DE2854430A1

DE2854430A1 - Oszillatorschaltung einstellbarer frequenz bei stabiler grundfrequenz

Info

Publication number: DE2854430A1
Application number: DE19782854430
Authority: DE
Inventors: Shashi Dhar Malaviya
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-12-30
Filing date: 1978-12-16
Publication date: 1979-07-05
Also published as: US4131861A; FR2413814A1; JPS5494261A; FR2413814B1; GB2012129A; GB2012129B; JPS585537B2; CA1118851A

Description

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Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

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Oszillatorschaltung einstellbarer Frequenz bei stabiler Grundfrequenz

Die Erfindung betrifft eine Oszillatorschaltung, die bei einer hochstabilen Mitten- oder Grundfrequenz schwingt und außerdem auf von dieser Grundfrequenz abweichende Frequenzen einstellbar ist.

Derartige Oszillatorschaltungen werden insbesondere dort angewendet, wo eine Anzahl von unabhängig arbeitenden Datenverarbeitungs- oder Datenubertragungssystemen zu synchronisieren sind. Beispielsweise ist in der Datenübertragung innerhalb der Übertragungsschleifen dafür zu sorgen, daß die Nebentaktfrequenzen entfernter Stationen auf eine Haupttaktfrequenz synchronisiert werden. Auch im Falle von miteinander oder mit peripheren Einheiten arbeitenden Datenverarbxetungssystemen ι ist ein sychroner Betrieb anzustreben. Die bei asynchronem Betrieb auftretenden Schwierigkeiten sind bekannt, sie liegen in verringerter Zuverlässigkeit des Systems und erfordern zwangsläufig den Einsatz von Puffereinrichtungen.

Zum Stand der Technik seien genannt: die US-Patentschriften Nr. 3 780 900 und Nr. 3 899 753.

Ein synchroner Betrieb macht es also erforderlich, daß Haupt- J und Nebensysteme, wenn sie miteinander betrieben werden sollen^ mit identischen Frequenzen arbeiten. Selbstverständlich muß j jedes der Systeme eine eigene Takteinrichtung aufweisen, um dann unabhängig arbeiten zu können, wenn kein gemeinsamer Betrieb stattfindet. Sämtliche Takteinrichtungen der einzelnen

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Systeme arbeiten vorzugsweise mit Kristalloszillatoren, da diese stabile Frequenzen liefern. Die Stabilität dieser Kristalloszillatoren ist zwar extrem hoch, sie haben aber den Nachteil, daß es schwierig ist, eine Frequenzvariation um ihre stabile Grundfrequenz zu erzielen.

Es sind zwar variable Frequenzoszillatoren mit großem Frequenzbereich bekannt, diese haben jedoch keine stabile Mittenoder Grundfrequenz. Um ihre Stabilität zu erhöhen, erfordern sie den Einsatz genau abgestimmter Induktivitäten, Kapazitäten und anderer Bauelemente, die sich nicht oder nur sehr schwer in integrierter Halbleitertechnik verwirklichen lassen.

Es ist die der Erfindung zugrundliegende Aufgabe, eine relativ einfache Oszillatorschaltung anzugeben, die bei hochstabiler Grundfrequenz eine große Variationsbreite der Ausgangsfrequenz;

zuläßt und sich in integrierter Halbleitertechnik ver- : i
wirklichen läßt. ;

Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Ansprüchen gekennzeichnet.

In zusammengefaßter Darstellung ergibt sich folgender Aufbau: Es sind zwei identische variable Oszillatoren vorgesehen, die auf demselben Halbleiterplättchen integriert sind. Da die Bauelemente gleichzeitig in den gleichen Halbleiterprozessen hergestellt werden, sind die Eigenschaften der beiden Oszillatoren nahezu identisch. Die einzelnen Komponenten sind so gewählt, daß eine Ausgangsnennfrequenz geliefert wird, die möglichst nahe bei der von einem gleichzeitig vorgesehen stabilen Kristalloszillator erzeugten Grundfrequenz ist. Der Ausgang dieses Kristalloszillators und der Ausgang eines der beiden variablen Oszillatoren sind mit einer phasenstarren Steuerschleife verbunden, die beiden variablen Oszillatoren ein Korrektursignal zuführt. Dieses Korrektursignal bewirkt, daß die Frequenz des ersten variablen Oszillators auf die

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Grundfrequenz des als Referenzfrequenzoszillators dienenden Kristalloszillators eingestellt wird, Gleichzeitig wird damit erreicht, daß die Ausgangsfrequenz des zweiten variablen Oszillators stabil zu der Grund- oder Referenzfrequenz des Kristalloszillator eingestellt wird. Die Ausgangsfrequenz des zweiten variablen Oszillators kann dann als Systemtakt für das lokale System verwendet werden.

Um eine gewünschte Frequenzabweichung von der stabilen Grundfrequenz zu erreichen, ist lediglich erforderlich, dem zweiten variablen Oszillator ein entsprechendes zusätzliches Steuersignal zuzuführen. Dieses Steuersignal kann von einer zweiten phasenstarren Steuerschleife geliefert werden, der beispielsweise einmal die Signalfrequenz eines entfernten Hauptsystems und die Ausgangsfrequenz des zweiten variablen Oszillators zugeführt wird. Man erreicht dadurch, daß der lokale Systemtakt nun synchron mit dem entfernten Haupttakt ist und schnell auf die stabile Grundfrequenz zurückgeführt werden kann, wenn das entfernte System abgeschaltet wird.

Die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung läßt sich auch für Frequenzmodulationsbetrieb einsetzen. Dem zweiten variablen ^; Oszillator wird als zweites Korrektursignal ein Signal mit ! großem Signalhub aber niedrigerer Frequenz als die Grundfre- · quenz zugeführt. Am Ausgang des zweiten Oszillators erhält ι man dann ein frequenzmoduliertes Signal, wobei das Frequenz- ; band durch das zweite Korrektursignal bestimmt wird. Eine ; Anwendung ist auch dann gegeben, wenn das entfernte Haupt- ' system ein frequenzmoduliertes Signal liefert. Das Ausgangssignal des zweiten variablen Oszillators ist dann ein Diskriminatorsignal.

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Die Erfindung wird im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 das Blockschaltbild eines zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels,

Fig. 3 das Schaltbild der bei den Ausführungsbeispielen verwendeten Steuerlogik,

■Fig. 4 das Schaltbild eines Oszillators variabler Frequenz, der im Aufbau der erfindungsgemäßen \ Oszillatorschaltung verwendbar ist und

Fig. 5 ein drittes erfindungsgemäßes Ausführungsbei- : ^; spiel.

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^Zunächst sei das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 näher be- _: !trachtet. Das Blockschaltbild zeigt eine Oszillatorschaltung f j für einstellbare Frequenzen mit hochstabiler Grundfrequenz. \ !Die gewünschte Grundfrequenz (FO) wird von einem Referenzfre- ; quenzoszillator 14 geliefert. Hochstabile Referenzfrequenz- ! Oszillatoren sind üblicherweise kristallgesteuert. Kristallgesteuerte Oszillatoren sind in vielen Ausführungsformen bekannt. Ein Beispiel eines in integrierter Halbleitertechnik verwirklichbaren Oszillators ist in der US-Patentschrift Nr. 3 899 753 beschrieben. Die von einem solchen Referenzfrequenzoszillators 10 gelieferte Grundfrequenz (FO) wird einem ersten Eingang einer ersten phasenstarren Steuerschleife (PLL) 12 zugeführt. Mit einem zweiten Eingang dieser phasenstarren Steuerschleife 12 ist der Ausgang eines ersten Oszillators

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j(VFO) 14 variabler Frequenz verbunden. Dieser erste Oszillator ist so aufgebaut, daß er von sich aus bereits eine Ausigansfrequenz (F1) liefert/ die etwa gleich der Grundfrequenz (VO) ist. Ein zwangsläufig anfangs vorhandener Unterschied in jden Frequenzen bewirkt, daß die erste phasenstarre Steuer-

schleife 12 ein Korrektursignal C1 liefert. Dieses Korrekturlsignal wird über einer Steuerlogik 18 sowohl einem Eingang ides ersten Oszillators 14 als auch einem Eingang eines zweiten Oszillators 16 zugeführt. Das Korrektursignal C1 sorgt dafür, daß die beiden Frequnezen F1 und FO gleich groß werden.

Die beiden Oszillatoren 14 und 16, die identisch aufgebaut 'sind, werden vorzugsweise auf ein und demselben Halbleiterplättchen untergebracht. Das bedeutet, daß ihre sich entsprechenden Schaltkomponenten gleichzeitig in integrierter jTechnik hergestellt werden. Man erhält auf diese Weise zwei !oszillatoren mit identischen Eigenschaften. Dadurch, daß sie jin unmittelbarer Nähe auf dem Halbleiterplättchen verwirklicht sind, besteht hinsichtlich TemperaturSchwankungen und Änderungen in den Versorgungsspannungen ein völliger Gleichlauf. Die Folge davon ist, daß der zweite Oszillator 16 eine Frequenz F2 liefert, die identisch mit der Frequenz des ersten Oszillators 14 ist und gleichzeitig der vom Referenzfrequenzoszillator 10 vorgegebenen Grundfrequenz FO entspricht. Das bedeutet aber auch, daß der Ausgang des Oszillators 16 eine geeignete Referenzfrequenz für einen lokalen Systemtakt liefert. Jedes lokale System, sei es Datenübertragungssystem oder eine Recheneinheit kann unter der Steuerung von Oszillator 16 in der gleichen Weise betrieben werden wie direkt unter der Steuerung des Referenzfrequenzoszillators 10. Es sei nun angenommen, ein entferntes Außensystem 20 wolle mit dem lokalen System kommunizieren. Ein solches Außensystem 20 ist normalerweise mit einem Referenzfrequenzoszillator ausgestattet, der dem des lokalen Systems entspricht, so daß er eine Frequenz liefert, die nachzu der des Referenzfrequenz-

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Oszillators 10 entspricht» Es ist jedoch bekannt, daß ein absoluter Gleichlauf in Phase und Frequenz zwischen den. beiden Referenzfrequenzoszillatoren nicht möglich ist. Ein vom Außensystem an der zweiten phasenstarren Steuerschleife ankommendes Signal ist demnach nicht völlig synchron mit der Frequenz F2. Der auftretende Frequenzunterschied bewirkt, daß die zweite phasenstarre Steuerschleife 22 ein zweites Korrektursignal C2 erzeugt. Dieses zweite Korrektursignal wird über die Steuerlogik 18 lediglich dem zweiten Oszillator 16 zugeführt. Der zweite Oszillator 16 erzeugt dann eine Frequenz F2, die den Ortssystemtakt auf die Frequenz des Signals vom Außensystem 2O abstimmt. Nunmehr sei das Äusführungsbeispiel gemäß Fig. 2 näher betrachtet. Strukturell· ist das Ausfuhrungsbeispiel· gemäß Fig_ 2 eine Unterkontoination des Ausführungs- ' beispieis gemäß Fig. T. Aus diesem Grunde sind die bereits im Ausführungsbeispiel· gemäß Fig. 1 vorhandenen Baute!ie im Äusführungsbeispiel· gemäß Fig. 2 mit gieichem, Jedoch mit ei- [ nem Strichindex versehenen Bezugszeichen bezeichnet. Der Refe-ί renzfrequenzosziilator 10' liefert eine stabile Grundfrequenz [ an die erste phasenstarre Steuerschleife 12^r. Ein zweiter Eingang dieser Steuerschleife ist mit dem Ausgang des ersten ■

Oszillators 14" verbunden. Die erste Steuerschleife 12' lie- ι fert an ihrem Ausgang ein Korrektursignal, das sowohl dem ersten Oszillator 14 ^f als auch dem zweiten Oszillator 16' über die Steuerlogik 18* zugeführt wird. Damit ist gewährleistet, daß die Frequenz des ersten OsZi^ators 14' auf die Grundfrequenz eingeregeit wird. An dieser Ste^e zeigen sich die Unterschiede zwischen den beiden Ausführungsbeispieien gemäß Fig. 1 und Fig. 2. Das von der Signaigue^e 19 über die Steuerlogik 18' l·edigl·ich dem zweiten OsZi^ator 16' zugeführte Signal weist eine Frequenz auf, die beträchtiich geringer ist als die Grundfrequenz des Referenzfrequenzosziilators 10^r. Außerdem ist die Amplitude dieses Signals relativ groß. Am Ausgang des zweiten Oszi^ators 16' erhä^ man dann ein frequenzmoduiiertes Signal·, das al·so sowohl· Frequenzband-

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anteile als auch eine Trägerfrequenzkomponente aufweist,. Der Bandanteil umfaßt das von der Signalquelle 19 gelieferte Signal. Die Trägerfrequenz entspricht.der vom Referenzfrequenzoszillator 10' gelieferten Grundfrequenz.

Hinzuweisen ist noch darauf, daß die Anordnung nach Fig. 1 als als Diskriminator verwendbar ist. Nimmt man an, daß vom Außensystem 20 ein frequenzmoduliertes Signal geliefert wird, so ist das Korrektursignal C2 der zweiten Steuerschleife 22 die Frequenzbandinformation.

Die Beschreibung der Steuerlogik 18 erfolgt anhand des Schaltbildes gemäß Fig. 3. Es handelt sich dabei lediglich um ein Beispiel der möglichen Ausfuhrungsformen der Steuerlogik. Die Steuerlogik liefert aufgrund des Korrektursignals C1 einen Steuerstrom 12 an den ersten Oszillator 14 und aufgrund der : Korrektursignale C1 und C2 einen Steuerstrom 12 an den zweiten Oszillator 16. Das Korrektursignal C1 gelangt an die Basen :der Transistoren T1A und T1A¹, die einen modifizierten Stromübernahmeschalter mit den Transistoren T2A und T3A bilden. '■ '■ Die Basen der Transistoren T1A und T1A¹ sind über einen j !Widerstand R1A mit Masse verbunden. Die Emitter der Transi- j ^:stören T1A, T1A¹, T2A und T3A sind mit ihren Emitter gemein- } ;sam mit den Kollektoren der Transistoren T4A und T4A¹ ver- ■ 'bunden, die zusammen mit den Widerständen R3A und R3A¹ eine Stromquelle bilden. Die Schaltung enthält einen zweiten Stromübernahmeschalter, bestehend aus den Transistoren T1B, |T2B, T4B und dem Widerstand R3B. Der Eingang des zweiten ! Stromübernahmeschalters liegt über einem Widerstand R1B j ständig an Massepotential. Die Kollektoren der Transitoren T2A und T2B sind miteinander verbunden und liefern den Steuerstrom 11. Wenn das Korrektursignal C1 Massepotential durchläuft, sind die Basen von T2A, T2B und T3A mit Massepotential verbunden. Die Kollektoren der Transistoren T1A, T1A¹, T1B und T7 sind mit der Betriebsspannung +V verbunden.

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Ein dritter identischer Stromübernahmeschalter aus den Transistoren T5, T6 und T7 und den Widerständen R2 und R4 empfängt an der Basis von T7 das Korrektursignal C2. Die verbundenen Kollektoren der Transistoren T3A und T6 liefern den Steuerstrom 12. Der Transistor T7, dem das Korrektorsignal T2 zugeführt wird, bildet mit dem Transistor T6 den Stromübernahmeschalter. Die Basis des Transistors T6 ist mit Massepotential verbunden. Die verbundenen Emitter der Transistoren T6 und T7 liegen am Kollektor des Transistors T5. Der Emitter des Transistors T5 ist über den Widerstand R4 mit der Betriebsspannung -V angelegt. Die Basen der Transistoren T4A, T4A', 4B und T5 liegen an der Spannung VBB. Die Emitter von T4A, T4A' und 4B sind mit der Betriebsspannung -V über entsprechende Widerstände R3A, R3A¹ und R3B verbunden. Die Basisvorspannung VBB liegt normalerweise mindestens um einen Basis-Emitter-Spannungsabfall unterhalb Massepotential, um die Sättigung der Transistoren T4A, T4A¹, T4B und T5 zu verhindern. Es ist anzustreben, sämtliche Transistoren ; identische auszubauen. Dies gilt auch für die Widerstände R3A,] ', R3A¹ , R3B und R4. Vorzugsweise wird man auch die Widerstände j R1A, R1B und R2 gleich groß wählen. j

Solange kein Korrektursignal T2 auftritt, sind die Steuer- j

j ströme T1 und T2 nahezu gleich groß, so daß auch die Frequenz j.

F2 des Oszillators 14 nachzu gleich der Grundfrequenz des i

Referenzfrequenzoszillators 10 ist. Über das Korrektursignal j

C2 kann jedoch der Strom 12 verändert und damit auch, wie j

angestrebt, die Frequenz des zweiten Oszillators 16 variiert j werden.

In Fig. 4 ist ein Beispiel für einen in der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung verwendbaren, variablen Oszillator angegeben. Selbstverständlich sind hier auch andersartig aufgebaute Oszillatoren verwendbar. Die Transistoren T10 und T12 sind ausgekoppelt. Die Basis des Transistors T10 ist mit

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"Kollektor des. Transistors T;t2 xiber die Basis-Emitterstrecke ;des einen Emitterfolger bildenden Transistors Tt # verbunden* iEntsprechend ist ober einem einen Emitterfolger bildenden ^;Transistor ΤΪ6 die Basis des Transistors Tf2 mit dem KoI-llektor des Transistors TtÖ> verbunden.. Die Basis des Tranisistars TtO ist Ober einen Widerstand¹ RM air Massepatential \ gelegt. Entsprechend ist die Basis des Transistors Tf 2 über reinen Widerstand Rf 6 mit Massepotential verbunden» Die KoI- :lektoren der Transistoren TI 4" und ΤΪ6 liegen an der Betriebsspannung -t-V. Der Kollektor des Transistors TfO ist .über einen Widerstand RtG mit "dieser Betriebssspannung verbunden. Ähnlich steht der Kollektor des Transistors Tf2 über einen Widerstand Rf2 mit der Betriebsspannung +V in Verbindung. An den Kollektoren der Transistoren TIO und Tt2 steht ;das vom Oszillator gelieferte Ausgangssignal gegenphasig ä zur Verfugung. Äusgangssignale sind auch an den Emittern j der Transistoren Tf4 und Tf6 abnehmbar. Von den gegenphasigen jÄusgangssignalen ist im Rahmen der Erfindung nur eines erforderlich.

Der Emitter des Transistors TfO ist über einen Widerstand R20 und der Emitter des Transistors Tf2 über einen Widerstand RfS mit dem Kollektor des Transistors Tf8 und einem Anschluß T verbunden. Außerdem sind die Emitter der beiden Transistoren TtO und Tt2 über eine Kapazität miteinander verbunden. Der Emitter des Transistors Tf8 ist über einen Widerstand R22 an die negative Betriebsspannung -V gelegt. Die Ausgangsfrequenz dieses Oszillators variabler Frequenz wird in erster Linie durch die Größe der Kapazität C und den auf dem Knoten A über den Transistor Tf8 und/oder den Anschluß T fließenden Gesamtstrom bestimmt. Dem Anschluß T wird entweder der von der Steuerlogik (Fig. 3) gelieferte Steuerstrom It oder 12 zugeführt. Wird also die in Fig. 4 dargestellte Schaltung als erster Oszillator f4 verwendet, dann ist der Anschluß T mit dem Kollektoren der Transistoren T2A und T2B in Fig. 3

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verbunden. Dient die Schaltung gemäß Fig. 4 als zweiter Oszillator 16, dann ist der Anschluß T mit den Kolleltoren der Transistoren T3A und T6 in Fig. 3 verbunden.

Im beschriebenen Beispiel werden die Ströme 11 und 12 als Steuersignale verwendet. Es ist jedoch auch möglich, die Frequenz der Oszillatoren mit Hilfe von Spannungen zu variieren. Für diesen Fall ist in die Schaltung gemäß Fig. 3 zusätzlich ein die Transistoren T8 und T9 und die Widerstände R5, R6, R7 und R8 umfassenden Schaltkreis vorzusehen. Die von der Steuerlogik gelieferten Ströme 11 und 12 werden :dann zwei identischen Lastwiderständen R5 und R6 zugeführt, die zu der Betriebsspannung +V weiter verbunden sind. Die an , den Widerständen R5 und R6 abgenommenen AusgangsSignaIe wer-'den vorzugsweise über jeweils einen Emitterfolger T8 bzw. jT9 weitergeleitet. Die Emitter der in Transistoren T8 und T9 j sind über Widerstände R7 und R8 mit der negativen Betriebsspannung -V verbunden und gleichzeitig an Ausgangsanschlüsse , X und Y geführt. Einer dieser Äusgangsanschlüsse ist mit der | Basis des Transistors T18 (Fig. 4) verbunden, um dadurch j den Strom der Stromquelle des in Fig. 4 dargestellten Oszillators zu steuern. Durch Entfernen der Basisvorspannung VBB j und zuvor einer Steuerspannung, wird der Transistor T18 (mit j Widerstand R22) zu einer veränderlichen Stromquelle, die Strom aus dem Knoten A zieht.

Obwohl die Kapazität T fest vorgegeben ist, ist der aus dem Knoten A fließende Strom variabel, so daß sich ein Oszillator variabler Frequenz ergibt. Die vierte Kapazität C kann mit der Gesamtschaltung integriert werden oder auch außerhalb der integrierten Schaltung angeordnet werden. Beide Möglichkeiten werden im Rahmen der integrierten Halbleitertechnik vorgesehen. Im betrachteten Beispiel wird die Frequenz des Oszillators durch Änderung des in den Anschluß T von Transistor T18 geleiteten Stromes verändert. Es ist möglich, eine

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Frequenzänderung in einem weiten Bereich zu erzielen. Der Widerstand R22 in Verbindung mit den Widerständen R2A, R3A¹, R3B und R4 von Fig. 3 bestimmt die Bereichsgrenzen des Oszillators .

In Fig. 5 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung dargestellt, das in seinen wesentlichen Teilen völlig mit dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 übereinstimmt und aus diesem Grund mit entsprechenden Bezugszeichen versehen ist. Festzustellen ist, daß die Steuerlogik 18" nicht vorgesehen ist. Das Korrektursignal C1" wird beiden Oszillatoren 14 und 16 zugeführt, während das Korrektursignal C2" lediglich dem Oszillator 16 zugeführt wird. Der Grund für das Einzeichnen der Steuerlogik 18" in Fig. 5 liegt darin, daß dadurch die Möglichkeit des Einsatzes einer Pegelverschiebeeinrichtung und/oder einer Widerstandsanpaßung angedeutet werden soll. Wesentlich ist, daß das Korrektursignal Ci" beiden Oszillatoren am Anschluß VBB in Fig. 4 zugeführt wird. Wird zusätzlich von einem Außensystem 20" ein Signal angeliefert, so wird das Korrektursignal C2" dem Anschluß T ' : zugeführt. Auf diese Weise wird erreicht, daß der Oszillator : 16" auf die Frequenz des Außensystems 20" abgestimmt wird. j

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Was die phasenstarren Steuerschleifen (PS) betrifft, ist festzustellen, daß die vielen bekannten Typen in der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung verwendbar sind. Solche Steuerschleifen haben die Eigenschaft, aufgrund zweier zugeführter, unterschiedlicher Frequenzen ein dem in der Phase und/oder

; der Frequenz liegenden Unterschied entsprechendes Korrektursignal (Spannung oder Strom) zu erzeugen. Ein Beispiel einer derartigen phasenstarren Steuerschleife ist beispielsweise in der US-Patentschrift Nr. 3 870 900 beschrieben.

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Es sei nunmehr die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung in Verbindung mit den Fign. 1, 3 und 4 näher betrachtet. In einem Spezialausführungsbeispiel sei ein Referenzfrequenzoszillator 10 vorgesehen, der eine Grundfrequenz von 10 MHz liefert. Man wird dafür einen Kristalloszillator einsetzen, der mit derartigen Frequenzen schwingen kann. Es sind sogar höhere Frequenzen erzielbar, wenn die harmonischen Schwingungen ausgenützt werden. Ein Kristalloszillator liefert eine Frequenz von beispielsweise 10 MHz mit einer Stabilität mindestens bis zu drei Dezimalstellen.

Der variable Oszillator 14 ist auf eine Nennfrequenz F1 entsprechend der genannten Grundfrequenz 10 MHz ausgelegt. Die phasenstarre Steuerschleife 12 stellt die Differenz zwischen den beiden Frequenzen fest und liefert ein entsprechendes Korrektursignal C1 an ihren Ausgang. Dadurch werden die Steuerströme 11 und 12 verändert. Ist die Frequenz F1 höher als die Frequnez FO, so ist das Korrektorsignal C1 positiv. .Ein solches Korrektursignal bewirkt eine größere Leitfähigkeit des Transistors T1A und eine geringere Leitfähigkeit ,der Transistoren T2A und T3A. Zieht der Transistor T2A weni-

■ger Strom, so wird der Steuerstrom 11 geringer. An dieser j Stelle ist zu bemerken, daß die Ausgangsfrequenz des Oszililators gemäß Fig. 4 umgekehrt porportional dem Wert der Kapazität C und dirket porportional dem aus dem Knoten A gezogenen Strom ist. Ein über den Anschluß T fließender verringerter Strom wirkt reduzierend auf die Ausgangsfrequenz. Ist jedoch die Ausgangsfrequenz F1 zu niedrig, so liefert die Steuerschleife 12 eine negative Spannung, die dann den Strom durch den Anschluß T erhöht und damit auch die Frequenz des Oszillators anhebt.

Da der Strom durch den Transistor T3A gleichzeitig mit dem Strom durch den Transistor T2A gesteuert wird, wird der dem Oszillator 16 zugeführte Strom gleichzeitig erniedrigt und

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dadurch auch die Frequenz des Oszillators 16 in der gleichen ^: :Weise wie die des Oszillators 14 vermindert. In entsprechender Weise wird mit einer Erhöhung der Frequenz des ersten !Oszillators 14 auch die Frequenz des zweiten Oszillators [erhöht. Man kann also feststellen, daß in der betrachteten ' !Anwendung das Ausgangssignal F2 des zweiten Oszillators :den Ortssystemtakt liefert, dessen Frequenz im wesentlichen ; mit der Frequenz des ersten Oszillators 14 und damit mit der ,Grundfrequenz des Referenzfrequenzoszillators 10 übereinstimmt). Dieser enge Zusammenhang zwischen den Frequenzen F1 und F2 ι und damit F2 und FO besteht solange, bis der Basis des Transistors T7 ein zweites Korrektorsignal T2 zugeführt wird. Das Korrektursignal C2 wird in der Steuerschleife 22 in der j gleichen Weise erzeugt, wie dies im Falle der Steuerschleife 12 beschrieben wurde. Das Korrektursignal entspricht dem auftretenden Unterschied zwischen der Frequenz F2 und dem [

Signal eines Außensystems 20. j

Angenommen das Außensystem 20 arbeitet bei einer Frequenz unterhalb F2, dann liefert die zweite Steuerschleife 22 ein positives Korrektursignal T2. Dieses Korrektorsignal bewirkt, daß der Transistor T6 weniger und der Transistor T7 mehr Strom zieht. Der Transistor T6 wird damit weniger leistend. Durch diesen Vorgang wird der Steuerstrom 12 und damit die Frequenz des zweiten Oszillators 16 reduziert. Die Frequenz F2 wird auf die Frequenz des Signals vom Außensystem 20 abgestimmt.

Der verwendete Oszillator (Fig. 4) besteht aus einem astabilen Multivibrator. Die Ausgänge liegen an den Kollektoren der Transistoren T10 und T12. In willkürlicher Festlegung sei der Ausgang am Kollektor von T10 der echte und der Ausgang am Kollektor von T12 der komplementäre oder gegenphasige Ausgang. Jeder der beiden Ausgänge kann zur Steuerung der Steuerschleife herangezogen werden. Nimmt man zunächst einmal

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an, der echte Ausgang befindet sich auf dem unteren Pegel, dann muß der Transistor T1O leitend und der die Kapazität C mit dem Widerstand R2O verbindende Knoten auf einem oberen Pegel sein. Gleichermaßen muß der gegenphasige Ausgang auf einem oberen Pegel sein, so daß der Transistor T14 leitend ist und den Basisstrom für den leitenden Transistor T1O liefert. Da sich jedoch die Kapazität C allmählich auflädt, ',nimmt der Strom über sie ab und der Emitter des Transistors ^!T12 wird negativer. Dieser Zyklus verläuft umgekehrt, wenn jdie Aufladung zu langsam erfolgt.

!Als Ergebnis erhält man die bekannte Art und Funktion eines Oszillators. Je kleiner die Kapazität C ist, desto höher ist die Schwingfrequenz. Eine Erhöhung des Stromes aus dem Knoten A führt zu einer weiteren Erhöhung der Schwingfrequenz. Eine Methode zur Erhöhung des Stromes aus dem Knoten A ist die über den Anschluß C wie es anhand der Schaltungen gemäß Fig. und Fig. 3 beschrieben wurde. Eine andere Methode besteht darin, die Basis des Transistors T18 (Fig. 4) nicht mit der Basisvorspannungsquelle VBB zu verbinden, sondern mit einem der Anschlüsse X und Y in Fig. 3. Dies kann unter Umständen unter Zwischenschaltung einer geeigneten Pegelverschiebungseinrichtung geschehen. Es sei nunmehr auf das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 unter Berücksichtigung des Oszillators gemäß Fig. 4 eingegangen. Das Korrektursignal C1" wird dem Eingangsanschluß an der Basis des Transistors T18, und zwar in beiden Oszillatoren 14" und 16" zugeführt. Im betrachteten Ausführungsbeispiel ist der Anschluß X am Emitter des Transistors T8 mit dem ersten Oszillator verbunden, wobei die gleiche Leitung weitergeführt ist und auch eine Verbindung zum zweiten Oszillator herstellt.

Das zweite Korrektursignal C2", das an den Anschluß T in Fig. angelegt wird, sollte einen Pegel aufweisen, der der Tatsache Rechnung trägt, daß das Signal dem Kollektor des Transistors

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T18 zugeführt wird. Ein geeigneter Signalpegel kann beispielsweise erreicht werden, indem die Elemente T9, R6 und R8 in der Schaltung gemäß Fig. 3 entfernt werden. Damit wird das iKorrektursignal C2" vom gemeinsamen Kollektorausgang der !Transistoren T6 und T3A abgeleitet. Derartige Schaltungseinzel-

heiten und deren Varianten sind dem Fachmann geläufig.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1. Oszillatorschaltung einstellbarer Frequenz bei stabiler Grundfrequenz, dadurch gekennzeichnet, daß die von einem Referenzfrequenzoszillator (10) gelieferte Grundfrequenz (FO) und die vergleichbare Frequenz (F1) eines ersten variablen Oszillators (14) einer ersten phasenstarren Steuerschleife (12) zugeführt werden, über die ein Korrektursignal erzeugt wird, das die Frequenz des ersten Osziallators auf die Grundfrequenz einstellt, und daß ein zweiter, mit dem ersten identischer variabler Oszillator (16) vorgesehen ist, der über das erste Korrektursignal ebenfalls auf die Grundfrequenz eingestellt wird und eine zusätzliche Eingangsschaltung aufweist, über die seine Ausgangsfrequenz (F2) variiert werden kann.

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß der zweite variable Oszillator (16) gesondert auf eine von einer äußeren Signalquelle gelieferte Frequenz einstellbar ist.

3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die von der äußeren Signalquelle gelieferte Frequenz und die vom zweiten variablen Oszillator gelieferte Frequenz einer zweiten Steuerschleife zugeführt werden, über die ein zweites Korrektursignal erzeugt wird, das die Frequenz des zweiten Oszillators auf die ι Frequenz der äußeren Signalquelle einstellt. I

4. Oszillatorschaltung nach Ansprüchen 2 oder 3, dadurch j gekennzeichnet,

daß die äußere Signalquelle ein frequenzmodelliertes Signal liefert.

ORIGINAL INSPECTED

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5. Oszillatorschaltung nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden variablen Oszillatoren gemeinsam auf einem Halbleiterplättchen integriert sind.

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