DE2737796C2 - Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von Videosignalen - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von VideosignalenInfo
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N5/923—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback using preemphasis of the signal before modulation and deemphasis of the signal after demodulation
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Description
Komponenten enthält, während die flachen Pegel das Vorhandensein niederfrequenter Komponenten anzeigen.
Zu den Übergängen von einem Pegel zum nächsten gehören relativ kleine wie auch große Teilbeträge, und
sowohl bei den großen als auch bei den kleinen Teilbeträgen sind positiv gerichtete und negativ gerichtete
Teilbeträge vorhanden. Die verschiedenen flachen Pegel repräsentieren niederfrequente Komponenten, die
in allen Höhen von unten bis oben vorkommen.
Das dargestellte Signal Si nimmt einen Bereich von
Werten E„d zwischen einem Weißwert entsprechend
der gestrichelten waagerechten oberen Linie und einem Schwarzwert entsprechend der gestrichelten unteren
waagerechten Linie an den Spitzen der Horizontalsynchronisationssignale
P/, ein. Der Schwarzwert ist mit 3,5 MHz und der Weißwert mit 4,8 MHz bezeichnet;
hierbei handelt es sich um die niedrigste bzw. die höchste normak' Frequenz eines frequenzmodulierten Signals,
bei dem ein Träger eine Frequenzmodulation durch das Signal Si erfährt, wie es nachstehend erläutert
ist- Man kann die Wellenform des Signals so betrachten, als ob sie entweder ein Schwarz-Weiß-Videosignal oder
die Helligkeitskomponente eines Farbvideosignals repräsentierte.
Zu der in Fig.2 dargestellte Schaltung gehört eine
Eingangsklemme 11, die an eine automatische Verstärkungsregelschaltung 12 angeschlossen ist, deren Ausgang
durch eine Klemmschaltung 13 mit der Basis eines npn-Transistors Q\ einer Verstärkerschaltung verbunden
ist, bei der ein Kollektorbelastungswiderstand Ri zwischen dem Kollektor und einer Klemme einer Quelle
für eine relativ feste Spannung + Vx liegt.
Eine Schaltung 14 ist an den Emitter des Transistors angeschlossen, der zusammen mit dem Kollektor eine
der stromführenden Elektroden des Transistors bildet, wobei diese Schaltung dazu dient, den Frequenzgang
des Transistors zu modifizieren.
Zu der Modifizierschaltung 14 gehören ein Widerstand Ri, der zwischen dem Emitter des Transistors und
Masse liegt, soiPie eine diesen Widerstand überbrückende
Reihenschaltung mit einem Kondensator Q und einem Widerstand A3. Diese Schaltung erhöht die Empfindlichkeit
des Transistors φ für hochfrequente Signale, ohne eine Amplitudenverzerrung hervorzurufen;
man kann sie als eine lineare Schaltung betrachten, die entweder als Sieb oder als eine Schaltung arbeitet, die
eine Differenzierungswirkung auf durch den Tansistor verstärkte Signale ausübt Praktisch bildet die Schaltung
14 eine lineare Vorverzerrungsschaltung.
Gemäß F i g. 2 ist eine niditlineare Schaltung 15, die
als Kompressionsschaltung zur Wirkung kommt, mit dem Widerstand R\ parallelgeschaltet; zu dieser Schaltung
gehört ein Kondensator Ci, der mit einem Diodenkreis in Reihe geschaltet ist, bei dem zwei Dioden A
und Di, die entgegengesetzt gepolt sind, parallelgeschaltet
sind. Mit den beiden Dioden ist ein Widerstand /?4 zum Entladen des Kondensators parallelgeschaltet.
Auch die nichtlineare Schaltung 15 liefert eine Vorverzerrungswirkung, jedoch nicht notwendigerweise im
gleichen Ausmaß wie die lineare Vorverzerrungsschaltung 14.
Die Eingangsklemme eines Frequenzmodulators 16, zu dem eine Quelle für ein Trägersignal gehören kann,
ist mit dem Kollektor des Transistors Q\ verbunden, und der Ausgang dieses FYequenzmodulators ist über einen
Verstärker 17 an die Aufnahmeklemme eines Schalters 21 angeschlossen. Der Kor.ir.-ktarm des Schalters 21 ermöglicht
es, die Klemme R mit einem auf bekannte Weise ausgebildeten Kopf für ein Fernsehbandaufnahmegerät
zu verbinden, der zwei Wandler 22 aufweist, mittels welcher Informationen auf einem Träger, z. B.
einem Magnetband 23, aufgezeichnet werden können. Es wäre auch möglich, einen Kopf mit nur einem Wandler
oder mehr als zwei Wandlern zu benutzen.
Der Kontaktarm des Schalters 21 kann auch zur Anlage 'an einem Kontakt P gebracht werden, wenn auf
dem Band 23 aufgezeichnete Signale wiedergegeben werden sollen. Beim Wiedergabebetrieb verbindet der
Schalter 21 die Wandler 22 mit einem Verstärker 31, dessen Ausgang über einen Begrenzer 32 mit einer
Schaltung 33 zum Demodulieren des frequenzmodulierten Signals verbunden ist. Der Ausgang des Demodulators
33 ist an die Basis eines npn-Transistors Q> einer nichtlinearen Expansionsschaltung 34 angeschlossen. Im
Kollektorkreis des Transistors Q> liegt eine lineare
Nachentzerrungsschaltung 35, und das Ausgangssignal am Kollektor dieses Transistors wird über einen Verstärker
36 einer Ausgangsklemme 37 zu pe!ührt.
Die Schaltung 35 bildet praktisch difcÜmkehrung der
linearen Vorverzerrungsschaltung 14, det«n sie weist zwei Widerstände R5 und Re sowie einen Kondensator
Cz auf, die in der gleichen Weise eine Siebschalüing
bilden wie die beiden Widerstände und der Kondensator der Schaltung 14. Jedoch ist die Vorverzerrungsschaltung
14 im Emitterkreis des Transistors Q\ angeordnet, während bei der Nachentzerrungsschaltung 35
der Widerstand R5 mit der Klemme Ti der Spannungsquelle
und dem Kollektor des Transistors Qz in Reihe
geschaltet ist
Entsprechend bildet die nichtlineare Schaltung 34 die Umkehrung der nichtlinearen Schaltung 15, und sie
dient zum Expandieren der Amplitude der durch die Schaltung 15 komprimierten Signale. Die Schaltung 34
liegt im Emitterkreis des Transistors Q2 und ist mit einem
Widerstand Rj parallelgeschaltet, der mit dem
Emitter des Transistors Q2 und einer Klemme, an der eine relativ feste Spannung vorhanden ist, in Reihe geschaltet
ist. Im vorliegenden Falle handelt es sich bei dieser Klemme um die Masseklemme, was bedeutet, daß
normalerweise die Spannungen an anderen Punkten der Schaltung in bezug auf diese Klemme gemessen, werden.
Zu den Schaltungselementen der nichtlinearen Schaltung 34 gehören zwei entgegengesetzt gepolte -bzw.
Rücken an Rücken angeordnete Dioden D3 und Da, die
mit einem Widerstand R» und einem Kondensator Q in
Reihe geschaltet sind, um eine nichtlineare Reihenschaltung zu bilden, die den Widerstand Ri überbrückt.
Die Schaltung nach Fig.2 arbeitet wie folgt: Der
Eingangsklemme 11 wZrd ein Videosignal, z. B. das Signal
Si nach Fig. IA, zugeführt. Die Amplitude dieses
Signals wird nicht als Spannung angegeben, wie es gewöhnlich geschieht, sondern sie wird als das Frequenzband
identifiziert, welches das frequenzmodiilierte Signal
aus der Schaltung 16 einnehmen soll, wenn es durch das Signal S\ moduliert ist. Die Amplitude des Signals
wird erforderlichenfalls durch die automatische Verstärkungsregelschaltrng
12 auf den richtigen Wert korrigiert, und das Signal, dessen Wellenform noch der
Darstellung in Fig. IA entspricht, wird der Klemmschaltung 13 zugeführt, welche die Spitzen de:·' Synchronisationssignale
P/, auf einem festen Spannungspegel hält. Da die Amplitude dieses Signals bereits durch die
automatische Verstärkerschaltung 12 auf den richtigen
Wert eingestellt worden ist, wird das der Basis des Transistors Qi zugeführte Signal an den Spitzen des
Synchronisationssignais sowohl die richtige Amplitude
als auch den richtigen Gleichspannungswert haben, und dies gilt auch für jeden anderen Wert einschließlich des
Weißwertes. Diese Werte werden direkt als Spannungswerte gemessen, und nicht etwa als Frequenzen, die erst
dann ihre Bedeutung erhalten, wenn das Signal der Frequenzmodulatorschaltung
16 zugeführt worden ist.
Verstärkt sich das Signal Si plötzlich von seinem am
stärksten negativen Wert an der Spitze eines der Synchronisationsimpulse Ρ/,, spielt sich die augenblickliche
Reaktion der Vorverzerrungsschaltung 14 so ab, als wenn der Kondensator Q nicht vorhanden wäre, und
als ob die Widerstände Ri und Ri praktisch parallelgeschaltet
werden. Daher ist der Augenblickswert der Stromstärke im Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors
Q\ relativ hoch, so daß an dem Widerstand R\ eine relativ große Spannungsauswanderung bzw. ein Überschwingen
auftritt. Die Kapazität des Kondensators C\ und die Größe des Widerstandes Rz sind so gewählt, daß
sich der Kondensator schnei! aufladen ksnn. OehscH
wird der effektive Emitterwiderstand lediglich durch den Widerstand Rj gebildet, dessen Widerstandswert
natürlich höher ist als der scheinbare Anfangswiderstand der parallelgeschalteten Widerstände Ri und Rz.
Dieser höhere Emitterwiderstand schwächt den durch den Widerstand R\ fließenden Strom, so daß die Spannung
an diesem Widerstand auf einen niedrigeren Wert zurückgeht, der während des Restes der ersten Pegelstufe
des Signals Si beibehalten wird. Hierbei liegt diese
Pegelstufe auf gleicher Höhe mit dem Austastpegel des Videosignals Si.
Jedesmal, wenn das Signal nach Fig. IA um eine Stufe
ansteigt, fließt durch den Widerstand R\ ein weiterer kurzer Stromstoß, so daß eine Spannungsauswanderung
von kurzer Dauer auftritt. Hierbei handelt es sich praktisch um die Wirkung der Differenzierungsschaltung,
und Fig. IB zeigt die resultiernde Wellenform Si des
Signals, wie es am Kollektor des Transistors O\ vorhanden
sein würde, wenn die nichtlineare Kompressionsschaltung 15 nicht vorhanden wäre. Die Wellenform des
Signals Si wurde so gewählt, daß sich jeweils gleich
große Teilbeträge der Spannung ergeben. Daher sind die Auswanderungen an den Vorderflanken jedes Teilbetrags
bei dem Signal Si nach Fig. IB gleich groß, und
während des Treppenstufenteils des Signals ergeben sich gleich große Teilbeträge zwischen den waagerechten
Abschnitten der Wellenform Si.
Wenn das Signal nach Fig. IB den Weißwert erreicht,
dürfte es nicht stärker positiv werden, doch geschieht dies tatsächlich, nämlich beim Auftreten des ersten
Oberschwingvorgangs 3, der unmittelbar der Stufe vorausgeht, durch iije der Signalpegel auf den Weißwert
gebracht wird. Bei diesem Pegel beginnt die nichtlineare Kompressionsschaltung 15 wirksam zu werden.
In F i g. 3 sind als geknickte gerade Linien 6 und 6' in Annäherung die Vorwärtsvorspannungs-Widerstandscharakteristiken
der Dioden D\ und Di dargestellt. Zu jeder dieser Widerstandskurven gehört ein für einen
relativ hohen Widerstand geltender Abschnitt, der am zugehörigen Nullpunkt beginnt und dann in einen Abschnitt
für niedrigere Widerstandswerte übergeht, wenn die Spannung an der betreffenden Diode gleich dem
Wert Vd ist, der die Spannung am Knick der betreffenden
Kurve bezeichnet und für die beiden Dioden die gleiche Größe hat- Der Bereich Ewct zwischen der maximalen
Weißwertspannung und der maximalen Schwarzwertspannung ist so gewählt, daß er der Diodenspannung
Vd entspricht.
In F i g. 3 haben die Kurven 6 und 6' scheinbar zwei Nullpunkte, da die beiden Dioden gemäß F i g. 2 entgegengesetzt
gepolt sind. Solange die Spannung am Kollektor des Transistors Q\ im richtigen Bereich £f,v</liegt,
bilden die beiden Dioden hohe wirksame Widerstände, die mit dem Kondensator Ci in Reihe geschallet sind.
Wenn die Spannung gemäß F i g. 2 an der oberen Platte des Kondensators Ci stärker positiv wird als der Weißwert nach Fig. IB, was einer Überschreitung des Bereichs
Ewd gemäß F i g. 3 nach rechts entspricht, wird die
ίο Diode D\ leitfähig, so daß praktisch mit dem Kondensator
Ci ein kleiner Widerstand in Reihe geschaltet ist.
Hierdurch wird der wirksame Belastungswiderstand des Transistors Q\ verringert, wodurch die Spannung am
Kollektor dieses Transistors daran gehindert wird, weiter anzusteigen, bzw. wodurch mindestens ein weit höheres
Ansteigen dieser Spannung verhindert wird.
Die Größe der Wirkung des relativ plötzlichen Übergangs der Diode D\ von einem hohen Widerstand auf
einen relativ niedrigen Widerstand richtet sich nach
dem Augenblickswert des Widerstandes des Kondensators Ci. Wenn man die Diode D\ tatsächlich als das
Äquivalent eines Widerstandes betrachtet, übt die Schaltung 15 eine Wirkung aus, die etwa derjenigen der
Schaltung 14 ähnelt, denn sie spricht auf plötzliche Änderungen der Spannung in Richtung auf einen zunehmend
größer werdenden positiven Wert am Kollektor des Transistors Q\ so an, als ob die Schaltung 15 eine
Differenzierungsschaltung oder eine Schaltung zum Akzentuieren
hochfrequenter Komponenten wäre. Da jedoch die Schaltung 15 im Kollektorkreis des Transistors
Q\ liegt, verändert sie die Verstärkung dieses Transistors
dadurch, daß sie die Fähigkeit des Transistors, positiv gerichtete überschießende Signale zu verstärken
um den gleichen relativen Betrag verringert, wie der Bereich EWd- Der Grund für das Komprimieren oder
Beschneiden oder Begrenzen dieser überschießenden Signale, die den Weißwert überschreiten, besteht darin,
daß diese Signale die Frequenzmodulatorschaltung 16 veranlassen wurden, Frequenzen zu erzeugen, die höher
sind als die bei dem System zulässigen.
Entsprechend geht die Diode Di von einem relativ
hohen Widerstand auf einen relativ niedrigen Widerstand über, wenn die Spannung am Kollektor des Transistors
Q\ die untere Grenze des Spannungsbereichs E„,/ überschreitet, d. h. gemäß F i g. 3 in der Richtung nach
links.
Somit arbeiten die beiden Dioden so zusammen, als ob es sich um eine einzige nichtlineare Halbleitervorrichtung
handelte, die bei Signalen innerhalb des Bereichs EWd einen relativ hohen Widerstand und bei stärker
negativen oder stärker positiven Signalen einer, relativ
niedrigen Widerstand hat. 1st der Widerstand der beiden Dioden genügend hoch und kann der Kondensator
Ci mit Hilfe von durch die Dioden fließenden Strömen
nicht hinreichend entladen werden, kann man gemäß F i g. 2 den Widerstand Ra vorsehen, um den Entladungsstrom
des Kondensators abzuführen.
Das am Kollektor des Transistors Q\ erscheinende Ausgangssignal wird somit einer nichtlinearen Vorverzerrung
unterzogen, bevor es dem Frequenzmodulator
16 zugeführt wird. Wie erwähnt, ist der Frequnzmoduiator
16 so aufgebaut, daß er ein frequenzmoduliertes Signal erzeugt das zwischen der Frequenz von 3,5 MHz
bei Signalen am Pegel der Spitzen der Synchronisationsimpulse Ph und der Frequenz von 4,8 MHz bei dem
Weißwert entsprechenden Signalen schwingt Dieses frequenzmodulierte Signal wird durch den Verstärker
17 verstärkt und über den Schalter 21 den Wandlern 22
zugeführt, um auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet zu
werden.
Soll das aufgezeichnete Signal wiedergegeben werden,
wird der Koruaktarm des Schalters 21 zur Anlage
an dem Kontakt P gebracht. Die Wandler 22, mittels <
welcher die Signale auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet werden, können auch zur Wiedergabe der Signale
'> .nutzt werden, wobei sie die Aufzeichnung wieder in elektrische Signale verwandeln. Diese elektrischen
Signale werden über den Kontakt Pdes Schalters κι
21 dem Verstärker 31 zugeführt, von dem i.us sie über den Begrenzer 32 zu dem Demodulator 33 gelangen, der
das vorverzerrte Signal 52 mit Ausnahme der am stärksten
positiven und der am stärksten negativen Spitzen, welche durch die Kompressionsschaltung 15 beschnitten
worden sind, weitergibt. Dieses wiedergegebene Signal wird dann dem Transistor Qi zugeführt, der bewirkt,
daß das Signal, das im wesentlichen dem Signal Sj nach P i g. ! B entspricht, möglichst weitgehend wieder
in die Form des Signals S\ nach F i g. 1A gebracht wird. Wegen der Beschneidungswirkung der Kompressionsschaltung 15 weist das am Ausgang des Demodulators
33 erscheinende Signal die in F i g. IC an den Punkten 5 dargestellten geringfügigen Veränderungen auf, die von
Energieverlusten der beschnittenen Impulse herrühren.
Die Verstärkung des Transistors Qi wird durch die
Expansionsschaltung 34 geregelt, die im wesentlichen einer Umkehrung der Kompressionsschaltung 15 entspricht
und auf überschießende Signale dadurch anspricht, daß sie kurzzeitig die Verstärkung des Transi- jwi
stors ^2 verändert. Somit ist wegen des Vorhandenseins
der Schaltung 34 die Amplitudenempfindlichtkeit des Transistors Qi nichtlinear, und diese Nichtlinearität übt
eine zur Wirkung der Schaltung 15 entgegengesetzte Wirkung aus.
Die lineare Nachentzerrungsschaltung 35 entspricht im wesentlichen einer Umkehrung der Vorverzerrungsschaltung
14. und sie arbeitet ebenso wie diese linear. Daher erscheint am Kollektor des Transistors Qi das in
Fig. IC dargestellte Ausgangssignal St, das im wesentlichen
die gleiche Wellenform hat wie das Signal S\ nach Fig. IA. Das Signal nach Fig. IC wird durch den Verstärker
36 verstärkt und kann über die Ausgangsklemme 37 entnommen werden, um auf bekannte Weise in
weiteren Kreisen eines in F i g. 2 nicht dargestellten Systems verwendet zu werden.
F i g. 4 und 5 geben eine Kompressions- bzw. eine Expansions-Übertragungscharakteristik wieder. In
F i g. 4 hat die Verstärkung bzw. der Übertragungskoeffizient A den Wert 1, und zwar innerhalb des Bereichs
Evd, doch ergibt sich oberhalb und unterhalb dieses Bereichs
ein Wert von nur 0,2. Hierbei bildet das Eingangssignal die unabhängige variable Größe und das Ausgangssigna!
die abhängige variable Größe. Somit werden positive oder negative Auswanderungen des Eingangssignals
gegenüber dem Bereich Ewd in einem geringeren
Ausmaß verstärkt als innerhalb dieses Bereichs liegende Signale.
Im Gegensatz hierzu ist der Expansions-Übertragungskoeffizient B nach F i g. 5 außerhalb des Bereichs w)
Ewd größer als 1, doch hat er innerhalb dieses Bereichs
immer noch den Wert !.Tatsächlich hat der Koeffizient
oberhalb und unterhalb des genannten Bereichs den Wert 5, welcher dem Kehrwert der Kompressions-Übertragungscharakteristik
A = 0,2 oberhalb bzw. unterhalb des gewünschten Bereichs EWd entspricht. Wegen
dieser Beziehungen werden die Amplituden überschießender Spannungen, die durch die Schaltung 15
nach F i g. 2 komprimiert werden, durch die Expansionsschaltung 34 wieder in die richtige Beziehung zu den
Signalen im mittleren Bereich gebracht, d. h. zu Signalen, die innerhalb des Bereichs E»,i liegen.
Da bei der Komprcssionsschaltung 15 der Kondensator Ci vorhanden ist und da die Kompression in Abhängigkeit
vom gesamten Signal am Kollektor des Transistors Q\ erfolgt, und nicht etwa nur in Abhängigkeit
vom überschießenden Teil, wie es gemäß der weiter oben genannten Patentanmeldung geschieht, ist die
nichtlineare Vorverzerrung, die durch den Transistor Q\ und die Schaltungen 14 und 15 bewirkt wird, größer als
die gemäß der genannten Patentanmeldung erzielbare.
F i g. 6 ist eine graphische Darstellung der nichtlinearen Vorverzerrung, die sich am Kollektor des Transistors
Q\ ergibt. Natürlich wird die reziproke nichtlineare Nachentzerrung durch den Transistor Qi und die
zugehörigen Schaltungen 34 und 35 herbeigeführt.
Einer der Vorteile der Tatsache, daß mit den Dioden
der betreffender, nichtlinearen Schaltung ein Kondensator in Reihe geschaltet ist, d. h. sowohl bei der Kompressionsschaltung
15 als auch bei der Expansionsschaltung 34, besteht darin, daß sich der Schwellenwert von EWd
nicht in Abhängigkeit von Schwankungen der Spannung der Spannungsquelle verändert, da durch die Kondensatoren
Ci und ο kein Gleichstrom fließen kann. Dies
trägt zur Aufrechterhaltung des komplementären Arbeitens der Expansionsschaltung 34 gegenüber der
Kompressionsschaltung 15 ohne Rücksicht auf eine Drift des Gleichstroms bei.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltung nach F i g. 2 haben die Schaltungselemente die
nachstehend genannten elektrischen Werte:
C1: | 1000 pF |
C2: | 15OpF |
C3: | 47OpF |
C4: | 82 pF |
Äi: | 1,6 Kiloohm |
Ri-. | 5000hm |
Ry. | 7600hm |
Ra: | 15 Kiloohm |
A5: | 1,5 Kiloohm |
A6: | 5600hm |
Ry. | 3,9 Kiloohm |
Ra: | 10 Kiloohm |
F i g. 7 zeigt eine Schaltung, die, von den Kompressions- und Expansionsschaltungen abegesehen, im wesentlichen
der Schaltung nach F i g. 2 ähnelt. In F i g. 7 sind die meisten Schaltungselemente mit den gleichen
Bezugszahlen bezeichnet wie in F i g. 2, und diese Schaltungselemente arbeiten in der gleichen Weise, so daß
sich eine erneute Beschreibung erübrigen dürfte. Zu der Schaltung nach Fig.7 gehört die Eingangsklemme 11,
die mit der automatischen Verstärkungsregelschaltung 12 verbunden ist, deren Ausgangssignal über die
Klemmschaltung 13 der Basis des Transistors Q\ zugeführt wird. Gemäß F i g. 7 liegt die Vorverzerrungsschaltung
14 wiederum im Emitterkreis des Transistors, und der Belastungsdwiderstand /?i ist ebenso wie in
F i g. 2 mit dem Kollektor des Transistors in Reihe geschaltet.
Die Schaltung nach F i g. 7 unterscheidet sich von derjenigen nach Fig.2 durch das Vorhandensein einer
nichtlinearen Schaltung 38, die im wesentlichen mit dem Kollektorbelastungswiderstand Ri parallelgeschaltet
ist, sich jedoch von der nichtlinearen Schaltung 15 nach
Fig.2 unterscheidet. Zu der Schaltung 38 gehört wiederum
ein Kondensator d, der in Reihe mit einem Widerstand
Ru geschaltet ist, der seinerseits an eine Anode
bzw. eine Kathode zweier Dioden Di und D2 angeschlossen
ist; die Kathode der Diode D\ ist direkt mit der Klemme T\ verbunden, an der eine relativ feste
Speisespannung V1x liegt; im Gegensatz zu der Schaltung
15 nach F", g. 2 ist jedoch die Anode der anderen Diode D2 nit einer anderen Spannungsversorgungsklemme
39 verbunden, an der eine Spannung zwischen der Spannung + V1x und Masse iiegt. Diese Klemme 39
zum Zuführen einer mittleren Spannung bildet den gemeinsamen Knotenpunkt für einen Widerstand R9, einen
Kondensator Cs und eine Schaltung 40, die einen
konstanten Strom liefert. Ferner if[ gemäß Fig. 7 ein
npn-Transistor Q3 vorhanden, dessen Kollektor mit dem
gemeinsamen Knotenpunkt verbunden ist, wobei zwischen seinem Emitter und Masse ein Widerstand Λ10
liegt. Zwischen der Ba.s's des Transistors Qi und Masse
ist eine Basisvorspannungsquelle E\ angeschlossen, um die Stärke des durch den Transistor Q3 fließenden konstanten
Stroms zu bestimmen. Ferner erkennt man in F i g. 7 zwei weitere Dioden D3 und D4, die in Reihe
geschaltet und mit dem Widerstand R9 verbunden sind,
jedoch tatsächlich zu der nachstehend beschriebenen Expansionsschaltung gehören.
Der Kollektor des Transistors Qi ist mit der Frequenzmodulatorschaltung
16 verbunden, deren frequenzmoduliertes Ausgangssignal über den Verstärker
17 und den Schalter 21 den Wandlern 22 zugeführt wird, mittels welcher die durch den Verstärker 17 verstärkten
Signale auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet werden.
Beim Wiedergabebetrieb liegt der Kontaktarm des Schalters 21 an dem Wiedergabekontakt P an, so daß
die Wandler 22 über den Verstärker 31 und den Begrenzer 32 mit dem Demodulator 33 für die frequenzmodulierten
Signale verbunden sind. Der Ausgang des Demodulators 33 ist an die Basis des Transistors Q2 angeschlossen,
bei dem es sich im vorliegenden Fall um einen pnp-Transistor handelt. Die Verwendung eines pnp-Transistors
ermöglicht es, bei der Expansionsschaltung und der Kompressionsschaltung einige Schaltungselemente
gemeinsam zu verwenden und auf die Benutzung einer zusätzlichen Spannungsquelle zu verzichten. Der
Widerstand Rj liegt zwischen dem Emitter des Transistors
Q2 und einer Klemme zum Zuführen einer relativ
festen Spannung, bei der es sich gemäß F i g. 7 um die Klemme Ti handelt. Mit dem Widerstand Rj ist praktisch
eine nichtlineare Expansionsschaltung 41 parallelgeschaltet, die einen Kondensator C4 aufweist, welcher
mit dem Widerstand Rb und den entgegensetzt gepolten
Dioden D3 und Dt, in Reihe geschaltet ist Die Kathode
der Diode D3 ist wie bei der Schaltung nach F i g. 2
direkt mit der Spannungszuführungsklemme Tj verbunden,
doch ist die Anode der Diode D4 ebenso wie die Anode der Diode D2 an die Klemme 39 zum Zuführen
einer mittleren Spannung angeschlossen.
Bei dem Transistor Qi ist ebenso wie bei demjenigen
nach F i g. 2 die lineare Nachentzerrungsschaltung 35 an den Kollektor angeschlossen. Da jedoch der Transistor
Q2 nach F i g. 7 ein pnp-Transistor ist, liegt die Nachentzerrungsschaltung
35 nicht zwischen dem Kollektor und der Klemme zum Zuführen einer positiven Spannung,
sondern zwischen dem Kollektor und Masse. Gemäß Fig.7 ist der einen Bestandteil der Nachentzerrungsschaltung
35 bildende Widerstand R$ mit dem -Kollektor des Transistors Qi und'der durch den Masseanschluß
reDräser.tierten Klemme zum Zuführen einer relativ festen Spannung in Reihe geschaltet. Der Ausdruck »relativ
feste Spannung« wird verwendet, da die Spannungen an den verschiedenen Klemmen, z. B. dem Masseanschluß
und den Klemmen 24 und Ti, nicht notwendigerweise auf genau festgelegten Werten gehalten, sondern
im Vergleich zueinander nur im wesentlichen genau eingehalten werden. Der Kollektor des Transistors Q2 nach
Fig. 7 ist über den Verstärker 36 mit der Ausgangsklemme 37 verbunden.
Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 7 braucht nur bezüglich der nichtlinearen Kompressionsschaltung 38, der Schaltung 40 zum Erzeugen eines konstanten
Stroms und der nichtlinearen Expansionsschaltung 41 beschrieben zu werden, denn die übrigen Teile
der Schaltung arbeiten ebenso wie bei der Schaltung nach F i g. 2.
Der Kondensator C5 hat eine so große Kapazität, daß
er den Widerstand Rg bei Wechselspannungssignaien
praktisch kurzschließt. Somit ist bei Wechselspannungen praktisch eine Kurzschlußverbindung zwischen der
Klemme Ti, dem Knotenpunkt 39 und dem Masseanschluß vorhanden. Da durch den Transistor Q3 ein konstanter
Strom fließt, bewirkt der Widerstand /?q einen
Abfall der Gleichspannung. Die Dioden D\ und D? sind
bei gleicher Polung in Reihe geschaltet, so daß sie durch die Gleichspannung zwischen den Klemmen T\ und 39
so polarisiert werden, daß sie nicht leitfähig sind. Entsprechend sind die Dioden D3 und D4 bei gleicher Polung
in Reihe geschaltet, und sie überbrücken den W>derstand /?9, so daß sie für die Gleichspannung an dem
Widerstand R9 normalerweise nicht leitfähig sind. Daher
leiten die Dioden D\ bis D4 den durch den Kollektor-Emitter-Kreis
des Transistors φ fließenden konstanten Strom nicht weiter, und der gesamte konstante
Gleichstrom fließt durch den Widerstand /?<j.
Wegen des geringen Wechselspannungswiderstandes des Kondensators C% sind die Dioden D\ und D2 praktisch
gegensinnig gepolt, und dies gilt auch für die Dioden D3 und D4; daher arbeitet die Kompressionsschaltung
38 ähnlich wie die Kompressionsschaltung 15 nach F i g. 2, so daß die Wir kungsweise der Expansionsschaltung
41 derjenigen der Expansionsschaltung 34 nach F i g. 2 ähnelt. Nimmt man an, daß die Dioden D\ und Di
und auch die Dioden D3 und Dt, von gleicher Art sind,
werden die Widerstände Rw und R% auf eine Spannung
vorgespannt, die zwischen den Spannungen an den Klemmen Ti und 39 liegt. Solange die Spannung an dem
mit der Anode der Diode D\ und der Kathode der Diode D2 verbundenen Ende des Widerstandes Rn innerhalb
des einen hohen Widerstand bezeichnenden Teils der Kennlinien dieser Dioden verbleibt, wird das am Kollektor
des Transistors Q\ erscheinende Signal nicht komprimiert. Bei dem gerade genannten Spannungsbereich
handelt es sich um den Bereich Ewj, und nur dann, wenn
die durch den Widerstand Rw an die Dioden Di und Dt
angelegte Spannung die Grenzen dieses Bereichs überschreitet, verringert sich der Widerstand einer dieser
beiden Dioden, wodurch ein weiteres Ausschlagen der Spannung begrenzt wird.
Die durch den Widerstand R\ 1 an die Dioden D\ und
Di angelegte Spannung richtet sich nach der Wirkung
des Kondensators Ci und der Größe oder Änderungsgeschwindigkeit bzw. der Frequenz des Signals am Kollektor
des Transistors Q\. Die nichtlineare Schaltung 38 ist für sehr niedrige Frequenzen unempfindlich, doch
wenn die Frequenz zunimmt, verringert sich der wirksame Widerstand des Kondensators Ci, und die Dioden D\
und Di rufen ihre nichtlineare Kompresskmswirkung
bei kleineren Werten der Spannung am Kollektor des Transistors Q>
hervor.
Das Gleiche gilt für die Dioden Di und Da der Expanvionsschaluing
41. Da jedoch die nichtlinear arbeitenden filcmcntc der Expansionsschaltung im Emitterkrsis des
Transistors Q2 liegen, führt die Begrenzungswirkung,
die auftritt, wenn die diesen Dioden durch den Widerstand Rs zugeführte Spannung die Grenzen des Bereiches
E„d überschreitet, dazu, daß sich die Verstärkungswirkung des Transistors Q2 vergrößert.
Die Vorspannschaltung für die Dioden D\ bis Da ermöglicht
es, auf Temperaturänderungen zurückzuführende Schwankungen der Diodenspannung Vd zu kompensieren.
Nimmt man an, daß die vier Dioden sämtlich gleichartig sind, ist der Spannungsabfall, der an dem
Widerstand R9 entritt, wenn der konstante Strom /o
fließt, gleich der Spannung Vd der beiden in Reihe beschalteten
Dioden Dt und D2 bzw. D3 und D4. Es sei hier
daran erinnert, daß die Spannung an dem Widerstand Ra der Polung in der Vorwärtsrichtung entgegengesetzt ist.
Somit ist
/0Λ, =-2Vj (1)
Die Veränderung von Vj in Abhängigkeit von der
Temperatur ist derart, daß Vj bei zunehmender Temperatur
abnimmt. Somit gilt
R1
±k - Δν<>
AT AT
(2)
Der Spannungsabfall an dem Widerstand Rw ist
gleich der Differenz zwischen der Spannung E\ nach
F i g. 7 und der Basis-Emitter-Spannung Vbe des Transistors
Q2 und läßt sich daher wie folgt ausdrücken:
/o/?io = E1-
(3)
Aln _ _
AT
AV1n.
AT
(4)
temperatur zurückzuführen sind, mit Hilfe des Transistors Q) kompensiert werden können, wenn zwischen
den Widerstandswerten der Widerstände Rg und /?iodie
richtige Beziehung besteht.
Wenn die Spannung an dem Widerstand Rt durch
Verstellen der Vorspannung der Gleichspannungsquelie E) variiert wird, ist es möglich, den Schwellenpegel fw
der Kompressionsschaltung 15 zu regeln bzw. einzustellen. Da die Expansionsschaltung 41 mit dem gleichen
ίο Widerstand Rg und der Quelle 40 für einen konstanten
Strom in der gleichen Weise arbeitet, kann auch der Schwellenpegel f»j bei der Expansionsschaltung geregelt
werden.
Diese Form der Temperaturkompensation, bei der lediglich der Widerstand Rg so gewählt wird, daß sein
Widerstandswert doppelt so groß ist wie derjenige dc!s
Widerstandes R\o, und bei der für die Aufzeichnung und die Wiedergabe die gleichen Schaltungselemente verwendet,
verkleinert das Problem der Erzielung enlgegengesetzt gleicher Wirkungen bei den Kompressionsund
Expansionsschaltungen auf ein Minimum selbst dann, wenn die Unmgebungstemperatur während des
Aufnahmevorgangs eine andere ist als bei der Wiedergabe.
Unter der Annahme, daß E1 konstant bleibt, ergibt
sich die Änderungsgeschwindigkeit gegenüber der Temperatur auf beiden Seiten der Gleichung (3) wie
folgt:
Durch eine entsprechende Wahl der Beziehung zwischen den Widerstandswerten der Widerstände Rg und
/?io kann man dafür sorgen, daß die Änderungsgeschwindigkeit
von Vbe gegenüber der Temperatur entgegengesetzt
gleich der Änderungsgeschwindigkeit von Vj gegenüber der Temperatur ist. Somit gilt
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
_ R., A Tn _ _ „ AJ1
"TT?" Ul at
(5)
Rq = 2/?„
Ik-stL-ht zwischen den Widerstandswerten der Wider- t,o
stände R* und Ri0 die durch die Gleichung (6) gegebene
Beziehung, gilt
AT
„,- _AV,,
AT
(7)
Aus der Gleichung (7) ist ersichtlich, daß die Veränderungen
von Vd, die auf Änderungen der Umgebungs-
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung von Videosignalen mit einer Preemphase-Schaltung zur s
Amplitudenanhebung der höherfrequenten Anteile
des Videosignals und mit einer Kompressionsschaltung zur nachfolgenden Amplitudenkompression
Amplitudenanhebung der höherfrequenten Anteile
des Videosignals und mit einer Kompressionsschaltung zur nachfolgenden Amplitudenkompression
der außerhalb eines vorgegebenen Amplitudenban- Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsunord-
des liegenden Signalamplitude, wobei die Kompres- io nung und Verarbeitung von Videosignalen gemäß dem
sionsschaltung zwei wechselstrommäßig antiparallel Oberbegriff des Anspruchs 1.
geschaltete, jeweils nur in einer Richtung leitfähige Es ist bereits eine Breitband-Signalumsetzanordnung
Halbleitereinrichtungen enthält, die an einer Seite bekannt (US-PS 32 88 930), bei der ein Störungen vermit
der Preemphase-Schaltung verbunden sind, da- minderndes Netzwerk zwischen einer Signaiquelle und
durch gekennzeichnet, daß die Halbleiter- 15 einem Frequenzmodulator vorgesehen ist Dieses Netzeinrichtungen
(Du D3) an der anderen Seite über werk weist Kondensatoren auf, die zusammen mit antieine
Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand parallel miteinander verbundenen Dioden in Reihe He-
(R9) und einem Kondensator (C5) miteinander ver- gen. Das betreffende Netzwerk liegt dabei zwischen den
bunden sind, weiche ihrerseits an eine Konstant- Eingängen des Frequenzmodulators. Die erwähnten
stromquelleJ^P) angeschlossen ist, daß die Konstant- 20 antiparallel miteinander verbundenen Dioden sind zwar
stromquelle (40) einen den Konstantstrom bestim- in Schakungsanordnunger. verwendet die jeweils einen
menden zweiten Widerstand {Rio) enthält, und daß Transistor enthalten. Durch diese Schaltungsmaßnahdas
Widerstandsverhältnis zwischen dem ersten (A9) men ist jedoch keine weitgehend temperaturunabhängi-
und dem zweiten (Ri0) Widerstand so gewählt ist, ge Verarbeitung von Videosignalen sichergestellt,
daß die Temperaturabhängigkeit der Halbleiterein- 25 Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunrichtungen (Di, D2) weitgehend kompensiert und so- de, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des mit das Amplitudenband entsprechend konstant ge- Patentanspruchs 1 gekannten Art so auszubilden, daß halten wird. sie möglichst temperaturunabhängig arbeitet
daß die Temperaturabhängigkeit der Halbleiterein- 25 Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunrichtungen (Di, D2) weitgehend kompensiert und so- de, eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des mit das Amplitudenband entsprechend konstant ge- Patentanspruchs 1 gekannten Art so auszubilden, daß halten wird. sie möglichst temperaturunabhängig arbeitet
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, da- Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe
durch gekennzeichnet daß diese außerdem eine De- 30 durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Maßnahkompressionsijhaltung
(4t) und eine Deemphase- men.
Schaltung (35) enthält daß dr; Dekompressions- Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit
schaltung ebenfalls zwei wechselstrommäßig anti- einem insgesamt relativ geringen schaltungstechnischen
parallel geschaltete, jeweils nur >n einer Richtung Aufwand eine weitgehend temperaturunabhängige Verleitfähige
Halbleitereinrichtungen (Dz, Da) aufweist 35 arbeitung von Videosignalen erreicht ist.
die an einer Seite mit der Dccmphase-Schaltung (35) Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeverbunden sind, und daß die Halbleitereinrichtungen ben sich aus den Unteransprüchen. I (D3, Da) der Dekompressionsschaltung (41) an der Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im fol- ■ anderen Seite mit der Parallelschaltung (A9, Cs) ver- genden anhand schematischer Zeickiungen näher erbundensind. 40 läutert Es zeigt:
die an einer Seite mit der Dccmphase-Schaltung (35) Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeverbunden sind, und daß die Halbleitereinrichtungen ben sich aus den Unteransprüchen. I (D3, Da) der Dekompressionsschaltung (41) an der Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im fol- ■ anderen Seite mit der Parallelschaltung (A9, Cs) ver- genden anhand schematischer Zeickiungen näher erbundensind. 40 läutert Es zeigt:
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, Fig. 1 mit den Teilen IA, IB und IC drei Wellenfordadurch
gekennzeichnet, daß die Parallelschaltung men an verschiedenen Punkten einer in F i g. 2 darge-(A9,
Ci) mit ihrer von der Konstantstromquelle (40) stellten Schaltung;
abgewandten Seite mit dem einen Pol (+ V«) und Fig.2 in einem Blockschaltbild ein Fernsehbandauf-
die Konstantstromquelle (40) mit dem anderen Pol 45 nahmegerät mit Vorverzerrungs- und Nachentzer-
(Masse) einer Betriebsspannungsquelle verbunden rungsschaltungen;
ist. F i g. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschauli-
ist. F i g. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschauli-
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- chung der Wirkungsweise des nichtlinearen Teils der
henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung nach F i g. 2;
Konstantstromquelle (40) einen Transistor (Q3) ent- 50 Fig.4 eine graphische Darstellung der Kompres-
hält, in dessen Ermitterzweig der zweite Widerstand sionsübertragungscharakteristik der Schaltung nach
(Rio) liegt, dessen Kollektor mit der Parallelschal- Fig.2;
tung (R9, Cs) verbunden ist und dessen Basis mit F i g. 5 eine graphische Darstellung der Expansions-
einer Vorspannungsquelle (£1) verbunden ist. übertragungscharakteristik der Schaltung nach F i g. 2;
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- 55 Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung
henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wirkungsweise der Schaltung nach F ig. 2 und
der Widerstandswert des ersten Widerstandes (R9) F i g. 7 eine Ausführungsform der Erfindung.
etwa doppelt so groß wie der Widerstandswert des Die anhand der F i g. 1 bis 6 nachfolgend beschriebe-
zweiten Widerstandes (Rio) ist. nen Schaltungen sind nicht Gegenstand der Erfindung,
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da- 60 sind jedoch zum besseren Verständnis derselben förderdurch
gekennzeichnet, daß der genannte eine Pol lieh.
(+V«-) ein höheres Potential führt als der genannte In F i g. IA ist die Wellenform etwa eines Zeileninter-
andere Pol (Masse) der Betriebsspannungsquelle. valls eines Videosignals Si dargestellt, zu der sowohl
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da- schnelle Amplitudenänderungen an den scharf ausgcdurch
gekennzeichnet, daß die Halbleitereinrichtun- 65 prägten senkrechten Übergängen des Signalpegcls als
gen (D\ und D2 oder Dy und D4) so miteinander auch sich nicht verändernde Amplituden an den ververbunden
sind, daß eine Diodenreihenschaltung schiedenen schwachen Pegeln gehören. Die schnellen
zwischen den genannten Polen (+ V,v, Masse) gebil- Änderungen zeigen an, daß das Signal hochfrequente
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