DE2737796C2

DE2737796C2 - Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von Videosignalen

Info

Publication number: DE2737796C2
Application number: DE2737796A
Authority: DE
Inventors: Takeshi Hamada; Masayuki Komae Tokio/Tokyo Hongu; Kazuo Tokio/Tokyo Yamagiwa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1976-08-25
Filing date: 1977-08-22
Publication date: 1986-06-05
Also published as: FR2363250A1; IT1079930B; DE2737796A1; US4198650A; NL7709358A; JPS5327010A; ATA613577A; FR2363250B1; AT382994B; GB1579139A; CA1099395A

Description

Komponenten enthält, während die flachen Pegel das Vorhandensein niederfrequenter Komponenten anzeigen. Zu den Übergängen von einem Pegel zum nächsten gehören relativ kleine wie auch große Teilbeträge, und sowohl bei den großen als auch bei den kleinen Teilbeträgen sind positiv gerichtete und negativ gerichtete Teilbeträge vorhanden. Die verschiedenen flachen Pegel repräsentieren niederfrequente Komponenten, die in allen Höhen von unten bis oben vorkommen.

Das dargestellte Signal Si nimmt einen Bereich von Werten E„d zwischen einem Weißwert entsprechend der gestrichelten waagerechten oberen Linie und einem Schwarzwert entsprechend der gestrichelten unteren waagerechten Linie an den Spitzen der Horizontalsynchronisationssignale P/, ein. Der Schwarzwert ist mit 3,5 MHz und der Weißwert mit 4,8 MHz bezeichnet; hierbei handelt es sich um die niedrigste bzw. die höchste normak' Frequenz eines frequenzmodulierten Signals, bei dem ein Träger eine Frequenzmodulation durch das Signal Si erfährt, wie es nachstehend erläutert ist- Man kann die Wellenform des Signals so betrachten, als ob sie entweder ein Schwarz-Weiß-Videosignal oder die Helligkeitskomponente eines Farbvideosignals repräsentierte.

Zu der in Fig.2 dargestellte Schaltung gehört eine Eingangsklemme 11, die an eine automatische Verstärkungsregelschaltung 12 angeschlossen ist, deren Ausgang durch eine Klemmschaltung 13 mit der Basis eines npn-Transistors Q\ einer Verstärkerschaltung verbunden ist, bei der ein Kollektorbelastungswiderstand Ri zwischen dem Kollektor und einer Klemme einer Quelle für eine relativ feste Spannung + V_x liegt.

Eine Schaltung 14 ist an den Emitter des Transistors angeschlossen, der zusammen mit dem Kollektor eine der stromführenden Elektroden des Transistors bildet, wobei diese Schaltung dazu dient, den Frequenzgang des Transistors zu modifizieren.

Zu der Modifizierschaltung 14 gehören ein Widerstand Ri, der zwischen dem Emitter des Transistors und Masse liegt, so^iPie eine diesen Widerstand überbrückende Reihenschaltung mit einem Kondensator Q und einem Widerstand A3. Diese Schaltung erhöht die Empfindlichkeit des Transistors φ für hochfrequente Signale, ohne eine Amplitudenverzerrung hervorzurufen; man kann sie als eine lineare Schaltung betrachten, die entweder als Sieb oder als eine Schaltung arbeitet, die eine Differenzierungswirkung auf durch den Tansistor verstärkte Signale ausübt Praktisch bildet die Schaltung 14 eine lineare Vorverzerrungsschaltung.

Gemäß F i g. 2 ist eine niditlineare Schaltung 15, die als Kompressionsschaltung zur Wirkung kommt, mit dem Widerstand R\ parallelgeschaltet; zu dieser Schaltung gehört ein Kondensator Ci, der mit einem Diodenkreis in Reihe geschaltet ist, bei dem zwei Dioden A und Di, die entgegengesetzt gepolt sind, parallelgeschaltet sind. Mit den beiden Dioden ist ein Widerstand /?4 zum Entladen des Kondensators parallelgeschaltet. Auch die nichtlineare Schaltung 15 liefert eine Vorverzerrungswirkung, jedoch nicht notwendigerweise im gleichen Ausmaß wie die lineare Vorverzerrungsschaltung 14.

Die Eingangsklemme eines Frequenzmodulators 16, zu dem eine Quelle für ein Trägersignal gehören kann, ist mit dem Kollektor des Transistors Q\ verbunden, und der Ausgang dieses FYequenzmodulators ist über einen Verstärker 17 an die Aufnahmeklemme eines Schalters 21 angeschlossen. Der Kor.ir.-ktarm des Schalters 21 ermöglicht es, die Klemme R mit einem auf bekannte Weise ausgebildeten Kopf für ein Fernsehbandaufnahmegerät zu verbinden, der zwei Wandler 22 aufweist, mittels welcher Informationen auf einem Träger, z. B. einem Magnetband 23, aufgezeichnet werden können. Es wäre auch möglich, einen Kopf mit nur einem Wandler oder mehr als zwei Wandlern zu benutzen.

Der Kontaktarm des Schalters 21 kann auch zur Anlage 'an einem Kontakt P gebracht werden, wenn auf dem Band 23 aufgezeichnete Signale wiedergegeben werden sollen. Beim Wiedergabebetrieb verbindet der Schalter 21 die Wandler 22 mit einem Verstärker 31, dessen Ausgang über einen Begrenzer 32 mit einer Schaltung 33 zum Demodulieren des frequenzmodulierten Signals verbunden ist. Der Ausgang des Demodulators 33 ist an die Basis eines npn-Transistors Q> einer nichtlinearen Expansionsschaltung 34 angeschlossen. Im Kollektorkreis des Transistors Q> liegt eine lineare Nachentzerrungsschaltung 35, und das Ausgangssignal am Kollektor dieses Transistors wird über einen Verstärker 36 einer Ausgangsklemme 37 zu pe!ührt.

Die Schaltung 35 bildet praktisch difcÜmkehrung der linearen Vorverzerrungsschaltung 14, det«n sie weist zwei Widerstände R5 und Re sowie einen Kondensator Cz auf, die in der gleichen Weise eine Siebschalüing bilden wie die beiden Widerstände und der Kondensator der Schaltung 14. Jedoch ist die Vorverzerrungsschaltung 14 im Emitterkreis des Transistors Q\ angeordnet, während bei der Nachentzerrungsschaltung 35 der Widerstand R₅ mit der Klemme Ti der Spannungsquelle und dem Kollektor des Transistors Qz in Reihe geschaltet ist

Entsprechend bildet die nichtlineare Schaltung 34 die Umkehrung der nichtlinearen Schaltung 15, und sie dient zum Expandieren der Amplitude der durch die Schaltung 15 komprimierten Signale. Die Schaltung 34 liegt im Emitterkreis des Transistors Q₂ und ist mit einem Widerstand Rj parallelgeschaltet, der mit dem Emitter des Transistors Q2 und einer Klemme, an der eine relativ feste Spannung vorhanden ist, in Reihe geschaltet ist. Im vorliegenden Falle handelt es sich bei dieser Klemme um die Masseklemme, was bedeutet, daß normalerweise die Spannungen an anderen Punkten der Schaltung in bezug auf diese Klemme gemessen, werden. Zu den Schaltungselementen der nichtlinearen Schaltung 34 gehören zwei entgegengesetzt gepolte -bzw. Rücken an Rücken angeordnete Dioden D3 und Da, die mit einem Widerstand R» und einem Kondensator Q in Reihe geschaltet sind, um eine nichtlineare Reihenschaltung zu bilden, die den Widerstand Ri überbrückt.

Die Schaltung nach Fig.2 arbeitet wie folgt: Der Eingangsklemme 11 wZrd ein Videosignal, z. B. das Signal Si nach Fig. IA, zugeführt. Die Amplitude dieses Signals wird nicht als Spannung angegeben, wie es gewöhnlich geschieht, sondern sie wird als das Frequenzband identifiziert, welches das frequenzmodiilierte Signal aus der Schaltung 16 einnehmen soll, wenn es durch das Signal S\ moduliert ist. Die Amplitude des Signals wird erforderlichenfalls durch die automatische Verstärkungsregelschaltrng 12 auf den richtigen Wert korrigiert, und das Signal, dessen Wellenform noch der Darstellung in Fig. IA entspricht, wird der Klemmschaltung 13 zugeführt, welche die Spitzen de:·' Synchronisationssignale P/, auf einem festen Spannungspegel hält. Da die Amplitude dieses Signals bereits durch die automatische Verstärkerschaltung 12 auf den richtigen Wert eingestellt worden ist, wird das der Basis des Transistors Qi zugeführte Signal an den Spitzen des Synchronisationssignais sowohl die richtige Amplitude

als auch den richtigen Gleichspannungswert haben, und dies gilt auch für jeden anderen Wert einschließlich des Weißwertes. Diese Werte werden direkt als Spannungswerte gemessen, und nicht etwa als Frequenzen, die erst dann ihre Bedeutung erhalten, wenn das Signal der Frequenzmodulatorschaltung 16 zugeführt worden ist.

Verstärkt sich das Signal Si plötzlich von seinem am stärksten negativen Wert an der Spitze eines der Synchronisationsimpulse Ρ/,, spielt sich die augenblickliche Reaktion der Vorverzerrungsschaltung 14 so ab, als wenn der Kondensator Q nicht vorhanden wäre, und als ob die Widerstände Ri und Ri praktisch parallelgeschaltet werden. Daher ist der Augenblickswert der Stromstärke im Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q\ relativ hoch, so daß an dem Widerstand R\ eine relativ große Spannungsauswanderung bzw. ein Überschwingen auftritt. Die Kapazität des Kondensators C\ und die Größe des Widerstandes Rz sind so gewählt, daß sich der Kondensator schnei! aufladen ksnn. OehscH wird der effektive Emitterwiderstand lediglich durch den Widerstand Rj gebildet, dessen Widerstandswert natürlich höher ist als der scheinbare Anfangswiderstand der parallelgeschalteten Widerstände Ri und Rz. Dieser höhere Emitterwiderstand schwächt den durch den Widerstand R\ fließenden Strom, so daß die Spannung an diesem Widerstand auf einen niedrigeren Wert zurückgeht, der während des Restes der ersten Pegelstufe des Signals Si beibehalten wird. Hierbei liegt diese Pegelstufe auf gleicher Höhe mit dem Austastpegel des Videosignals Si.

Jedesmal, wenn das Signal nach Fig. IA um eine Stufe ansteigt, fließt durch den Widerstand R\ ein weiterer kurzer Stromstoß, so daß eine Spannungsauswanderung von kurzer Dauer auftritt. Hierbei handelt es sich praktisch um die Wirkung der Differenzierungsschaltung, und Fig. IB zeigt die resultiernde Wellenform Si des Signals, wie es am Kollektor des Transistors O\ vorhanden sein würde, wenn die nichtlineare Kompressionsschaltung 15 nicht vorhanden wäre. Die Wellenform des Signals Si wurde so gewählt, daß sich jeweils gleich große Teilbeträge der Spannung ergeben. Daher sind die Auswanderungen an den Vorderflanken jedes Teilbetrags bei dem Signal Si nach Fig. IB gleich groß, und während des Treppenstufenteils des Signals ergeben sich gleich große Teilbeträge zwischen den waagerechten Abschnitten der Wellenform Si.

Wenn das Signal nach Fig. IB den Weißwert erreicht, dürfte es nicht stärker positiv werden, doch geschieht dies tatsächlich, nämlich beim Auftreten des ersten Oberschwingvorgangs 3, der unmittelbar der Stufe vorausgeht, durch iije der Signalpegel auf den Weißwert gebracht wird. Bei diesem Pegel beginnt die nichtlineare Kompressionsschaltung 15 wirksam zu werden.

In F i g. 3 sind als geknickte gerade Linien 6 und 6' in Annäherung die Vorwärtsvorspannungs-Widerstandscharakteristiken der Dioden D\ und Di dargestellt. Zu jeder dieser Widerstandskurven gehört ein für einen relativ hohen Widerstand geltender Abschnitt, der am zugehörigen Nullpunkt beginnt und dann in einen Abschnitt für niedrigere Widerstandswerte übergeht, wenn die Spannung an der betreffenden Diode gleich dem Wert Vd ist, der die Spannung am Knick der betreffenden Kurve bezeichnet und für die beiden Dioden die gleiche Größe hat- Der Bereich E_wct zwischen der maximalen Weißwertspannung und der maximalen Schwarzwertspannung ist so gewählt, daß er der Diodenspannung V_d entspricht.

In F i g. 3 haben die Kurven 6 und 6' scheinbar zwei Nullpunkte, da die beiden Dioden gemäß F i g. 2 entgegengesetzt gepolt sind. Solange die Spannung am Kollektor des Transistors Q\ im richtigen Bereich £f,_v</liegt, bilden die beiden Dioden hohe wirksame Widerstände, die mit dem Kondensator Ci in Reihe geschallet sind. Wenn die Spannung gemäß F i g. 2 an der oberen Platte des Kondensators Ci stärker positiv wird als der Weißwert nach Fig. IB, was einer Überschreitung des Bereichs E_wd gemäß F i g. 3 nach rechts entspricht, wird die

ίο Diode D\ leitfähig, so daß praktisch mit dem Kondensator Ci ein kleiner Widerstand in Reihe geschaltet ist. Hierdurch wird der wirksame Belastungswiderstand des Transistors Q\ verringert, wodurch die Spannung am Kollektor dieses Transistors daran gehindert wird, weiter anzusteigen, bzw. wodurch mindestens ein weit höheres Ansteigen dieser Spannung verhindert wird.

Die Größe der Wirkung des relativ plötzlichen Übergangs der Diode D\ von einem hohen Widerstand auf einen relativ niedrigen Widerstand richtet sich nach dem Augenblickswert des Widerstandes des Kondensators Ci. Wenn man die Diode D\ tatsächlich als das Äquivalent eines Widerstandes betrachtet, übt die Schaltung 15 eine Wirkung aus, die etwa derjenigen der Schaltung 14 ähnelt, denn sie spricht auf plötzliche Änderungen der Spannung in Richtung auf einen zunehmend größer werdenden positiven Wert am Kollektor des Transistors Q\ so an, als ob die Schaltung 15 eine Differenzierungsschaltung oder eine Schaltung zum Akzentuieren hochfrequenter Komponenten wäre. Da jedoch die Schaltung 15 im Kollektorkreis des Transistors Q\ liegt, verändert sie die Verstärkung dieses Transistors dadurch, daß sie die Fähigkeit des Transistors, positiv gerichtete überschießende Signale zu verstärken um den gleichen relativen Betrag verringert, wie der Bereich E_Wd- Der Grund für das Komprimieren oder Beschneiden oder Begrenzen dieser überschießenden Signale, die den Weißwert überschreiten, besteht darin, daß diese Signale die Frequenzmodulatorschaltung 16 veranlassen wurden, Frequenzen zu erzeugen, die höher sind als die bei dem System zulässigen.

Entsprechend geht die Diode Di von einem relativ hohen Widerstand auf einen relativ niedrigen Widerstand über, wenn die Spannung am Kollektor des Transistors Q\ die untere Grenze des Spannungsbereichs E„,/ überschreitet, d. h. gemäß F i g. 3 in der Richtung nach links.

Somit arbeiten die beiden Dioden so zusammen, als ob es sich um eine einzige nichtlineare Halbleitervorrichtung handelte, die bei Signalen innerhalb des Bereichs E_Wd einen relativ hohen Widerstand und bei stärker negativen oder stärker positiven Signalen einer, relativ niedrigen Widerstand hat. 1st der Widerstand der beiden Dioden genügend hoch und kann der Kondensator Ci mit Hilfe von durch die Dioden fließenden Strömen nicht hinreichend entladen werden, kann man gemäß F i g. 2 den Widerstand Ra vorsehen, um den Entladungsstrom des Kondensators abzuführen.

Das am Kollektor des Transistors Q\ erscheinende Ausgangssignal wird somit einer nichtlinearen Vorverzerrung unterzogen, bevor es dem Frequenzmodulator

16 zugeführt wird. Wie erwähnt, ist der Frequnzmoduiator 16 so aufgebaut, daß er ein frequenzmoduliertes Signal erzeugt das zwischen der Frequenz von 3,5 MHz bei Signalen am Pegel der Spitzen der Synchronisationsimpulse Ph und der Frequenz von 4,8 MHz bei dem Weißwert entsprechenden Signalen schwingt Dieses frequenzmodulierte Signal wird durch den Verstärker

17 verstärkt und über den Schalter 21 den Wandlern 22

zugeführt, um auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet zu werden.

Soll das aufgezeichnete Signal wiedergegeben werden, wird der Koruaktarm des Schalters 21 zur Anlage an dem Kontakt P gebracht. Die Wandler 22, mittels < welcher die Signale auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet werden, können auch zur Wiedergabe der Signale '> .nutzt werden, wobei sie die Aufzeichnung wieder in elektrische Signale verwandeln. Diese elektrischen Signale werden über den Kontakt Pdes Schalters κι 21 dem Verstärker 31 zugeführt, von dem i.us sie über den Begrenzer 32 zu dem Demodulator 33 gelangen, der das vorverzerrte Signal 52 mit Ausnahme der am stärksten positiven und der am stärksten negativen Spitzen, welche durch die Kompressionsschaltung 15 beschnitten worden sind, weitergibt. Dieses wiedergegebene Signal wird dann dem Transistor Qi zugeführt, der bewirkt, daß das Signal, das im wesentlichen dem Signal Sj nach P i g. ! B entspricht, möglichst weitgehend wieder in die Form des Signals S\ nach F i g. 1A gebracht wird. Wegen der Beschneidungswirkung der Kompressionsschaltung 15 weist das am Ausgang des Demodulators 33 erscheinende Signal die in F i g. IC an den Punkten 5 dargestellten geringfügigen Veränderungen auf, die von Energieverlusten der beschnittenen Impulse herrühren.

Die Verstärkung des Transistors Qi wird durch die Expansionsschaltung 34 geregelt, die im wesentlichen einer Umkehrung der Kompressionsschaltung 15 entspricht und auf überschießende Signale dadurch anspricht, daß sie kurzzeitig die Verstärkung des Transi- jwi stors ^2 verändert. Somit ist wegen des Vorhandenseins der Schaltung 34 die Amplitudenempfindlichtkeit des Transistors Qi nichtlinear, und diese Nichtlinearität übt eine zur Wirkung der Schaltung 15 entgegengesetzte Wirkung aus.

Die lineare Nachentzerrungsschaltung 35 entspricht im wesentlichen einer Umkehrung der Vorverzerrungsschaltung 14. und sie arbeitet ebenso wie diese linear. Daher erscheint am Kollektor des Transistors Qi das in Fig. IC dargestellte Ausgangssignal St, das im wesentlichen die gleiche Wellenform hat wie das Signal S\ nach Fig. IA. Das Signal nach Fig. IC wird durch den Verstärker 36 verstärkt und kann über die Ausgangsklemme 37 entnommen werden, um auf bekannte Weise in weiteren Kreisen eines in F i g. 2 nicht dargestellten Systems verwendet zu werden.

F i g. 4 und 5 geben eine Kompressions- bzw. eine Expansions-Übertragungscharakteristik wieder. In F i g. 4 hat die Verstärkung bzw. der Übertragungskoeffizient A den Wert 1, und zwar innerhalb des Bereichs Evd, doch ergibt sich oberhalb und unterhalb dieses Bereichs ein Wert von nur 0,2. Hierbei bildet das Eingangssignal die unabhängige variable Größe und das Ausgangssigna! die abhängige variable Größe. Somit werden positive oder negative Auswanderungen des Eingangssignals gegenüber dem Bereich E_wd in einem geringeren Ausmaß verstärkt als innerhalb dieses Bereichs liegende Signale.

Im Gegensatz hierzu ist der Expansions-Übertragungskoeffizient B nach F i g. 5 außerhalb des Bereichs w) E_wd größer als 1, doch hat er innerhalb dieses Bereichs immer noch den Wert !.Tatsächlich hat der Koeffizient oberhalb und unterhalb des genannten Bereichs den Wert 5, welcher dem Kehrwert der Kompressions-Übertragungscharakteristik A = 0,2 oberhalb bzw. unterhalb des gewünschten Bereichs E_Wd entspricht. Wegen dieser Beziehungen werden die Amplituden überschießender Spannungen, die durch die Schaltung 15 nach F i g. 2 komprimiert werden, durch die Expansionsschaltung 34 wieder in die richtige Beziehung zu den Signalen im mittleren Bereich gebracht, d. h. zu Signalen, die innerhalb des Bereichs E»,i liegen.

Da bei der Komprcssionsschaltung 15 der Kondensator Ci vorhanden ist und da die Kompression in Abhängigkeit vom gesamten Signal am Kollektor des Transistors Q\ erfolgt, und nicht etwa nur in Abhängigkeit vom überschießenden Teil, wie es gemäß der weiter oben genannten Patentanmeldung geschieht, ist die nichtlineare Vorverzerrung, die durch den Transistor Q\ und die Schaltungen 14 und 15 bewirkt wird, größer als die gemäß der genannten Patentanmeldung erzielbare.

F i g. 6 ist eine graphische Darstellung der nichtlinearen Vorverzerrung, die sich am Kollektor des Transistors Q\ ergibt. Natürlich wird die reziproke nichtlineare Nachentzerrung durch den Transistor Qi und die zugehörigen Schaltungen 34 und 35 herbeigeführt.

Einer der Vorteile der Tatsache, daß mit den Dioden der betreffender, nichtlinearen Schaltung ein Kondensator in Reihe geschaltet ist, d. h. sowohl bei der Kompressionsschaltung 15 als auch bei der Expansionsschaltung 34, besteht darin, daß sich der Schwellenwert von E_Wd nicht in Abhängigkeit von Schwankungen der Spannung der Spannungsquelle verändert, da durch die Kondensatoren Ci und ο kein Gleichstrom fließen kann. Dies trägt zur Aufrechterhaltung des komplementären Arbeitens der Expansionsschaltung 34 gegenüber der Kompressionsschaltung 15 ohne Rücksicht auf eine Drift des Gleichstroms bei.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltung nach F i g. 2 haben die Schaltungselemente die nachstehend genannten elektrischen Werte:

C₁:	1000 pF
C₂:	15OpF
C₃:	47OpF
C₄:	82 pF
Äi:	1,6 Kiloohm
*Ri-.*	5000hm
Ry.	7600hm
Ra:	15 Kiloohm
A₅:	1,5 Kiloohm
A₆:	5600hm
Ry.	3,9 Kiloohm
Ra:	10 Kiloohm

F i g. 7 zeigt eine Schaltung, die, von den Kompressions- und Expansionsschaltungen abegesehen, im wesentlichen der Schaltung nach F i g. 2 ähnelt. In F i g. 7 sind die meisten Schaltungselemente mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet wie in F i g. 2, und diese Schaltungselemente arbeiten in der gleichen Weise, so daß sich eine erneute Beschreibung erübrigen dürfte. Zu der Schaltung nach Fig.7 gehört die Eingangsklemme 11, die mit der automatischen Verstärkungsregelschaltung 12 verbunden ist, deren Ausgangssignal über die Klemmschaltung 13 der Basis des Transistors Q\ zugeführt wird. Gemäß F i g. 7 liegt die Vorverzerrungsschaltung 14 wiederum im Emitterkreis des Transistors, und der Belastungsdwiderstand /?i ist ebenso wie in F i g. 2 mit dem Kollektor des Transistors in Reihe geschaltet.

Die Schaltung nach F i g. 7 unterscheidet sich von derjenigen nach Fig.2 durch das Vorhandensein einer nichtlinearen Schaltung 38, die im wesentlichen mit dem Kollektorbelastungswiderstand Ri parallelgeschaltet ist, sich jedoch von der nichtlinearen Schaltung 15 nach

Fig.2 unterscheidet. Zu der Schaltung 38 gehört wiederum ein Kondensator d, der in Reihe mit einem Widerstand Ru geschaltet ist, der seinerseits an eine Anode bzw. eine Kathode zweier Dioden Di und D2 angeschlossen ist; die Kathode der Diode D\ ist direkt mit der Klemme T\ verbunden, an der eine relativ feste Speisespannung V_1x liegt; im Gegensatz zu der Schaltung 15 nach F", g. 2 ist jedoch die Anode der anderen Diode D2 nit einer anderen Spannungsversorgungsklemme 39 verbunden, an der eine Spannung zwischen der Spannung + V_1x und Masse iiegt. Diese Klemme 39 zum Zuführen einer mittleren Spannung bildet den gemeinsamen Knotenpunkt für einen Widerstand R9, einen Kondensator Cs und eine Schaltung 40, die einen konstanten Strom liefert. Ferner if[ gemäß Fig. 7 ein npn-Transistor Q₃ vorhanden, dessen Kollektor mit dem gemeinsamen Knotenpunkt verbunden ist, wobei zwischen seinem Emitter und Masse ein Widerstand Λ10 liegt. Zwischen der Ba.s's des Transistors Qi und Masse ist eine Basisvorspannungsquelle E\ angeschlossen, um die Stärke des durch den Transistor Q₃ fließenden konstanten Stroms zu bestimmen. Ferner erkennt man in F i g. 7 zwei weitere Dioden D₃ und D4, die in Reihe geschaltet und mit dem Widerstand R₉ verbunden sind, jedoch tatsächlich zu der nachstehend beschriebenen Expansionsschaltung gehören.

Der Kollektor des Transistors Qi ist mit der Frequenzmodulatorschaltung 16 verbunden, deren frequenzmoduliertes Ausgangssignal über den Verstärker 17 und den Schalter 21 den Wandlern 22 zugeführt wird, mittels welcher die durch den Verstärker 17 verstärkten Signale auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet werden.

Beim Wiedergabebetrieb liegt der Kontaktarm des Schalters 21 an dem Wiedergabekontakt P an, so daß die Wandler 22 über den Verstärker 31 und den Begrenzer 32 mit dem Demodulator 33 für die frequenzmodulierten Signale verbunden sind. Der Ausgang des Demodulators 33 ist an die Basis des Transistors Q2 angeschlossen, bei dem es sich im vorliegenden Fall um einen pnp-Transistor handelt. Die Verwendung eines pnp-Transistors ermöglicht es, bei der Expansionsschaltung und der Kompressionsschaltung einige Schaltungselemente gemeinsam zu verwenden und auf die Benutzung einer zusätzlichen Spannungsquelle zu verzichten. Der Widerstand Rj liegt zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und einer Klemme zum Zuführen einer relativ festen Spannung, bei der es sich gemäß F i g. 7 um die Klemme Ti handelt. Mit dem Widerstand Rj ist praktisch eine nichtlineare Expansionsschaltung 41 parallelgeschaltet, die einen Kondensator C4 aufweist, welcher mit dem Widerstand Rb und den entgegensetzt gepolten Dioden D₃ und Dt, in Reihe geschaltet ist Die Kathode der Diode D₃ ist wie bei der Schaltung nach F i g. 2 direkt mit der Spannungszuführungsklemme Tj verbunden, doch ist die Anode der Diode D4 ebenso wie die Anode der Diode D2 an die Klemme 39 zum Zuführen einer mittleren Spannung angeschlossen.

Bei dem Transistor Qi ist ebenso wie bei demjenigen nach F i g. 2 die lineare Nachentzerrungsschaltung 35 an den Kollektor angeschlossen. Da jedoch der Transistor Q2 nach F i g. 7 ein pnp-Transistor ist, liegt die Nachentzerrungsschaltung 35 nicht zwischen dem Kollektor und der Klemme zum Zuführen einer positiven Spannung, sondern zwischen dem Kollektor und Masse. Gemäß Fig.7 ist der einen Bestandteil der Nachentzerrungsschaltung 35 bildende Widerstand R$ mit dem -Kollektor des Transistors Qi und'der durch den Masseanschluß reDräser.tierten Klemme zum Zuführen einer relativ festen Spannung in Reihe geschaltet. Der Ausdruck »relativ feste Spannung« wird verwendet, da die Spannungen an den verschiedenen Klemmen, z. B. dem Masseanschluß und den Klemmen 24 und Ti, nicht notwendigerweise auf genau festgelegten Werten gehalten, sondern im Vergleich zueinander nur im wesentlichen genau eingehalten werden. Der Kollektor des Transistors Q2 nach Fig. 7 ist über den Verstärker 36 mit der Ausgangsklemme 37 verbunden.

Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 7 braucht nur bezüglich der nichtlinearen Kompressionsschaltung 38, der Schaltung 40 zum Erzeugen eines konstanten Stroms und der nichtlinearen Expansionsschaltung 41 beschrieben zu werden, denn die übrigen Teile der Schaltung arbeiten ebenso wie bei der Schaltung nach F i g. 2.

Der Kondensator C₅ hat eine so große Kapazität, daß er den Widerstand Rg bei Wechselspannungssignaien praktisch kurzschließt. Somit ist bei Wechselspannungen praktisch eine Kurzschlußverbindung zwischen der Klemme Ti, dem Knotenpunkt 39 und dem Masseanschluß vorhanden. Da durch den Transistor Q₃ ein konstanter Strom fließt, bewirkt der Widerstand /?q einen Abfall der Gleichspannung. Die Dioden D\ und D? sind bei gleicher Polung in Reihe geschaltet, so daß sie durch die Gleichspannung zwischen den Klemmen T\ und 39 so polarisiert werden, daß sie nicht leitfähig sind. Entsprechend sind die Dioden D₃ und D4 bei gleicher Polung in Reihe geschaltet, und sie überbrücken den W>derstand /?9, so daß sie für die Gleichspannung an dem Widerstand R₉ normalerweise nicht leitfähig sind. Daher leiten die Dioden D\ bis D4 den durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors φ fließenden konstanten Strom nicht weiter, und der gesamte konstante Gleichstrom fließt durch den Widerstand /?<j.

Wegen des geringen Wechselspannungswiderstandes des Kondensators C% sind die Dioden D\ und D2 praktisch gegensinnig gepolt, und dies gilt auch für die Dioden D₃ und D4; daher arbeitet die Kompressionsschaltung 38 ähnlich wie die Kompressionsschaltung 15 nach F i g. 2, so daß die Wir kungsweise der Expansionsschaltung 41 derjenigen der Expansionsschaltung 34 nach F i g. 2 ähnelt. Nimmt man an, daß die Dioden D\ und Di und auch die Dioden D₃ und Dt, von gleicher Art sind, werden die Widerstände Rw und R% auf eine Spannung vorgespannt, die zwischen den Spannungen an den Klemmen Ti und 39 liegt. Solange die Spannung an dem mit der Anode der Diode D\ und der Kathode der Diode D2 verbundenen Ende des Widerstandes Rn innerhalb des einen hohen Widerstand bezeichnenden Teils der Kennlinien dieser Dioden verbleibt, wird das am Kollektor des Transistors Q\ erscheinende Signal nicht komprimiert. Bei dem gerade genannten Spannungsbereich handelt es sich um den Bereich E_wj, und nur dann, wenn die durch den Widerstand Rw an die Dioden Di und Dt angelegte Spannung die Grenzen dieses Bereichs überschreitet, verringert sich der Widerstand einer dieser beiden Dioden, wodurch ein weiteres Ausschlagen der Spannung begrenzt wird.

Die durch den Widerstand R\ 1 an die Dioden D\ und Di angelegte Spannung richtet sich nach der Wirkung des Kondensators Ci und der Größe oder Änderungsgeschwindigkeit bzw. der Frequenz des Signals am Kollektor des Transistors Q\. Die nichtlineare Schaltung 38 ist für sehr niedrige Frequenzen unempfindlich, doch wenn die Frequenz zunimmt, verringert sich der wirksame Widerstand des Kondensators Ci, und die Dioden D\ und Di rufen ihre nichtlineare Kompresskmswirkung

bei kleineren Werten der Spannung am Kollektor des Transistors Q> hervor.

Das Gleiche gilt für die Dioden Di und Da der Expanvionsschaluing 41. Da jedoch die nichtlinear arbeitenden filcmcntc der Expansionsschaltung im Emitterkrsis des Transistors Q₂ liegen, führt die Begrenzungswirkung, die auftritt, wenn die diesen Dioden durch den Widerstand Rs zugeführte Spannung die Grenzen des Bereiches E„d überschreitet, dazu, daß sich die Verstärkungswirkung des Transistors Q₂ vergrößert.

Die Vorspannschaltung für die Dioden D\ bis Da ermöglicht es, auf Temperaturänderungen zurückzuführende Schwankungen der Diodenspannung Vd zu kompensieren. Nimmt man an, daß die vier Dioden sämtlich gleichartig sind, ist der Spannungsabfall, der an dem Widerstand R₉ entritt, wenn der konstante Strom /o fließt, gleich der Spannung V_d der beiden in Reihe beschalteten Dioden D_t und D₂ bzw. D₃ und D₄. Es sei hier daran erinnert, daß die Spannung an dem Widerstand Ra der Polung in der Vorwärtsrichtung entgegengesetzt ist. Somit ist

/₀Λ, =-2Vj (1)

Die Veränderung von Vj in Abhängigkeit von der Temperatur ist derart, daß Vj bei zunehmender Temperatur abnimmt. Somit gilt

R₁

±k - ^Δν<>

AT AT

(2)

Der Spannungsabfall an dem Widerstand Rw ist gleich der Differenz zwischen der Spannung E\ nach F i g. 7 und der Basis-Emitter-Spannung Vbe des Transistors Q₂ und läßt sich daher wie folgt ausdrücken:

/_o/?io = E₁-

(3)

Al_n _ _ AT

AV_1n. AT

(4)

temperatur zurückzuführen sind, mit Hilfe des Transistors Q) kompensiert werden können, wenn zwischen den Widerstandswerten der Widerstände Rg und /?iodie richtige Beziehung besteht.

Wenn die Spannung an dem Widerstand Rt durch Verstellen der Vorspannung der Gleichspannungsquelie E) variiert wird, ist es möglich, den Schwellenpegel fw der Kompressionsschaltung 15 zu regeln bzw. einzustellen. Da die Expansionsschaltung 41 mit dem gleichen

ίο Widerstand Rg und der Quelle 40 für einen konstanten Strom in der gleichen Weise arbeitet, kann auch der Schwellenpegel f»j bei der Expansionsschaltung geregelt werden.

Diese Form der Temperaturkompensation, bei der lediglich der Widerstand Rg so gewählt wird, daß sein Widerstandswert doppelt so groß ist wie derjenige dc!s Widerstandes R\o, und bei der für die Aufzeichnung und die Wiedergabe die gleichen Schaltungselemente verwendet, verkleinert das Problem der Erzielung enlgegengesetzt gleicher Wirkungen bei den Kompressionsund Expansionsschaltungen auf ein Minimum selbst dann, wenn die Unmgebungstemperatur während des Aufnahmevorgangs eine andere ist als bei der Wiedergabe.

Unter der Annahme, daß E₁ konstant bleibt, ergibt sich die Änderungsgeschwindigkeit gegenüber der Temperatur auf beiden Seiten der Gleichung (3) wie folgt:

Durch eine entsprechende Wahl der Beziehung zwischen den Widerstandswerten der Widerstände Rg und /?io kann man dafür sorgen, daß die Änderungsgeschwindigkeit von V_be gegenüber der Temperatur entgegengesetzt gleich der Änderungsgeschwindigkeit von Vj gegenüber der Temperatur ist. Somit gilt

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

_ R., A T_n _ _ „ AJ₁

"TT?" ^Ul at

(5)

Rq = 2/?„

Ik-stL-ht zwischen den Widerstandswerten der Wider- t,o stände R* und Ri₀ die durch die Gleichung (6) gegebene Beziehung, gilt

AT

„,- _AV,, AT

(7)

Aus der Gleichung (7) ist ersichtlich, daß die Veränderungen von Vd, die auf Änderungen der Umgebungs-

Claims

1 2 det ist, und daß die Diodenreihenschaltung so gepolt Patentansprüche: ist, das sie für einen durch die Konstantstromquelle (40) fließenden Konstantstrom nichtleitend ist

1. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von Videosignalen mit einer Preemphase-Schaltung zur s
Amplitudenanhebung der höherfrequenten Anteile
des Videosignals und mit einer Kompressionsschaltung zur nachfolgenden Amplitudenkompression

der außerhalb eines vorgegebenen Amplitudenban- Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsunord-

des liegenden Signalamplitude, wobei die Kompres- io nung und Verarbeitung von Videosignalen gemäß dem

sionsschaltung zwei wechselstrommäßig antiparallel Oberbegriff des Anspruchs 1.

geschaltete, jeweils nur in einer Richtung leitfähige Es ist bereits eine Breitband-Signalumsetzanordnung Halbleitereinrichtungen enthält, die an einer Seite bekannt (US-PS 32 88 930), bei der ein Störungen vermit der Preemphase-Schaltung verbunden sind, da- minderndes Netzwerk zwischen einer Signaiquelle und durch gekennzeichnet, daß die Halbleiter- 15 einem Frequenzmodulator vorgesehen ist Dieses Netzeinrichtungen (Du D₃) an der anderen Seite über werk weist Kondensatoren auf, die zusammen mit antieine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand parallel miteinander verbundenen Dioden in Reihe He- (R₉) und einem Kondensator (C₅) miteinander ver- gen. Das betreffende Netzwerk liegt dabei zwischen den bunden sind, weiche ihrerseits an eine Konstant- Eingängen des Frequenzmodulators. Die erwähnten stromquelleJ^P) angeschlossen ist, daß die Konstant- 20 antiparallel miteinander verbundenen Dioden sind zwar stromquelle (40) einen den Konstantstrom bestim- in Schakungsanordnunger. verwendet die jeweils einen menden zweiten Widerstand {Rio) enthält, und daß Transistor enthalten. Durch diese Schaltungsmaßnahdas Widerstandsverhältnis zwischen dem ersten (A₉) men ist jedoch keine weitgehend temperaturunabhängi- und dem zweiten (R_i0) Widerstand so gewählt ist, ge Verarbeitung von Videosignalen sichergestellt,
daß die Temperaturabhängigkeit der Halbleiterein- 25 Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunrichtungen (Di, D₂) weitgehend kompensiert und so- de, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des mit das Amplitudenband entsprechend konstant ge- Patentanspruchs 1 gekannten Art so auszubilden, daß halten wird. sie möglichst temperaturunabhängig arbeitet

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, da- Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch gekennzeichnet daß diese außerdem eine De- 30 durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahkompressionsijhaltung (4t) und eine Deemphase- men.

Schaltung (35) enthält daß dr; Dekompressions- Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit schaltung ebenfalls zwei wechselstrommäßig anti- einem insgesamt relativ geringen schaltungstechnischen parallel geschaltete, jeweils nur >n einer Richtung Aufwand eine weitgehend temperaturunabhängige Verleitfähige Halbleitereinrichtungen (Dz, Da) aufweist 35 arbeitung von Videosignalen erreicht ist.
die an einer Seite mit der Dccmphase-Schaltung (35) Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeverbunden sind, und daß die Halbleitereinrichtungen ben sich aus den Unteransprüchen. I (D3, Da) der Dekompressionsschaltung (41) an der Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im fol- ■ anderen Seite mit der Parallelschaltung (A₉, Cs) ver- genden anhand schematischer Zeickiungen näher erbundensind. 40 läutert Es zeigt:

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, Fig. 1 mit den Teilen IA, IB und IC drei Wellenfordadurch gekennzeichnet, daß die Parallelschaltung men an verschiedenen Punkten einer in F i g. 2 darge-(A₉, Ci) mit ihrer von der Konstantstromquelle (40) stellten Schaltung;

abgewandten Seite mit dem einen Pol (+ V«) und Fig.2 in einem Blockschaltbild ein Fernsehbandauf-

die Konstantstromquelle (40) mit dem anderen Pol 45 nahmegerät mit Vorverzerrungs- und Nachentzer-

(Masse) einer Betriebsspannungsquelle verbunden rungsschaltungen;
ist. F i g. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschauli-

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- chung der Wirkungsweise des nichtlinearen Teils der henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung nach F i g. 2;

Konstantstromquelle (40) einen Transistor (Q₃) ent- 50 Fig.4 eine graphische Darstellung der Kompres-

hält, in dessen Ermitterzweig der zweite Widerstand sionsübertragungscharakteristik der Schaltung nach

(Rio) liegt, dessen Kollektor mit der Parallelschal- Fig.2;

tung (R₉, Cs) verbunden ist und dessen Basis mit F i g. 5 eine graphische Darstellung der Expansions-

einer Vorspannungsquelle (£1) verbunden ist. übertragungscharakteristik der Schaltung nach F i g. 2;

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- 55 Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wirkungsweise der Schaltung nach F ig. 2 und

der Widerstandswert des ersten Widerstandes (R₉) F i g. 7 eine Ausführungsform der Erfindung.

etwa doppelt so groß wie der Widerstandswert des Die anhand der F i g. 1 bis 6 nachfolgend beschriebe-

zweiten Widerstandes (Rio) ist. nen Schaltungen sind nicht Gegenstand der Erfindung,

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da- 60 sind jedoch zum besseren Verständnis derselben förderdurch gekennzeichnet, daß der genannte eine Pol lieh.

(+V«-) ein höheres Potential führt als der genannte In F i g. IA ist die Wellenform etwa eines Zeileninter-

andere Pol (Masse) der Betriebsspannungsquelle. valls eines Videosignals Si dargestellt, zu der sowohl

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da- schnelle Amplitudenänderungen an den scharf ausgcdurch gekennzeichnet, daß die Halbleitereinrichtun- 65 prägten senkrechten Übergängen des Signalpegcls als gen (D\ und D2 oder Dy und D₄) so miteinander auch sich nicht verändernde Amplituden an den ververbunden sind, daß eine Diodenreihenschaltung schiedenen schwachen Pegeln gehören. Die schnellen zwischen den genannten Polen (+ V,_v, Masse) gebil- Änderungen zeigen an, daß das Signal hochfrequente