umfassende linke Endbereich D₁ und der ebenfalls vier Bitstellen umfassende rechte Endbereich D₂ Sperrbereiche dar, während der sechs Bitstellen umfassende mittlere Bereich DM zur Feststellung des Dunkelstroms verwendet wird. Der sechs Bitstellen umfassende Bereich D₃ stellt einen Leerbereich dar. Der mit A bezeichnete nächste Bereich, der 30 Bitstellen umfaßt, ist ein Bereich für die Aufnahme des Basis-Sucherfeldbildes, während der 60 Bitstellen umfassende Bereich B zur Aufnahme des Bezugs-Sucherfeldbildes dient. Zwischen den Bereichen A und B ist ein 12 Bitstellen umfassender Bereich D₄ vorgesehen, der als Bildtrennbereich dient. Der sechs Bitstellen umfassende letzte Bereich D₅ ist ebenfalls ein Leerbereich.

Es sei davon ausgegangen, daß die Zeitdauer vom Anlegen eines Startimpulses Φ _s an die Strahlungsmeßfühlereinrichtung 2 bis zu dem tatsächlichen Beginn der Abgabe eines Ausgangssignals gleich der zur Ansteuerung von vier Bits bzw. Bitstellen erforderlichen Zeitdauer ist, wie dies in Fig. 7 gestrichelt dargestellt ist.

Als Steuerimpuls Φ₁₀ für den Speicherwert-Löschtransistor Tr₁₅ der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 13 wird ein Signal verwendet, das nach Ablauf der Ansteuerzeit für vier Bits bzw. Bitstellen nach dem Ende des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 von einem niedrigen auf einen hohen Wert übergeht und nach Ablauf der Ansteuerzeit für weitere sechs Bits bzw. Bitstellen wieder von dem hohen Wert auf den niedrigen Wert zurückkehrt.

In ähnlicher Weise wird als Steuersignal Φ₉ für den Eingangssteuertransistor Tr₁₁ ein Signal verwendet, dessen Wert zum Zeitpunkt der Rückkehr des Steuersignals Φ₁₀ von dem hohen auf den niedrigen Wert ebenfalls von einem hohen auf einen niedrigen Wert übergeht und nach Ablauf der zur Ansteuerung von sechs Bits bzw. Bitstellen nach der ersten Änderung seines Wertes erforderlichen Zeit wieder von dem niedrigen Wert auf den hohen Wert zurückkehrt.

Der in Fig. 7 dargestellte Pfeil X gibt die Richtung an, in der das Ausgangssignal der Strahlungsmeßfühlereinrichtung ausgelesen wird.

Unter dieser Annahme kann die Steuersignalgeneratorschaltung 18 gemäß Fig. 8 äußerst einfach aufgebaut sein.

In Fig. 8 bezeichnet das Bezugszeichen SR ein Schieberegister für serielle Eingabe und parallele Ausgabe mit 148 Bitstellen. Das Schieberegister erhält von der Treiberschaltung 17 an seinem Dateneingangsanschluß D den Startimpuls Startimpuls Φ _s und an seinem Takteingangsanschluß CK den Rückstellimpuls Φ _R . Mit G 1 bis G 7 sind ODER-Verknüpfungsglieder bezeichnet, von denen das ODER-Glied G 1 zur Bildung der logischen Summe der Ausgangssignale für die fünfte bis achte Bitstelle dient. In ähnlicher Weise sind das ODER-Glied G 2 für die neunte bis vierzehnte Bitstelle, das ODER-Glied G 3 für die fünfzehnte bis vierundzwanzigste Bitstelle, das ODER-Glied G 4 für die fünfundzwanzigste bis vierundfünfzigste Bitstelle, das ODER-Glied G 5 für die 137ste bis 142ste und das ODER-Glied G 6 für die 143ste bis 148ste Bitstelle vorgesehen. Das ODER-Glied G 7 dient zur Bildung der logischen Summe der von den ODER-Gliedern G 1 bis G 3 abgegebenen Ausgangssignale. Die Steuersignalgeneratorschaltung 18 umfaßt ferner drei Inverter IV 1, IV 2 und IV 3, die jeweils die Ausgangssignale der ODER-Glieder G 2, G 5 und G 7 invertieren.

Nachstehend werden Funktion und Wirkungsweise der den vorstehend beschriebenen Aufbau aufweisenden Steuersignalgeneratorschaltung 18 näher erläutert:

In dem Betriebszustand der Schaltung, bei dem von der Treiberschaltung 17 ein Rückstellimpuls Φ _R an dem Takteingangsanschluß CK des Schieberegisters SR anliegt, wird von der Treiberschaltung in Abhängigkeit von einem extern anliegenden Startsignal Φ _A ein Startimpuls Φ _s abgegeben. Der in das Schieberegister SR eingegebene Datenwert nimmt dann den Wert "1" an und bei Zuführung eines Rückstellimpulses Φ _R während der Zeitdauer, in der der Startimpuls Φ _s den in Fig. 6 veranschaulichten hohen Wert aufweist, wird der Datenwert "1" in der ersten Bitstelle des Schieberegisters SR gespeichert. Da, wie Fig. 6 zu entnehmen ist, der Startimpuls Φ _s in zeitlicher Übereinstimmung mit dem von dem hohen auf den niedrigen Wert erfolgenden Übergang des Rückstellimpulses Φ _R ebenfalls wieder von dem hohen auf den niedrigen Wert zurückkehrt, verbleibt das Signal an dem Dateneingang des Schieberegisters SR danach auf dem Wert "0". Der abgespeicherte Datenwert "1" wird daher bitweise in Richtung des Pfeiles "Y"jeweils bei Zuführung eines Rückstellimpulses Φ _R verschoben. Bei diesem Verschiebungsvorgang des gespeicherten Datenwertes "1" in Abhängigkeit von dem Rückstellimpuls Φ _R gelangt der Datenwert in den die fünfte bis achte Bitstelle umfassenden Abschnitt. Während der Zeitdauer, in der sich der Datenwert "1" in einer der Bitstellen dieses Abschnittes befindet, weist das Ausgangssignal des ODER- Gliedes G 1 einen hohen Wert auf. Wie Fig. 7 zu entnehmen ist, entspricht die Zeitdauer, während der das Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 1 einen hohen Wert einnimmt, der Zeitdauer, während der das Ausgangssignal des abgeschirmten Sperrbereiches D 1 ausgelesen wird. Dieses Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 1 bildet daher das dem Transistor Tr₅ der Dunkelstromsignal-Abtast/Speicherschaltung 9 zugeführte Steuersignal Φ₆ (Fig. 5d).

Der Datenwert "1" wird sodann in dem Schieberegister SR weiterverschoben und gelangt in den die neunte bis vierzehnte Bitstelle umfassenden Abschnitt. Während der Zeit, in der sich der Datenwert in einer der Bitstellen dieses Abschnittes befindet, weist das Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 2 einen hohen Wert auf. Da die Zeitdauer, während der das ODER-Glied G 2 das Ausgangssignal hohen Wertes abgibt, der Zeitdauer entspricht, während der das Ausgangssignal des Dunkelstrom-Detektorbereiches DM des Lichtempfangsabschnittes 2 ausgelesen wird, stellt das von diesem Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 2 abgeleitete invertierte Ausgangssignal des Inverters IV 1 das dem Eingangssteuertransistor Tr₁ der Abtast/Speicherschaltung 9 zuzuführende Steuersignal Φ₅ (Fig. 5c) dar.

Andererseits weisen während der Zeitdauer, in der sich der gespeicherte Datenwert "1" in einer der von der fünften bis zu der vierundzwanzigsten Bitstelle reichenden Bitstellengruppen befindet, die jeweiligen Ausgangssignale der ODER-Glieder G 1 bis G 3 einen hohen Wert auf. Während dieser Zeitdauer weist daher auch das Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 7 einen hohen Wert auf. Wie aus Fig. 7 ersichtlich ist, entspricht diese Zeitdauer gerade der Zeitdauer, während der das Auslesen der Ausgangssignale der insgesamt 20 Bitstellen des Lichtempfangsabschnittes 2 umfassenden Bereiche D 1, DM, D 2 und D 3 erfolgt. Das Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 7 bildet daher das Steuersignal Φ₈ (Fig. 5f) für den Speicherwert Löschtransistor Tr₁₀ der Spitzenwert-Detektorschaltung 12.

Der gespeicherte Datenwert "1" wird sodann in dem Schieberegister SR weiterverschoben und gelangt in den die 25ste bis 54ste Bitstelle umfassenden Abschnitt. Während der Zeitdauer, in der sich der Datenwert in diesem Abschnitt befindet, nimmt das Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 4 einen hohen Wert an. Diese Zeitdauer entspricht gerade der Zeitdauer des Auslesens des Ausgangssignals des 30 Bitstellen in dem Lichtempfangsabschnitt 2 umfassenden Basis-Sucherfeldbildbereiches A. Das von dem Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 4 abgeleitete invertierte Ausgangssignal des Inverters IV 2 ist daher das dem Eingangssteuertransistor Tr₆ der Spitzenwert-Detektorschaltung 12 zuzuführende Steuersignal Φ₇ (Fig. 5i).

Der Datenwert "1" wird sodann in dem Schieberegister SR weiterverschoben und das Auslesen des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung 1 mit Erreichen der 132sten Bitstelle abgeschlossen. Nach einer Ansteuerzeit von weiteren vier Bitstellen wird der Datenwert "1" dann in der 137sten Bitstelle gespeichert. Während der Zeitdauer, in der der Datenwert weiter bis zur 143sten Bitstelle verschoben wird, weist das Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 5 einen hohen Wert auf und bildet daher das Steuersignal Φ₁₀ (Fig. 5h), das dem Transistor Tr₁₅ der Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 13 zugeführt wird. Während der nächsten Datenverschiebungsperiode von der 143sten Bitstelle bis zu der Endposition, bei der der gespeicherte Datenwert von dem Schieberegister SR abgegeben wird, nimmt das Ausgangssignal des ODER- Gliedes G 6 einen hohen Wert an. Da das ODER-Glied G 6 mit dem Inverter IV 3 verbunden ist, bildet das von dem Inverter invertierte Ausgangssignal des ODER-Gliedes G 6 das dem Eingangssteuertransistor Tr₁₁ der Spitzenwert- Zwischenspeicherschaltung 13 zuzuführende Steuersignal Φ₉ (Fig. 5g).

Auf diese Weise werden von der Steuersignalgeneratorschaltung 18 gemäß Fig. 8 sämtliche Steuersignale Φ₅ bis Φ₁₀ erhalten, die für die Dunkelstromsignal-Abtast/ Speicherschaltung 9, die Spitzenwert-Detektorschaltung 12 und die Spitzenwert-Zwischenspeicherschaltung 13 erforderlich sind.

Eine solche Verbindung der Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß Fig. 1 mit den Schaltungsanordnungen gemäß den Fig. 3 und 4 bringt verschiedene Vorteile mit sich.

Wenn diese Kombination zur Abtastung von Objektbildern verwendet wird, ermöglicht sie die Beseitigung bzw. Unterdrückung von Spannungsänderungskomponenten, Dunkelstrom-Signalanteilen und hochfrequenten Störsignalanteilen in dem erhaltenen Abtastsignal, so daß ein Abtastausgangssignal erhalten werden kann, das genau dem Bildmuster des Objektes entspricht. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, aus dem Abtastausgangssignal binär codierte Daten des Objektbildes mit hoher Genauigkeit abzuleiten.

Dabei kann das den Dunkelstrom in dem Lichtempfangsabschnitt angebende Signal auf einfache und verläßliche Weise lediglich durch Abschirmung eines Teiles des Lichtempfangsabschnittes gegenüber dem Licht durch eine geeignete Abschirmeinrichtung erhalten werden. Dies erfordert lediglich eine geringe Änderung der bekannten und üblichen Strahlungsmeßfühlereinrichtung. Durch Subtraktion des von dem abgeschirmten Bereich erhaltenen elektrischen Signals von dem Ausgangssignal des nicht abgeschirmten Bereichs des Lichtempfangsabschnittes unter Verwendung einer geeigneten Schaltungsanordnung lassen sich sämtliche unerwünschten Dunkelstromanteile aus dem Signal entfernen bzw. unterdrücken. Es ist daher möglich, ein fotoelektrisches Signal zu bilden, das korrekt und präzise der Helligkeitsverteilung des auf einen Lichtempfangsabschnitt fallenden Lichtes entspricht. Die Verwendung dieser Strahlungsmeßfühlereinrichtung in Verbindung mit einem Bildabtastsystem weist viele Vorteile auf. Wie vorstehend in Verbindung mit einer Ausführungsform beschrieben, lassen sich die unvermeidlich in dem Ausgangssignal enthaltenen unerwünschten Störsignalanteile wirksam beseitigen bzw. unterdrücken, indem eine Dunkelstromsignal- Abtast/Speicherschaltung vorgesehen wird, die die Dunkelstrom-Signalkomponente in der vorstehend beschriebenen Weise unterdrückt. Auch bei einem Bildabtastsystem wird daher ein Abtastausgangssignal erhalten, das präzise dem Bildmuster entspricht und frei von unerwünschten Störsignalkomponenten ist. Dieses Prinzip ist z. B. bei einem automatischen Entfernungsmeßgerät, einem automatischen Gerät zur Ermittlung einer Scharfeinstellung oder einem automatischen Scharfstellgerät der eine Strahlungsmeßfühlereinrichtung verwendenden Art vorteilhaft anwendbar, wobei die Vorteile insbesondere in einer höheren Genauigkeit bei der Entfernungsmessung oder der Ermittlung der Scharfeinstellung bestehen.

Darüber hinaus kann das Problem von Änderungen des Meßfühler-Ausgangssignalwertes aufgrund von Schwankungen bzw. Änderungen der an der Meßfühlereinrichtung anliegenden Spannung dadurch gelöst werden, daß die Strahlungsmeßfühlereinrichtung mit einem Spannungsänderungsdetektorabschnitt versehen wird. Dieser Detektorabschnitt ist derart ausgebildet, daß er die Spannungsänderungen innerhalb der Strahlungsmeßfühlereinrichtung relativ zu Schwankungen bzw. Änderungen der an der Strahlungsmeßfühlereinrichtung anliegenden Spannung ermittelt und dann ein elektrisches Ausgangssignal erzeugt, das die festgestellte Spannungsänderung angibt. Unter Verwendung dieses Ausgangssignals lassen sich sämtliche unerwünschten Spannungsänderungssignalkomponenten zuverlässig unterdrücken. Hierdurch läßt sich ein fotoelektrisches Signal erhalten, das korrekt und präzise der Helligkeitsverteilung des auf einen Lichtempfangsabschnitt fallenden Lichtes entspricht und keine Spannungsänderungssignalanteile enthält.

Diese Maßnahme ist auch bei einem Bildabtastsystem anwendbar, indem die vorstehend im einzelnen beschriebene Schaltungsanordnung zur Unterdrückung bzw. Beseitigung der Spannungsänderungssignalkomponente vorgesehen wird. Auf diese Weise können stets korrekte Abtastausgangssignale unabhängig von Schwankungen und Änderungen der an der Meßfühlereinrichtung anliegenden Spannung erhalten werden.

Die vorstehend beschriebenen beiden Einrichtungen zur Unterdrückung der Dunkelstrom- Signalkomponente bzw. zur Unterdrückung der Spannungsänderungssignalkomponente können auch gemeinsam verwendet werden. Hierdurch läßt sich eine vollständige Unterdrückung verschiedener Störsignale und damit ein weitaus reineres und eine höhere Genauigkeit aufweisendes fotoelektrisches Signal erzielen, das genau der Helligkeitsverteilung des auf die Strahlungsmeßfühlereinrichtung fallenden Lichtes entspricht.

In Verbindung mit der vorstehend beschriebenen, vorzugsweise verwendeten Ausführungsform sollten folgende Punkte in die Betrachtung einbezogen werden:

Unter Bezugnahme auf die Fig. 7 und 8 wurde ausgeführt, daß der abgeschirmte Lichtempfangselementeabschnitt 2′ an beiden Enden des Abschnittes 2′ gelegene Leer- oder Sperrbereiche D 1 und D 2 sowie einen Dunkelstrom- Erfassungsbereich DM (2′ a gemäß Fig. 1) aufweist. Diese Anordnung hat den Vorteil, daß die Sperrbereiche D 1 und D 2 das Eindringen von Licht in den zwischen ihnen gelegenen abgeschirmten Dunkelstrom-Erfassungsbereich DM seitlich von der Endfläche der Abschirmschicht 6 und von der gegenüberliegenden Seite der an die abgeschirmten Lichtempfangselemente 2′ angrenzenden nicht abgeschirmten Lichtempfangselemente 2′′ verhindert. Das Auftreten einer elektrischen Störladung aufgrund derartigen eingedrungenen Lichtes kann hierdurch verhindert werden, so daß der mittlere Dunkelstrom-Erfassungsbereich DM zur Bildung eines Signals dienen kann, das einen hierbei vorhandenen echten Dunkelstrom angibt.

Theoretisch kann eine Gesamtanzahl von drei abgeschirmten Lichtempfangselementen 2′ vorgesehen werden, nämlich ein Lichtempfangselement für den Dunkelstrom-Erfassungsbereich DM und zwei Lichtempfangselemente für die beiden Sperrbereiche D 1 und D 2. In der Praxis ist es jedoch unter Berücksichtigung der in bezug auf den Signalwert und die Signalverarbeitung in den nachgeschalteten Schaltungsanordnungen auftretenden Probleme zweckmäßig, zwei oder mehr Lichtempfangselemente für jeden der Bereiche D 1, D 2 und DM wie im Falle der vorstehend beschriebenen Ausführungsform zu verwenden. Dies trifft insbesondere für den Fall zu, daß die in dem Lichtempfangsabschnitt 2 gespeicherten elektrischen Ladungen in zwei Gruppen unterteilt sind, nämlich in eine erste Gruppe entsprechend den ungeradzahligen Lichtempfangselementen und eine zweite Gruppe entsprechend den geradzahligen Lichtempfangselementen, die sodann getrennt über separate ladungsgekoppelte Speicherkanäle (CCD-Kanäle) entsprechend den Ladungsübertragungsabschnitten 4₁ und 4₂ bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 übertragen werden. In diesem Falle sind die Änderungen des Dunkelstroms in den beiden Kanälen nicht immer gleich, so daß der Dunkelstrom-Erfassungsbereich zweckmäßigerweise kontinuierlich zwei oder mehr Lichtempfangselemente umfassen sollte.

Außerdem sollten zweckmäßigerweise solche Lichtempfangselemente für den Dunkelstrom-Erfassungsbereich DM festgelegt werden, deren Ausgangssignale relativ frühzeitig im Verlauf des Auslesevorgangs ausgelesen werden. Wie in Verbindung mit der vorstehend beschriebenen Ausführungsform ersichtlich ist, ist hierdurch in bezug auf die Signalverarbeitung ein beträchtlicher Vorteil erzielbar. Falls erforderlich, kann jedoch der Dunkelstrom-Erfassungsbereich auch im mittleren Abschnitt oder Endabschnitt der Lichtempfangselementeanordnung vorgesehen sein.

Darüber hinaus sind selbstverständlich weitere Ausgestaltungen der vorstehend beschriebenen Ausführungsformen möglich.

Zum Beispiel ist die Erfindung nicht auf die im Rahmen der vorstehend beschriebenen Ausführungsform veranschaulichte lineare bzw. zeilenförmige Strahlungsmeßfühlereinrichtung beschränkt, sondern gleichermaßen auch auf eine flächenförmige Strahlungsmeßfühlereinrichtung anwendbar. Bei der Verbindung der Strahlungsmeßfühlereinrichtung gemäß Fig. 1 mit den Schaltungsanordnungen 8, 9, 10 und 12 gemäß Fig. 3A können diese Schaltungsanordnungen auch gemeinsam mit der Strahlungsmeßfühlereinrichtung in integrierter Bauweise ausgeführt werden, d. h. z. B. in Form eines sogenannten Ein-Chip- Aufbaus. In diesem Falle werden für die Schaltungsanordnungen 8, 9 und 10 CMOS-Schaltungsanordnungen verwendet, während als Speicherkondensator C₁ in der Dunkelstromsignal-Abtast/Speicherschaltung 9 eine an dem Übergang zwischen dem Siliziumhalbleiter und dem gedruckten Schaltungsmuster oder dessen Äquivalent ausgebildete elektrostatische Kapazität Verwendung findet.

Zusammengefaßt weist die vorstehend beschriebene Strahlungsmeßfühlereinrichtung somit einen Lichtempfangsabschnitt auf, der aus einer Vielzahl von Fotomeßfühlerelementen bzw. Fotosensoren zur Umsetzung von Fotosignalen in elektrische Signale besteht. Ein Teil des Lichtempfangsabschnittes ist hierbei von einer Lichtabschirmeinrichtung abgeschirmt, so daß beim Auslesen des Ausgangssignals der Strahlungsmeßfühlereinrichtung auch ein die Dunkelstrominformation betreffendes Signal von den abgeschirmten Fotomeßfühlerelementen erhalten werden kann.

Claims (7)

1. Strahlungsmeßfühlereinrichtung mit einer photoempfindlichen Einrichtung zum Erzeugen von der empfangenen Strahlung entsprechenden elektrischen Signalen, dadurch gekennzeichnet,

• daß eine Dunkelstrom-Erzeugungseinrichtung (2′, 6) zum Erzeugen eines einen Dunkelstrom der Strahlungsmeßfühlereinrichtung (1) darstellenden elektrischen Signals,
• eine Empfangseinrichtung (7 a, 7 b) zum Empfangen einer der Strahlungsmeßfühlereinrichtung (1) zugeführten Vorspannung (VE) und
• eine elektrisch mit der Empfangseinrichtung (7 a, 7 b) gekoppelte Referenzsignal-Generatoreinrichtung (7 d) zur Erzeugung eines Referenzsignals, das interne Spannungsschwankungen der Strahlungsmeßfühlereinrichtung (1) enthält, vorgesehen sind und
• daß die photoempfindliche Einrichtung (2), die Dunkelstrom- Erzeugungseinrichtung (2′, 6), die Empfangseinrichtung (7 a, 7 b) und die Referenzsignal-Generatoreinrichtung (7 d) auf demselben Halbleitersubstrat ausgebildet sind oder dieses bilden.

2. Strahlungsmeßfühlereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignal-Generatoreinrichtung (7 d) einen Feldeffekttransistor mit Source-, Gate- und Drain-Elektroden aufweist, der das Referenzsignal über die Source-Elektrode erzeugt und dessen Drain-Elektrode elektrisch mit der Empfangseinrichtung (7 a, 7 b) verbunden ist, während die Gate-Elektrode derart verschaltet ist, daß an ihr ein in Abhängigkeit von internen Spannungsschwankungen der Strahlungsmeßfühlereinrichtung (1) sich veränderndes Potential anliegt.

3. Strahlungsmeßfühlereinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignal-Generatoreinrichtung (7 d) als Referenzsignal eine Referenzspannung erzeugt.

4. Bildabtastsystem mit einer zum Empfang eines Bilds angeordneten Strahlungsmeßfühlereinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß die Strahlungsmeßfühlereinrichtung (1) gemäß Anspruch 1, 2 oder 3 ausgebildet ist und daß eine elektrisch mit der Strahlungsmeßfühlereinrichtung (1) verbundene Schaltungseinrichtung (8 bis 12) zum Kompensieren der durch die photoempfindliche Einrichtung (2) erzeugten elektrischen Signale mittels des von der Referenzsignal- Generatoreinrichtung (7 d) erzeugten Referenzsignals und des von der Dunkelstrom-Erzeugungseinrichtung (2′, 6) erzeugten Signals vorgesehen ist.

5. Bildabtastsystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest ein Teil der Schaltungseinrichtung (8 bis 12) auf oder in dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist.

6. Bildabtastsystem nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungseinrichtung (8 bis 12) eine erste Schaltung (8) zum Kompensieren des von der photoempfindlichen Einrichtung (2) erzeugten elektrischen Signals mittels des von der Referenzsignal-Generatoreinrichtung (7 d) erzeugten Referenzsignals und eine zweite Schaltung (9, 10) zum Kompensieren des von der photoempfindlichen Einrichtung (2) erzeugten elektrischen Signals mittels des durch die Dunkelstrom-Erzeugungseinrichtung (2′, 6) erzeugten elektrischen Signals aufweist.

7. Bildabtastsystem nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungseinrichtung (8 bis 12) eine erste Schaltung (8) zum Kompensieren der von der photoempfindlichen Einrichtung (2) erzeugten elektrischen Signale und des von der Dunkelstrom-Erzeugungseinrichtung (2′, 6) erzeugten elektrischen Signals mittels des von der Referenzsignal-Generatoreinrichtung (7 d) erzeugten Referenzsignals und eine zweite Schaltung (9, 10) zum Kompensieren des durch die erste Schaltung (8) kompensierten und mit der photoempfindlichen Einrichtung (2) zusammenhängenden elektrischen Signals mit Hilfe des ebenfalls durch die erste Schaltung (8) kompensierten und mit der Dunkelstrom-Erzeugungseinrichtung (2′, 6) zusammenhängenden, dem Dunkelstrom entsprechenden elektrischen Signals aufweist.