DE2923092C2 - Schaltungsanordnung zum Schutz gegen eine Übersteuerung in die Sättigung von Halbleitern in Halbleiterschaltungsstufen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine im Oberbegriff des Anspruches I angegebene Schaltungsanordnung, wie sie beispielsweise aus der DE-AS 22 17 456 bekannt ist.

Die Zeit, die beim Sehaltvorgang zwischen der Änderung der Steuerspannung und dem Folgen der Ausgangsspannung einer Transistorschalter- oder Verstärkerstufe vergeht, oder die eine Halbleiterschaltung benötigt, bis nach einer Änderung der angelegten Eingangsspannung sich auch die Ausgangsspannung ändert, wird im allgemeinen aJs Speicherzeit bezeichnet Diese Speicherzeit verursacht bei Digitalschaltungen eine Herabsetzung der höchsten noch erreichbaren

ίο Schaltfrequenz und bei Analogschaltungen eine Verfälschung, z, B. eine Verbreiterung von kurzen Spannungsspitzen.

Die Speicherzeit von Halbleiterschaltungen, insbesondere von Transistorverstärker- oder Schalterstufen,

:5 hängt in erster Linie von dem Basisstrom nach Erreichen der Transistorsättigungsspannung, von der Stromverstärkung der Transistoren und der Höhe des Basisausräumstromes ab. Die Speicherwirkung der Basis ist vergleichbar mit dem Kondensator, dessen

Ladung abgeführt werden muß.

Der Basisausräumstrom kann aber nicht beliebig vergrößert werden, da abgesehen von den Ansteuerschaltungen, die zumeist nicht ohne erheblichen Aufwand auf einen großen Ausräumstrom ausgelegt werden können, der Basisbahnwiderstand eine Begrenzung des Basisausräumstromes bewirkt, der mit keinen externen Mitteln mehr beeinflußt werden kann. Es ist daher zweckmäßig, den Basisstrom so zu beeinflussen, daß die Sättigungsspannung nicht erreicht werden kann.

Es ist bekannt, dies in der integrierten Digitaltechnik durch die ECL- (Emitter-Coppelt- Logic) Technik zu realisieren. Bei anderen Digitaltechniken, wie der DCTL- (Dioden-Coppelt-Transistor-Logic) oder der TRL- (Transistor-Resistor-Logic) Technik, verkürzt man bereits die Speicherzeit mittels einer Golddotierung, durch Herabsetzen der Stromverstärkung. Teilweise ergibt sie sich auch automatisch und ungezielt bzw. ungewollt durch den Anfall von parasitären Transistoren, die infolge des IC-Aufbaus unvermeidbar vorhanden sind und was dazu führt, daß ihre Basis-Emitter-Dioden-Strecken so zwischen Kollektor und Basis der in die Sättigung durchgeschalteten Transistoren liegen, daß diese leitend werden und dadurch die Sättigung abnimmt (siehe z. B. das von der SEL herausgegebene Buch »Aufbau der integrierten Schaltungen« zweite Auflage, 1968/69).

Es ist auch bekannt, bei Schaltungen, die mit diskreten Halbleitern aufgebaut sind, eine Diode so zwischen Kollektor und Basis eines Transistor zu schalten, daß sie im Falle einer Transistorübersteuerung, d. h. wenn der

Transistor in die Sättigung gesteuert wird, leitend wird

und die Sättigung und somit die Speicherzeit reduziert.

Auch der im Druck erschienene Laborbericht der Fa. Intermetall, Apllikation Nr. 8 AA 23 09 75 vom 6.10.1975

beschreibt ein Verfahren zur Reduzierung der Speicherzeit. Gemäß Bild 7 dieses Berichts ist der Basis-Kollektorstrecke des Schalttransistors BSW 85 eine Germaniumdiode AA 113 so parallel geschaltet, daß sie leitend wird, wenn der Schalttransistor in den Sättigungszu stand gesteuert wird. Besonders erwähnenswert ist hierbei, daß es sich bei der Diode um eine Germaniumdiode mit ihrer wesentlich niedrigeren Durchlaß- oder Schleusenspannung gegenüber einer Siliziumdiode handelt. Hierdurch wird der erzielte Effekt wesentlich begünstigt, jedoch ist eine solche Zusammenschaltung nicht integrierbar.

Es handelt sich in diesem Anwendungsfall um einen Schalttransistor mit hoher Transitfrequenz (bei der die

Verstärkung des Halbleiters eines wird), der zum Schalten eines Kleinsignals, %, B, des Lumjnanz- bzw, V-Signals eines Farbfernsehempfängers verwendet wird.

Bei der aus der DE-AS 2217 456 bekannten Schaltungsanordnung zur Verhinderung der Sättigung eines Schalttransistors ist dessen Kollektor-Basis-Strekke die Emitter-Kollektor-Strecke eines Schutztransistors parallel geschaltet. Die Basis dieses Schutztransistors ist an einen Abgriff des als Spannungsteiler ausgebildeten Basisvorwiderstand des zu schützenden Transistors gelegt und der Abgriff ist so dimensioniert, daß bei leitendem, vor dem Sättigungszustand zu schützenden Transistor die Spannung um wenige Zehntelvolt größer ist als die Basis-Emitterspannung des leitenden Transistors. Dadurch wird erreicht, daß eine Diodenstrecke mit einer normalen Schleusenspannung (z. B. 0,7 V) verwendet werden kann, diese Diodenstrecke außerdem nur einen kleinen Strom benötigt und der von der Basis abzuleitende Strom über die von der Basis-Emitter-Strecke gesteuerte Kollektor-Emitter-Strecke zur Kollektor-Emitter-Strecke des zu schützenden Transistors abgeleitet wird.

Kleinsignaltransistoren mit hoher Transitfrequenz, d. h. guter Aussteuerbarkeit in einem weiten Frequenzbereich bzw. einer HF-Sättigungsspannung, die nicht weit von der Gleichspannungs-Sättigungsspannung entfernt liegt, sind auf diese Weise hinreichend vor Übersteuerung zu schützen, wenn die Kollektor-Sättigungsspannung auch für die höchsten noch auftretenden Frequenzen noch ausreichend unter dem Nullwert der Kollektor-Basisspannung ί/cso liegt.

Anders liegt der Fall, wenn es sich um hochsperrende Leistungstransistoren mittlerer Transitfrequenz in Großsignalverstärkerstufen, z. B. um Videostufen handelt in diesem Fall ist die Spannung an der Kollektor-Emitter-Strecke des vor einer Sättigung zu schützenden Hochvolttransistors stets, auch im Sättigungszustand des Transistors, größer als die zulässige Spannung Ober die Basis-Emitter-Strecke des Schutztransistor.

Aufgrund der im mittleren Bereich liegenden Transitfrequenz steigt der erforderliche Steuerstrom für die Basis mit steigender Frequenz erheblich, so daß, da die Ansteuerschaltung entsprechend ausgelegt sein muß, bei hohen Frequenzen am ehesten eine Übersteuerung und durch die damit verbundene Speicherzeit ein Zerfließen des Bildes in feinen Bilddetails auftreten kann, wodurch eine störende Unscharfe verursacht wird. Da die Sättigungsspannung und damit die Übersteuerungsgrenze bei Leistungstransistoren und hochsperrenden Transistoren für Großsignalverstärker, z. B. bei Vjdeotransistorcn, wesentlich höher liegt als bei Transistoren für Kleinsignalverstärkung, ist hier eine entsprechend gepolte Diode oder Basis-Emitter-Strekke parallel zur Kollektor-Basis-Strecke geschaltet, vollkommen wirkungslos.

Schaltungen, die verhindern, daß HF-Spitzen in den Sättigungsbereich der Transistoren kommen und dadurch zu erheblich störenden Speicherzeiten führen, sind relativ aufwendig (RCA Bericht Nr. MR 2-225 vom 4. Juli 1976).

Eine andere bekannte RCA-Schaltung zur Spitzen· strahlstrombegrenzung reduziert in Abhängigkeit der Signalamplituden des Y- (Luminanzsignals) oder der Ausgangssignale den Kontrast. Da dies über eine Gleichrichterschaltung mit entsprechend großer Zeilkonstante erfolgt, kanp diese Schaltung eine Übersteue rung der Vjdependstufen durch einzelne Signalspitzen nicht verhindern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, mit der die Speicherzeit auch von Halbleiterschaltungen mit Halbleitern für hohe Spannungen und Leistungen, insbesondere von Transistorschalter- oder Verstärkerstufen in Analog- und Digitalschaltungen wirkungsvoll reduziert oder verhindert

ι ο wird. Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 angegebene Erfindung gelöst Weitere Ausbildungen der Erfindung sind aus den Unteransprüchen zu ersehen.

Die Erfindung hat insbesondere den Vorteil, daß Speicherzeiten von Halbleiterschaltungen vermieden

sind, ohne daß andere Schaltungsparameter davon beeinflußt werden.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß man durch hohe Stufenverstärkungen schnelle Schaltzeiten erreichen kann ohne die Speicherzeit zu erhöhen. Ein anderer Vorteil besteht darin, daß kurze Ansteuerimpulse schon eine Umschaltung bewirken, so daß hierdurch höhere Schaltfrequenzen erreicht κ erden.

Andere Vorteile sind dadurch voihanden, daß die Erfindung sowohl bei Digital- als auch bei Analogschal tungen gleich gut wirksam ist und daß sie als Spitzenweißkompressor bei Fernsehgeräten verwendbar iui und neben dem Schutz der Bildröhre auch eine wesentliche Verbesserung des wiedergegebenen Bildes ergibt

jo Ein besonderer Vorteil besteht außerdem noch darin, daß die Erfindung in einfacher Weise für integrierte Schaltkreise verwendbar ist

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 die Schaltungsanordnung eines an sich bekannten üblichen Multivibrators, bei dem durch eine zusätzliche Einfügung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Speicherzeit vermieden wird,

F i g. 2a und 2b die Umschaltdiagramme für den in F i g. 1 dargestellten Multivibrator ohne und mit erfindungsgemäßer Schaltung zur Vermeidung der Speicherzeit,

F i g. 3 ein anderes erfindungsgemäßes Ausführungs-

beispiel für eine Videoendstufe mit Spitzenweißkompressor,

F i g. 4a und 4b aus Darstellungsgründen vereinfacht gezeichnete Oszillogramme einer Gitterlinie eines Gitterlinien- bzw. Konvergenztestbildes bei ungünstiger Bildeinstellung a) ohne und b) mit nach der Erfindung vorgenommenen Änderungen in der Videoendstufe,

Fig.5 die Kennlinie einer in Fig.3 dargestellten Videoendstufe mit einer nach der Erfindung ausgeführten Schaltung.

Die Schaltungsbauteile, Schaltung und Wirkungsweise eines üblichen Multivibrators sind hinlänglich bekannt, so daß diese Teile der F i g. 1 nur kurz erwähnt zu werden brauchen. Von den bekannten Schaltungsbauteilen des Multivibrators der Fig. 1 stellen 1 und 11 die Arbeitswiüerstände, 2 und 12 Kompensationskondensatoren, 3 und 13 Rückkopplungswiderstände, 4 und 14 die Transistoren des Multivibrators, 5 und 15 Vorwiderstände für die Dioden 6_r 16 und 7, 17 Koppelkondensatoren zum Einkoppeln des Triggerini·

b5 pulses dar. 21 ist der gemeinsame Emitterwiderstand für die Transistoren <· und 14 und 22 der Anschluß für den Triggerimpuls. Die Schaltungsbauteile 8 bis 10 und 18 bis 20 sind erfindungsgemäß hinzugefügt. Hierbei stellen

die Bauteile 8 und 9 sowie 18 und 19 Spannungsteilerwiderstände dar, an denen die Steuerspannung für die Transistoren 10 und 20 abgegriffen wird.

Wird durch einen Impuls am Triggereingang bzw. dem Anschluß 22 für den Triggerimpuls der Multivibrator so umgeschaltet, daß der Transistor 4 leitend wird und der Transistor 14 sperrt, so nimmt die Spannung am Kollektor des Transistors 4 und damit auch entsprechend dem Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 9 und 9 an der Basis des Transistors 10 ab. Beim Überschreiten der Basis-Emitter-Leerlauf-Gleichspannung vom Transistor 10 wird dieser leitend und verhindert ein weiteres Ansteigen der Spannung an der Basis von Transistor 4, Durch entsprechende Wahl des Spannungsteilerverhältnisses der Widerstände 8 und 9 kann der Transistor 4 in seinem aktiven Bereich kurz vor Erreichen der Sättigungsspannung und damit der Übersteuerungsgrenze gehalten werden. Auch der Transistor iö arbeitet in seinem aktiven Bereich, so liaB beim Eintreffen eines neuen Triggerimpulses am Triggereingang 22 der Transistor 4 ohne die durch die Basisausräumung bedingte Speicherzeit gesperrt werden kann. Transistor 10 geht dadurch auch wieder in seinen Sperrzustand und ist für die Dauer der Sperrphase von Transistor 4 außer Funktion. Erst wenn Transistor 4 wieder leitend wird, wird kurz vor Erreichen der Sättigungsspannung auch der Transistor 10 wieder leitend und verhindert eine Übersteuerung des Transistors 4. Wie leicht einzusehen ist, gilt das gleiche Verhalten auch für die Transistoren 14 und 20, so daß es nicht näher beschrieben werden muß. Wie man sieht, ist eine statische Beeinflussung der Schaltung nicht gegeben. Die Transistoren 10 und 20 wirken nur kurz vor Erreichen der Übcrsteuerunpsgrenze der Transistoren 4 und 14. Es sind deshalb auch ohne Beeinflussung der Speicherzeit die an sich wünschenswerten höheren Stromverstärkungen für die Transistoren 4 und 14 möglich und auch höhere Umschaltspannungen haben keinen Einfluß. Der gemeinsame Emitterwiderstand 21 kann selbstverständlich auch durch eine in integrierten Schaltkreisen übliche Stromquelle ersetzt werden.

Fi ρ 2a und F i σ ?h zpippn dip I limrhaltdiagramme U= f(t) für den in F i g. 1 dargestellten elektronischen Schalter, wobei ü'die Spannungs- bzw. Amplitudenachse des Eingangs- bzw. Ausgangssignals des Multivibrators und t die Zeitachse darstellt. U also als Funktion von / gezeigt ist. Hierbei zeigen die in Fig. 2a dargestellten Umschaltdiagramme die Spannungsverläufe U ohne die Erfindung und die in Fig. 2b dargestellten Umschaltdiagramme die Spannungsverläufe einer erfin-ungsgemäßen Schaltungsanordnung (d. h. mit den zusätzlichen Schaltungsbauteilen 8 bis 10 und 18 bis 20). Die Kurve B stellt jeweils die zur Triggerung erforderliche, am Anschluß 22 liegende Impulsspannung dar und die Kurve C ein zeitliches Abbild der dazugehörigen Ausgangsspannung, die sich durch den durch die Steuerspannung bewirkten Übergang der Transistoren 4 und 14 vom leitenden in den Sperrzustand ergibt. Die Zeit r/ist hierbei diejenige Zeit während der der Impuls vorhanden sein muß. um die Umschaltung zu bewirken (Impulsdauer).

Ein Vergleich der Kurven B der F i g. 2a und 2b zeigt, daß die für die Umschaltung erforderliche Impulsdauer ti des Impulses B nach der der F i g. 2a entsprechenden Schaltungsanordnung (also ohne die zusätzlichen eriindungsgemäü zugefügten Schahungsbauteiie) doppelt so groß ist wie bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach F i g. 2b.

Ein Vergleich der Kurve Cder F i g. 2a mit derjenigen der Fi g. 2b zeigt, daß gegenüber dem am Anschluß 22 liegenden Ansteuerimpuls (Kurven B, Fig.2a und F i g. 2b) der F i g. 2a eine Speicherzeit tsp vorhanden ist,

s die weit über die Impulsdauer des Ansteuerimpulses hinausgeht (tsp> ti). Bei Fig. 2b hingegen geht die Dauer der Speicherzeit gegen Null, d. h. tsp ist praktisch gleich Null.

In Fig. 3 ist das prinzipielle Schaltbild einer

ίο Videoendslufe dargestellt, bei der die zugefügte erfindungsgemäße Schaltung als dynamischer Spitzenweißkompressor arbeitet. Schaltungsbauteile, Schaltungen und Wirkungsweise einer üblichen Videostufe von handelsüblichen Fernsehempfängern sind hinlänglich

ι ■-, bekannt, so daß diese Teile der F i g. 3 nur kurz erwähnt zu werden brauchen. Von den bekannten Schaltungsbauteilen des in F i g. 3 gezeigten Prinzipschaltbildes der Videoendstufe stellt 23 einen integrierten Schaltkreis

jo Schaltung für den Kontrast und die Helligkeit des Fernsehempfängers enthält. 24 ist ein Ansteuerausgang für eine (z. B. rot) der Endstufen, 25 ein Gegenkopplungseingang des IC 23, 26 und 29 sind (aktive) Endstufen'.ransistoren und 27 ist eine Zenerdiode zur

_>> gleichspannungsmäßigen Anpassung des Transistors 26 an den Ansteuerausgang 24 des IC 23. Der Arbeitswiderstand des Transistors 26 ist mit 28 bezeicnnet. 30 ist eine Oiode zur schnellen Entladung der Lastkapazität des Ausgangs 39 und 31 ein Schutzwiderstand für

in den Transistor 29. während mit 32 ein Schutzwiderstand gegen Bildröhrenüberschläge bezeichnet ist. Die für die Gegenkopplung vorgesehenen Spannungsteilerwiderstände sind mit 33,34 und 35 bezeichnet, während 36 ein Widerstand zur Vorspannungserzeugung der Gegen-

ΙΊ kopplung ist. Ein aus der Kapazität 37 und dem Widerstand 38 bestehendes /?C-Glied dient zur Frequenzgangkorrektur im Gegenkopplungszweig. An den Ausgang 39 sind die zur Bildröhre führenden Schaltungsteile angeschlossen. Die Funktion der Schal-

i" tungsbau'eile 40, 41, 42 entspricht im wesentlichen der der in F i g. 1 erfindungsgemäß hinzugefügten Schaltungsba.'teile 18 bis 20. d. h. 40 bildet mit dem hier schon vorhand .nen Widerstand 33 einen Spannungsteiler. 42 ist ein T-ansistor im Gegensteuerungszweig und 41 ist

4·. ein Widerstand zur Bestimmung des Einsatzpunktes der Spitzen weißkompression.

Durch die Wahl des Widerstandsverhältnisses 33, 40 zu 34, 35 bei gegebenem Widerstand 36 kann bekanntlich der Schwarzwert, der auf den Sperrpunkt

Vi der Bildröhre eingestellt werden muß. eingestellt werden. Daher ist der Widerstand 35 ein Einstell iderstand. Durch das Verhältnis der Widerstände 33 zu 40 kann der Einsatzpunkt der dynamischen Spitzenweißkompression verändert werden. Die Grenze der

,=> Veränderbarkeit ist gegeben durch die Basis-Emitter-Durchbruchspannung vom Transistor 42. Da durch den integrierten Schaltkreis 23 und dessen Ansteuerausgang 24 für den Videoendstufentransistor 26 und den Gegenkopplungseingang 25 des integrierten Schaltkrei-

h> ses 23 die Spannungsverhältnisse an den wesentlichen Punkten der Schaltung festliegen, ist bei Weglassung des Widerstandes 41 durch die Wahl des Widerstandsverhältnisses 33 zu 40 allein, bei Einhaltung der zulässigen Basis-Emitter-Sperrspannung vom Transite stör 42, der Einsatzpunkt der SpitzenweiBkompression nicht hinreichend dicht an die Sättigiingsspanncng heranzubringen. Durch die Einfügung eines Widerstandes 41 zwischen den Emitteranschluß des Transistors 42

und den Basisanschluß des Transistors 26 kann der Einsatzpunkt der Spitzenweißkompression kontinuierlich bis zum Erreichen der Sättigungsspannung verschoben werden. Dies ist anhand des Diagramms der F i g. 5 noch näher erläutert. Ein besonderer Vorteil der Einstellung des Einsatzpunktes der Spitzenweißkompression an zwei verschiedenen Stellen besteht darin, daßc!*-? Einsatz, je nach Einstellart mit unterschiedlicher Schärfe erfolgt, so daß eine Kennlinie mit drei verschiedenen Steilheitsgraden entsteht.

Das in Fig. 5 vereinfacht dargestellt- Diagramm Ll= f(t) kann als Kennlinie für die in F i g. 3 gezeigte Schaltung gelten. Zwischen den horizontalen Auslast liicken tu \ und tu 2 verläuft die zeilenfrequentc Sägezahnspannung eines ungünstig bzw. unkorrekt eingestellten Fernsehgerätes, die als Kennlinie für die Schaltung nach Fig. 3 gelten kann. Der Abschnitt A 1 stellt den unbeeinflußten Teil der Kennlinie und der Abschnitt BI einen Teil dsr bsi dem die Sⁿ!t??^nu/p'^- kompression noch mäßig wirkt, während der Abschnitt Cl bei I einen Teil der Kennlinie darstellt, bei dem die Kompression scharf wirkt. Aus dem Teil Il der Kennlinie ist ferner zu ersehen, daß die Sättigungsspannung im Teil I noch nicht erreicht ist. Darüber hinaus lassen BX, CX I und CX Il die verschiedenen Variationsmöglichkeiten zur Verschiebung des FAnsatzpunktes der Spitzenweißkompression erkennen.

Man könnte zwar auch die Ansteuerspannung für den Transistor 42 (F i g. 3) statt dem Spannungsteiler 33, 34, 35, 40 einem gesonderten Spannungsteiler entnehmen, ode den Widerstand 36 in zwei Widerstände so aufteilen, daß an deren Verbindungspunkt die Ansteuerspannung abgenommen werden kann. Hierbei würde im ersten Fall der Einsatzpunkt der Spitzenweißkompression auch bei Veränderung des Schwarzpegels durch Variation des Widerstandes 35 liegen bleiben, im let/ten Fall würde der Einsatzpunkt jedoch linear mit nach unten laufen, so daß sehr schnell die Übersteuerungsgrenze erreicht wäre und der Transistor 42 die vorgesehene Funktion nicht mehr voll erfüllen würde.

Diese letzten beiden Beispiele sollten zeigen, d;ß selbstverständlich eine Reihe von Möglichkeiten vorhanden sind. Schaltungen nach dem erfindungsgemäßen Prinzip zu realisieren, gemäß dem bei Halbleiterschal Hingen in Abhängigkeit von ihrer Aiisgangsspanniing noch exakt vor Erreichen ihrer Sältigungsspannung eine Gegensteuerung an einer Steuerelektrode erfolgt, die verhindert, daß die Sättigungsspannung erreicht oder überschritten wird.

In den F i g. 4a und 4b sind der Vollständigkeil halber noch (vereinfacht gezeichnete) Oszillogramme einer üitterlinie eires Gitterlinienbildes bei ungünstiger Bildeinstellung dargestellt. Hierbei zeigt das Oszillogramm der Fig.4a die Gitterlinie U=f(t) ohne Anwendung der Erfindung und das in Fig. 4b dargestellte Oszillogramm den Spannungsverlauf einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung (F i g. 3) (ei. h. mit den zusätzlichen Schaltungsbauteilen 40 bis 42). Ein Vergleich der Oszillogramme zeigt, daß ohne die erfindungsgemäße Änderung der Schaltung die Zeitdauer tg die Gitterlinie durch die Speicherzeit des Transistors 26 die doppelte Länge bzw. Breite der sich nach der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ergebenden Gitterlinie aufweist.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche;

1. Schaltungsanordnung,

a) die zum Schutz gegen eine Obersteuerung in die Sättigung von hoch ausgesteuerten Halbleitern in einer Halbleiterschaltungsstufe zur Verringerung der Speicherzeit in dieser Stufe vorgesehen ist,

b) die zu diesem Zweck zwischen dem Ausgang der vor einer Sättigung zu schützenden Halbleiter und einer deren eingangsseitigen Steuerelektroden angeordnet ist,

c) die außerdem eine Halbleiterschaltung mit einer Diodenstrecke an der Eingangsseite der Halbleiterschaltung und eine von der Diodenstrecke in ihrer Stromdurchlässigkeit steuerbare, ausgangsseitige Steuerstrecke aufweist,

el) in der die Steuerelektrode der Diodenstrecke an den Abgriff eines Spannungsteilers angeschlossen ist und

c2) die Diodenstrecke über diesen Spannungsteiler zwischen dem Ausgang und dem Eingang der zu schützenden Halbleiter liegt und

c3) in der eine der beiden Elektroden der Steuerstrecke an eine Eingangselektrode des Eingangs der zu schützenden Halbleiter angeschlossen ist,

d) und deren Steuerstrecke die Eingangsspannung am Eingang der zu schützenden Halbleiter in eine diese Halbleiter zunehmend sperrende Richtung verändert, wer-j die Spannung an der Diodenstrecke die Steuereinsatzspannung dieser Diodenstrecke untersc- reitet,

dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (8,9; 18,19; 33,40) an den Ausgang der vor einer Sättigung zu schützenden Halbleiter (4,14, 26,30) angeschlossen ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangselektrode des Eingangs der zu schützenden Halbleiter die Basis eines Transistors (4,14,26) ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ihre Halbleiterschaltung eine Transistorschaltung ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ihre Halbleiterschaltung ein Komplementärtransistor (10,20,42) zu dem zu schützenden Halbleiter (4,14,26) ist

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Elektrode der Steuerstrecke an das gemeinsame Bezugspotential der gegen Sättigung zu schützenden Halbleiterschaltungsstufe gelegt ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, gekennzeichnet durch einen Widerstand (41) zwischen dem Emitter der Diodenstrecke (Basis-Emitter-Strecke von 42) und der Steuerelektrode (Basis von 26) des Eingangs (Basis-Emitter-Strecke von 26) der zu schützenden Halbleiter (26, 30).