DE2737796A1

DE2737796A1 - Videosignal-bearbeitungsschaltung

Info

Publication number: DE2737796A1
Application number: DE19772737796
Authority: DE
Inventors: Takeshi Hamada; Masayuki Hongu; Kazuo Yamagiwa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1976-08-25
Filing date: 1977-08-22
Publication date: 1978-03-09
Also published as: ATA613577A; CA1099395A; AT382994B; JPS5327010A; GB1579139A; DE2737796C2; IT1079930B; FR2363250A1; NL7709358A; FR2363250B1; US4198650A

Description

Dipl.-Ug. H. MITSCHERLICH D-8000 MÖNCHEN 22

Dipl.-In₉. K. GUNSCHMANN -yi- Steinsdorfstraße 10

* Dr.fr.not. W. KÖRBER /J/l "» ^(0M> *²⁹⁶⁶⁸⁴

Dipl.-Uq. J. SCHMIDT-EVERS
PATENTANWÄLTE

\ SONY CORPORATION
7-35 Kitaahihägawa

6-chom"e, Shinagawa-ku
Tokio, Japan

Videosignal-Verarbeitungsschaltung

BESCHREIBUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine Videosignal-Verarbeitungsschaltung, die es ermöglicht, hochfrequente Komponenten eines zügeführten Signals anzuheben, ohne daft Ubermäftige Spannungsauswanderungen angehobener Frequenzen auftreten, und die es ferner gestattet, bei vorher angehobenen hochfrequenten Komponenten eine Nachentzerrung durchzufahren.

Auf dem Gebiet des magnetischen Aufzeichnens und Wiedergebens von Videosignalen ist es bekannt, die Helligkeitskomponente als Modulationssignal zu verwenden, mittels dessen die Frequenz eines Trägers moduliert wird· Bei dem Aufzeichnungsträger eines entsprechenden Geräts handelt es sich gewöhnlich, jedoch nicht notwendigerweise um ein Magnetband; der Einfachheit halber wird in der folgenden Beschreibung vorausgesetzt, daft die erfindungsgemäfte Signalverarbeitungsschaltung in Verbindung mit einem Fernsehbandaufnahmegerät verwendet wird, das es normalerweise ermöglicht, Videosignale sowohl aufzuzeichnen als auch wiederzugeben.

Wird das Fernsehbandaufnahmegerät als Wiedergabegerät betrieben, wird das reproduzierte FM-Slgnal so demoduliert, daft so genau wie möglich eine Nachbildung des ursprünglichen

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Videosignals entsteht. In der Vergangenheit hat es sich gezeigt, daß dieses wiedergegebene Videosignal einen Rauschanteil enthielt, der auf die Frequenzmodulation und die nachfolgende Demodulation zurückzuführen war und daher als FM-Rauschen bezeichnet wurde; der Pegel dieses FM-Rauschens nahm proportional zur Frequenz zu. Im Hinblick hierauf wurden bei Fernsehbandaufnahmegeräten Vorverzerrungs- oder Anhebungsscbaltungen verwendet, um das FM-Rauschen zu verringern; zu diesem Zweck wurden die hochfrequenten Komponenten des Videosignals angehoben, bevor die Frequenzmodulation des Trägers mit Hilfe dieses Signals durchgeführt wurde. Beim Wiedergeben des Signals wurde eine Nachentzerrungsschaltung verwendet, um die hochfrequenten Komponenten zu dämpfen und auf diese Weise unter Verringerung des FM-Rauschens auf ein Minimum dem Signal im wesentlichen wieder seine ursprüngliche Wellenform zu geben.

Zwar könnte man annehmen, daß man bei dem Ausgangssignal den Rauschabstand verbessern könnte, indem man sowohl die Anhebung als auch die Nachentzerrung verstärkt, doch arbeiten bei einem Fernsehbandaufnahmegerät die Frequenzmodulationsschaltungen im Vergleich zu den die höchste Frequenz aufweisenden Helligkeitssignalen, die der Frequenzmodulation unterzogen werden müssen, innerhalb eines relativ engen Bandes. Eine übermäßige Anhebung führt zu einer Übermodulation durch die hochfrequenten Komponenten, insbesondere dann, wenn die hochfrequenten Komponenten auch eine große Amplitude haben. Im Hinblick hierauf ist es üblich, das Ausmaß der Anhebung zu begrenzen, doch führt dies dazu, daß auch der Rauschabstand nur eine begrenzte Verbesserung erfährt.

In der Patentanmeldung V?7 CO Ü7A .8der Anmelderin wurde eine nicbtlinear arbeitende Anhebungsschaltung vorgeschlagen, bei der eine Induktivität mit der Kollektorlast eines Verstärkertransistors in Reihe geschaltet war, dessen Emitter an Masse lag. Die gewünschte Nichtllnearität der Empfindlichkeit gegenüber den hochfrequenten Komponenten wurde mit Hilfe zweier

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RUcken an RUcken angeordneter bzw. entgegengesetzt polarisierter Dioden erreicht, die «it der Induktivität parallelgeschaltet waren.

Ein an die Basis des Transistors angelegtes Videosignal wurde praktisch durch den Belastungskreis differenziert, und die den hochfrequenten Komponenten des zugeführten Videosignals entsprechende differenzierte Spannung erschien an der Induktivität. Die entgegengesetzt gepolten Dioden hatten nur einen geringen Einfluß auf hochfrequente Komponenten von kleiner Amplitude, doch wurden die Spannungsauswanderungen der hochfrequenten Komponenten bei zunehmender Amplitude begrenzt. Somit wurde das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors, das die relativ niederfrequenten Komponenten, die an dem Belastungswiderstand auftraten, und die ihnen hinzugefügten angehobenen hochfrequenten Komponenten enthielt, nur entsprechend der Amplitude der hochfrequenten Komponenten komprimiert.

Da bei dem induktiven Kreis nach der genannten Patentanmeldung ein Gleichstrom durch die Dioden fließt, führt jede Veränderung der Gleichspannung der Spannungsquelle sowie jede Veränderung der Temperatur dazu, daß der Schwellenpegel E _d des Kompressions- und Expansionsteils der Schaltung variiert. .Da die Kompressions- und Expansionskreise nicht gleich* zeitig arbeiten, können solche Veränderungen der Spannung oder der Temperatur bei der Wiedergabe der aufgezeichneten Signale nicht einwandfrei kompensiert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verringerung oder vollständige Ausschaltung der Probleme zu ermöglichen, die sich bei einer Vorverzerrungs- und Nachentzerrungsschaltung ergeben, eine genauere komplementäre Arbeitsweise zwischen den Kompressions- und Expansionscharakteristiken des Gesamtsystems einschließlich des Aufnahme- und Wiedergabegeräts zu erreichen, eine stärkere Kompression von Signalen zu erzielen, als es bis jetzt mit Hilfe der eine Induktivität aufweisenden Schaltung möglich ist, die Veränderungen des

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Diodenwiderstandes als Folge von Temperaturänderungen der Dioden bei« nichtlinearen Teil der Schaltung zu kompensieren, das Einstellen des Schwellenpegels der Dioden zu ermöglichen und weitere noch zu nennende Vorteile zu erzielen.

Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe durch die Schaffung einer nichtlinearen Reihenschaltung gelöst, zu der ein Kondensator gehört, der mit parallelgeschalteten, entgegengesetzt polarisierten Dioden in Reihe geschaltet ist, wobei die nichtlineare Reihenschaltung mit einem Belastungswiderstand eines Transistors parallelgeschaltet ist. Wenn eine Anhebung hochfrequenter Komponenten erwünscht ist, wie es beim Aufnahmeteil eines Fernsehbandaufnahmegeräts an einem Punkt der Schaltung vor dem Frequenzmodulator der Fall ist, wird die Parallelschaltung mit dem Belastungswiderstand und dem mit den entgegengesetzt gepolten Dioden in Reihe geschalteten Kondensator zwischen dem Kollektor und einer Klemme der Spannungsquelle angeschlossen, die zur Versorgung des Transistors dient. Bei der zugehörigen Nachentzerrungsschaltung sind der Belastungswiderstand und die Parallel-Reihenschaltung mit dem Kondensator und den entgegengesetzt gepolten Dioden zwischen dem Emitter des Transistors und einer Klemme einer anderen Spannungsquelle angeschlossen, die man als Erdungsklemme betrachten kann. Wie bei Transistorschaltungen üblich, bezeichnet der Ausdruck "Erde" oder "Masse" einen gemeinsamen Spannungspunkt, auf den andere Spannungen normalerweise zu Vergleichszwecken bezogen werden.

Man kann den Emitter und den Kollektor des Transistors als stromführende Elektroden bezeichnen. Wenn man den Belastungswiderstand und die damit parallelgeschaltete nichtlineare Schaltung so betrachtet, als ob sie an die erste stromführende Elektrode angeschlossen wäre, bei der es sich, wie erwähnt, um den Kollektor oder den Emitter handelt, sind ein weiterer Widerstand in Parallelschaltung mit einer weiteren Reihenschaltung, zu der ein Kondensator gehört, der mit einem dritten Widerstand in Reihe geschaltet ist, zwischen der zweiten stromführenden Elektrode und einem Spannungsbezugspunkt ange-

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einschlössen. Bei einer Vorverzerrungsschaltung vird der Spannungsbezugspunkt normalerweise als an Masse liegend betrachtet, und bei der Nachentzerrungsschaltung wird eine Kieme der Spannungsquelle normalerweise als nicht an Nasse liegend, jedoch bei Wechselstromkomponenten des Signals als praktisch geerdet betrachtet.

Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung werden la folgenden anhand schottischer Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 Bit den Teilen IA, IB und IC drei Wellenformen an verschiedenen Punkten einer erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 2 in einem Blockschaltbild ein Fernsehbandaufnahmegerät mit erfindungsgemäßen Vorverzerrungs- und Nachentzerrungsschaltungen;

Fig. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Wirkungsweise des nichtlinearen Teils der Schaltung nach Fig. 2;

Fig. 4 eine graphische Darstellung der Kompressionsttbertragungscharakteristik der Schaltung nach Fig. 2;

Fig. 5 eine graphische Darstellung der ExpansionsObertragungs· charakteristik der Schaltung nach Fig. 2;

Flg. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Flg. 2;

Fig. 7 eine abgeänderte Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Fernsehbandaufnahmegeräts, bei dem die Erfindung angewendet ist.

In Fig. IA ist die Wellenform etwa eines Zeilenintervalls eines Videosignals S₁ dargestellt, zu der sowohl schnelle Amplitudenänderungen an den scharf ausgeprägten senkrechten übergängen des Signalpegels als auch sich nicht verändernde Amplituden an den verschiedenen schwachen Pegeln gehören. Die schnellen Xnderungen zeigen an, daß das Signal hoch-

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frequente Komponenten enthält, während die flachen Pegel das Vorhandensein niederfrequenter Komponenten anzeigen. Zu den übergängen von einem Pegel zum nächsten gehören relativ kleine wie auch große Teilbeträge, und sowohl bei den großen als auch bei den kleinen Teilbeträgen sind positiv gerichtete und negativ gerichtete Teilbeträge vorhanden. Die verschiedenen flachen Pegel repräsentieren niederfrequente Komponenten, die in allen Höhen von unten bis oben vorkommen.

Das dargestellte Signal S₁ nimmt einen Bereich von Werten E . zwischen einem Veißwert entsprechend der gestrichelten waagerechten oberen Linie und einem Schwarzwert entsprechend der gestrichelten unteren waagerechten Linie an den Spitzen der Horizontalsvnchronisationssignale P. ein. Der Schwarzwert ist mit 3,5 MHz und der Weißwert mit 4,8 MHz bezeichnet; hierbei handelt es sich um die niedrigste bzw. die höchste normale Frequenz eines frequenzmodulierten Signals, bei dem ein Träger eine Frequenzmodulation durch das Signal S- erfährt, wie es nachstehend erläutert ist. Man kann die Wellenform des Signals so betrachten, als ob sie entweder ein Schwarz-Weiß-Videosignal oder die Helligkeitskomponente eines Farbvideosignals repräsentierte.

Zu der in Fig. 2 dargestellten Schaltung gehört eine Eingangsklemme 11, die an eine automatische Verstärkungsregelschaltung 12 angeschlossen ist, deren Ausgang durch eine Klemmschaltung 13 mit der Basis eines npn-Transistors Q. einer Verstärkerschaltung verbunden ist, bei der ein Kollektorbelastungswiderstand R. zwischen dem Kollektor und einer Klemme einer Quelle für eine relativ feste Spannung +V liegt.

CC

Eine Schaltung 14 ist an den Emitter des Transistors angeschlossen, der zusammen mit dem Kollektor eine der stromführenden Elektroden des Transistors bildet, wobei diese Schaltung dazu dient, den Frequenzgang des Transistors zu modifizieren.

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Zu der Modifizierschaltung 14 gehören ein Widerstand R₂, der zwischen dem Emitter des Transistors und Masse liegt, sowie eine diesen Widerstand überbrückende Reihenschaltung mit einem Kondensator C. und einem Widerstand R₃, Diese Schaltung erhöht die Empfindlichkeit des Transistors Q₁ für hochfrequente Signale, ohne eine Amplitudenverzerrung hervorzurufen; man kann sie als eine lineare Schaltung betrachten, die entweder als Sieb oder als eine Schaltung arbeitet, die eine Differenzierungswirkung auf durch den Transistor verstärkte Signale ausübt. Praktisch bildet die Schaltung 14 eine lineare Vorverzerrungsschaltung.

Gemäß Fig. 2 ist eine nichtlineare Schaltung 15, die als Kompressionsschaltung zur Wirkung kommt, mit dem Widerstand R- parallelgeschaltet; zu dieser Schaltung(phört ein Kondensator C», der mit einem Diodenkreis in Reihe geschaltet ist, bei dem zwei Dioden D₁ und D₂, die entgegengesetzt gepolt sind, parallelgeschaltet sind. Mit den beiden Dioden ist ein Widerstand R₄ zum Entladen des Kondensators parallelgeschaltet. Auch die nichtlineare Schaltung 15 liefert eine Vorverzerrungswirkung, jedoch nicht notwendigerweise im gleichen Ausmaß wie die lineare Vorverzerrungsschaltung 14.

Die Eingangsklemme eines Frequenzmodulators 16, zu dem eine Quelle für ein Trägersignal gehören kann, ist mit dem Kollektor des Transistors Q₁ verbunden, und der Ausgang dieses Frequenzmodulators ist über einen Verstärker 17 an die Aufnahmeklemme R eines Schalters 21 angeschlossen. Der Kontaktarm des Schalters 21 ermöglicht es, die Klemme R mit einem auf bekannte Weise ausgebildeten Kopf für ein Fernsehbandaufnahmegerät zu verbinden, der zwei Wandler 22 aufweist, mittels welcher Informationen auf einem Träger, z.B. einem Magnetband 23, aufgezeichnet werden können. Es wäre auch möglich, einen Kopf mit nur einem Wandler oder mehr als zwei Wandlern zu benutzen.

Der Kontaktarm des Schalters 21 kann auch zur Anlage an einem Kontakt P gebracht werden, wenn auf dem Band 23 aufgezeichnete

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Signale wiedergegeben werden sollen. Beim Wiedergabebetrieb verbindet der Schalter 21 die Wandler 22 mit einem Verstärker 31, dessen Ausgang über einen Begrenzer 32 mit einer Schaltung 33 zum Demodulieren des frequenzmodulierten Signals verbunden ist. Der Ausgang des Demodulators 33 ist an die Basis eines npn-Transistors Q₂ einer nichtlinearen Expansionsschaltung 34 angeschlossen. Im Kollektorkreis des Transistors Q₂ liegt eine lineare Nachentzerrungsschaltung 35, und das Ausgangssignal am Kollektor dieses Transistors wird über einen Verstärker 36 einer Ausgangsklemme 37 zugeführt.

Die Schaltung 35 bildet praktisch die Umkehrung der linearen Vorverzerrungsschaltung 14, denn sie weist zwei Widerstände Re und Rg sowie einen Kondensator C₃ auf, die in der gleichen Weise eine Siebschaltung bilden wie die beiden Widerstände und der Kondensator der Schaltung 14. Jedoch ist die Vorverzerrungsschaltung 14 im Emitterkreis des Transistors Q₁ angeordnet, während bei der Nachentzerrungsschaltung 35 der Widerstand R₅ mit der Klemme T₁ der Spannungsquelle und dem Kollektor des Transistors Q₂ in Reihe geschaltet ist.

Entsprechend bildet die nichtlineare Schaltung 34 die Umkehrung der nichtlinearen Schaltung 15, und sie dient zum Expandieren der Amplitude der durch die Schaltung 15 komprimierten Signale. Die Schaltung 34 liegt im Emitterkreis des Transistors Q₂ und ist mit einem Widerstand R₇ parallelgeschaltet, der mit dem Emitter des Transistors Q₂ und einer Klemme, an der eine relativ feste Spannung vorhanden ist, in Reihe geschaltet ist. Im vorliegenden Fall handelt es sich bei dieser Klemme um die Masseklemme, was bedeutet, daß normalerweise die Spannungen an anderen Punkten der Schaltung in Bezug auf diese Klemme gemessen werden. Zu den Schaltungselementen der nichtlinearen Schaltung 34 gehören zwei entgegengesetzt gepolte bzw. Rücken an Rücken angeordnete Dioden D₃ und D₄, die mit einem Widerstand Rg und einem Kondensator C₄ in Reihe geschaltet sind, um eine nichtlineare Reihenschaltung zu bilden, die den Widerstand R₇ überbrückt.

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Die Schaltung nach Fig. 2 arbeitet vie folgt: Der Eingangsklemme 11 wird ein Videosignal, z.B. das Signal S₁ nach Flg. IA₁ zugeführt. Die Amplitude dieses Signals wird nicht als Spannung angegeben, vie es gewöhnlich geschieht, sondern sie vird als das Frequenzband identifiziert, velches das frequenzmodulierte Signal aus der Schaltung 16 einnehmen soll, venn es durch das Signal S₁ moduliert ist. Die Amplitude des Signals vird erforderlichenfalls durch die automatische Verstärkungsregelschaltung 12 auf den richtigen Wert korrigiert, und das Signal, dessen Wellenform noch der Darstellung in Fig. IA entspricht, vird der Klemmschaltung 13 zugeführt, velche die Spitzen der Synchronisationssignale P. auf einem festen Spannungspegel hält. Da die Amplitude dieses Signals bereits durch die automatische Verstärkungsschaltung 12 auf den richtigen Wert eingestellt vorden ist, vird das der Basis des Transistors Q₁ zugefUhrte Signal an den Spitzen des Synchronisationssignals sowohl die richtige Amplitude als auch den richtigen Gleichspannungsvert haben, und dies gilt auch für jeden anderen Wert einschließlich des Weißwertes. Diese Werte verden direkt als Spannungsverte gemessen, und nicht etva als Frequenzen, die erst dann ihre Bedeutung erhalten, venn das Signal der Frequenzmodulatorschaltung 16 zugeführt vorden ist.

Verstärkt sich das Signal S₁ plötzlich von seinem am stärk« sten negativen Wert an der Spitze eines der Synchronisationsimpulse P. , spielt sich die augenblickliche Reaktion der Vor-Verzerrungsschaltung 14 so ab, als venn der Kondensator C₁ nicht vorhanden väre, und als ob die Widerstände R₂ und R₃ praktisch parallelgeschaltet verden. Daher 1st der Augenblickswert der Stromstärke im Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₁ relativ hoch, so daß an dem Widerstand R₁ eine relativ große Spannungsausvanderung bzw. ein Uberschvingen auftritt. Die Kapazität des Kondensators C₁ und die Größe des Widerstandes R₃ sind so gewählt, daß sich der Kondensator schnell aufladen kann. Danach wird der effektive Emitterwiderstand lediglich durch den Widerstand R„ gebildet, dessen WI-derstandswert natürlich höher ist als der scheinbare Anfangs-

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widerstand der parallelgeschalteten Widerstände R₂ und R₃. Dieser höhere Emitterwiderstand schwächt den durch den Widerstand R. fließenden Strom, so daß die Spannung an diesem Widerstand auf einen niedrigeren Wert zurückgeht, der während des Restes der ersten Pegelstufe des Signals S. beibehalten wird. Hierbei liegt diese Pegelstufe auf gleicher Höhe mit dem Austastpegel des Videosignals S-.

Jedesmal, wenn das Signal nach Fig. IA um eine Stufe ansteigt, fließt durch den Widerstand R- ein weiterer kurzer Stromstoß, so daß eine Spannungsauswanderung von kurzer Dauer auftritt. Hierbei handelt es sich praktisch um die Wirkung der Differenzierungsschaltung, und Fig. IB zeigt die resultierende Wellenform S₂ des Signals, wie es am Kollektor des Transistors Q- vorhanden sein würde, wenn die nichtlineare Kompressionsschaltung 15 nicht vorhanden wäre. Die Wellenform des Signals S- wurde so gewählt, daß sich Jeweils gleich große Teilbeträge der Spannung ergeben. Daher sind die Auswanderungen an den Vorderflanken jedes Teilbetrags bei dem Signal S₂ nach Fig. IB gleich groß, und während des Treppenstufenteils des Signals ergeben sich gleich große Teilbeträge zwischen den waagerechten Abschnitten der Wellenform S₂*

Wenn das Signal nach Fig. IB den Weißwert erreicht, dürfte es nicht stärker positiv werden, doch geschieht dies tatsächlich, so daß beim Auftreten des ersten Überschwingvorgangs 3, der unmittelbar der Stufe vorausgeht, durch die der Signalpegel auf den Weißwert gebracht wird. Bei diesem Pegel beginnt die nichtlineare Kompressionsschaltung 15 wirksam zu werden.

In Fig. 3 sind als geknickte gerade Linien 6 und 6* in Annäherung die Vorwärtsvorspannungs-Widerstandscharakteristiken der Dioden D- und D₂ dargestellt. Zu jeder dieser Widerstandskurven gehört ein für einen relativ hohen Widerstand geltender Abschnitt, der am zugehörigen Nullpunkt beginnt und dann in einen Abschnitt für niedrigere Widerstandswerte übergeht, wenn die Spannung an der betreffenden Diode gleich dem Wert V,

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ist, der die Spannung am Knick der betreffenden Kurve bezeichnet und für die beiden Dioden die gleiche Größe hat. Der Bereich E . zwischen der maximalen Weißwertspannung und der maximalen Schwarzwertspannung ist so gewählt, daß er der Diodenspannung V. entspricht.

In Fig. 3 haben die Kurven 6 und 6' scheinbar zwei Nullpunkte, da die beiden Dioden gemäß Fig. 2 entgegengesetzt gepolt sind. Solange die Spannung am Kollektor des Transistors Q. im richtigen Bereich E , liegt, bilden die beiden Dioden hohe wirksame Widerstände, die mit dem Kondensator C₂ in Reihe geschaltet sind. Wenn die Spannung gemäß Fig. 2 an der oberen Platte des Kondensators C₂ stärker positiv wird als der Weißwert nach Fig. IB, was einer Überschreitung des Bereichs E . gemäß Fig. 3 nach rechts entspricht, wird die Diode D₁ leitfähig, so daß praktisch mit dem Kondensator C₂ ein kleiner Widerstand in Reihe geschaltet ist. Hierdurch wird der wirksame Belastungswiderstand des Transistors Q₁ verringert, wodurch die Spannung am Kollektor dieses Transistors daran gehindert wird, weiter anzusteigen, bzw. wodurch mindestens ein weit höheres Ansteigen dieser Spannung verhindert wird.

Die Größe der Wirkung des relativ plötzlichen Übergangs der Diode D- von einem hohen Widerstand auf einen relativ niedrigen Widerstand richtet sich nach dem Augenblickswert des Widerstandes des Kondensators C₂. Wenn man die Diode D₁ tatsächlich als das Äquivalent eines Widerstandes betrachtet, übt die Schaltung 15 eine Wirkung aus, die etwa derjenigen der Schaltung 14 ähnelt, denn sie spricht auf plötzliche Änderungen der Spannung in Richtung auf einen zunehmend größer werdenden positiven Wert am Kollektor des Transistors Q₁ so an, als ob die Schaltung 15 eine Differenzierungsschaltung oder eine Schaltung zum Akzentuieren hochfrequenter Komponenten wäre. Da jedoch die Schaltung 15 im Kollektorkreis des Transistors Q₁ liegt, verändert sie die Verstärkung dieses Transistors dadurch, daß sie die Fähigkeit des Transistors, positiv gerichtete Überschießende Signale zu verstärken, um den gleichen relativen Betrag verringert, wie der

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Bereich E .. Der Grund für das Komprimieren oder Beschneiden oder Begrenzen dieser überschießenden Signale, die den Weißwert überschreiten, besteht darin, daß diese Signale die Frequenzmodulatorschaltung 16 veranlassen würden, Frequenzen zu erzeugen, die höher sind als die bei dem System zulässigen.

Entsprechend geht die Diode D₂ von einem relativ hohen Widerstand auf einen relativ niedrigen Widerstand über, wenn die Spannung am Kollektor des Transistors Q₁ die untere Grenze des Spannungsbereichs E . überschreitet, d.h. gemäß Fig. 3 in der Richtung nach links.

Somit arbeiten die beiden Dioden so zusammen, als ob es sich um eine einzige nichtlineare Halbleitervorrichtung handelte, die bei Signalen innerhalb des Bereichs E . einen relativ hohen Widerstand und bei stärker negativen oder stärker positiven Signalen einen relativ niedrigen Widerstand hat. Ist der Widerstand der beiden Dioden genügend hoch und kann der Kondensator C₂ mit Hilfe von durch die Dioden fließenden Strömen nicht hinreichend entladen werden, kann man gemäß Fig. 2 den Widerstand R₄ vorsehen, um den Entladungsstrom des Kondensators abzuführen.

Das am Kollektor des Transistors Q- erscheinende Ausgangssignal wird somit einer nichtlinearen Vorverzerrung unterzogen, bevor es dem Frequenzmodulator 16 zugeführt wird. Wie erwähnt, ist der Frequenzmodulator 16 so aufgebaut, daß er ein frequenzmoduliertes Signal erzeugt, das zwischen der Frequenz von 3,5 NHz bei Signalen am Pegel der Spitzen der Synchronisationsimpulse P_n und der Frequenz von 4,8 MHz bei dem Weißwert entsprechenden Signalen schwingt. Dieses frequenzmodulierte Signal wird durch den Verstärker 17 verstärkt und über den Schalter 21 den Wandlern 22 zugeführt, um auf dem Hagnetband 23 aufgezeichnet zu werden.

Soll das aufgezeichnete Signal wiedergegeben werden, wird der Kontaktarm des Schalters 21 zur Anlage an dem Kontakt P gebracht. Die Wandler 22, mittels welcher die Signale auf dem

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Magnetband 23 aufgezeichnet werden, können auch zur Wiedergabe der Signale benutzt werden, wobei sie die Aufzeichnung wieder in elektrische Signale verwandeln. Diese elektrischen Signale werden über den Kontakt P des Schalters 21 dem Verstärker 31 zugeführt, von dem aus sie Über den Begrenzer 32 zu dem Demodulator 33 gelangen, der das vorverzerrte Signal S₂ mit Ausnahme der am stärksten positiven und der am stärksten negativen Spitzen, welche durch die Kompressionsschaltung 15 beschnitten worden sind, wiedergibt. Dieses wiedergegebene Signal wird dann dem Transistor Q₂ zugeführt, der bewirkt, daß das Signal, das im wesentlichen dem Signal S₂* nach Fig. IB entspricht, möglichst weitgehend wieder in die Form des Signals S- nach Fig. IA gebracht wird. Wegen der Beschneidungswirkung der Kompressionsschaltung 15 weist das am Ausgang des Demodulators 33 erscheinende Signal die in Fig. IC an den Punkten 5 dargestellten geringfügigen Veränderungen auf, die von Energieverlusten der beschnittenen Impulse herrühren.

Die Verstärkung des Transistors Q₂ wird durch die Expansionsschaltung 34 geregelt, die im wesentlichen einer Umkehrung der Kompressionsschaltung 15 entspricht und auf überschießende Signale dadurch anspricht, daß sie kurzzeitig die Verstärkung des Transistors Q₂ verändert. Somit ist wegen des Vorhandenseins der Schaltung 34 die Amplitudenempfindlichkeit des Transistors Q₂ nichtlinear, und diese Nichtlinearität übt eine zur Wirkung der Schaltung 15 entgegengesetzte Wirkung aus.

Die lineare Nachentzerrungsschaltung 35 entspricht im wesent- - liehen einer Umkehrung der VorVerzerrungsschaltung 14, und sie arbeitet ebenso wie diese linear. Daher erscheint am Kollektor des Transistors Q₂ das in Fig. IC dargestellte Ί Ausgangssignal S₄, das im wesentlichen die gleiche Wellenform hat wie das Signal S- nach Fig. IA. Das Signal nach Fig. IC wird durch den Verstärker 36 verstärkt und kann über die Ausgangsklemme 37 entnommen werden, um auf bekannte Wels· \ in weiteren Kreisen eines in Fig. 2 nicht dargestellten Sy-, stems verwendet zu werden.

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2 7 Ά 7 7 G 6

Fin. Ί ^UI>d 3 geben cine Kompressions- bzw. eine Expansionstlbertragungscharakteristik wieder. In Fig. 4 hat die Verstärkung bzw. der Übertragungskoeffizient A den Wert 1, und zwar innerhalb des Bereichs E ,, doch ergibt sich oberhalb und unterhalb dieses Bereichs ein Wert von nur 0,2. Hierbei bildet das Eingangssignal die unabhängige variable Größe und das Ausgangssignal die abhängige variable Größe. Somit werden positive oder negative Auswanderungen des Eingangssignals gegenüber dem Bereich E . in einem geringeren Ausmaß verstärkt als innerhalb dieses Bereichs liegende Signale.

Im Gegensatz hierzu ist der Expansions-Übertragungskoeffizient H nach Fig. 5 außerhalb des Bereichs E , größer als 1, doch hat er innerhalb dieses Bereichs immer noch den Wert 1. Tatsächlich hat der Koeffizient oberhalb und unterhalb des genannten Bereichs den Wert 5, welcher dem Kehrwert der Korapressions-Übertragungscharakteristik A « 0,2 oberhalb bzw. unterhalb des gewünschten Bereichs E . entspricht. Wegen dieser Heziehungen werden die Amplituden überschießender Spannungen, die durch die Schaltung 15 nach Fig. 2 komprimiert werden, durch die Expansionsschaltung 34 wieder in die richtige Beziehung zu den Signaion im mittleren Bereich gebracht, d.h. /U !.Signalen, die innerhalb des Bereichs E , liegen.

JJa bei der Kompres.si onsschal tung 15 der Kondensator C₀ vorbanden 1st und da die Kompression in Abhängigkeit vom gesamten Signal am Kollektor des Transistors (J₁ erfolgt, und nichi etw.-i nur in Abhängigkeit vom überschießenden Teil, wie es genau dor weiter oben genannten Patentanmeldung geschieht, ist die nichtlineare Vorverzerrung, die durch den Transistor (Vj und die Schaltungen 14 und 15 bewirkt wird, größer als die gemäß der genannten Patentanmeldung erzielbare.

Fig. i> ist eine graphische Darstellung der nichtlinearen Vorverzerrung, die sich am Kollektor des Transistors Q₁ ergibt. Natürlich wird die reziproke nichtlineare Nachentzerrung durch den Transistor Q^ und die zugehörigen Schaltungen 34 und 35 herbeigeführt.

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27 ν: /96

Einer der Vorteile der Tatsache, daß mit den Dioden der betreffenden nichtlinearen Schaltung ein Kondensator in Reihe geschaltet ist, d.h. sowohl bei der Kompressionsschaltung als auch bei der Expansionsschaltung 34, besteht darin, daß sich der Schwellenwert von E , nicht in Abhängigkeit von Schwankungen der Spannung der Spannungsquelle verändert, da durch die Kondensatoren C₀ und C₁ kein Gleichstrom fließen

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kann, üies trägt zur Aufrechterhaltung des komplementären Arbeitens der Expansionsschaltung 34 gegenüber der Kompressionsschaltung 15 ohne Rücksicht auf eine Drift des Gleichstroms bei.

Bei einer bevorzugten AusfUhrungsform der Schaltung nach Fig. 2 haben die Schaltungselemente die nachstehend genannten elektrischen Werte:

^Cl	1000	pP	R₃:	760	Ohm
^C2	! 150	pF		15	Kiloohm
r 3	470	pF	V	1,5	Kiloohm
^C4	82	pF	R_c: b	560	Ohm
^Rl	1,6	Kiloohm	R₇:	3,9	Kiloohm
^R2	500	Ohm	R₈:	10	Kiloohm

Fig. 7 zeigt eine Schaltung, die,von den Kompressions- und Expansionsschaltungen abgesehen, im wesentlichen der Schaltung nach Fig. 2 ähnelt. In Fig. 7 sind die meisten Schaltungselemente mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet wie in Fig. 2, und diese Schaltungselemente arbeiten in der glei chen Weise, so daß sich eine erneute Beschreibung erübrigen durfte. Zu der Schaltung nach Fig. 7 gehört die Eingangsklem me 11, die mit der automatischen Verstärkungsregelschaltung 12 verbunden ist, deren Ausgangssignal Über die Klemmschaltung 13 der Basis des Transistors Q₁ zugeführt wird. Gemäß Fig. 7 liegt die Vorverzerrungsschaltung 14 wiederum im Emit terkreis des Transistors, und der Belastungswiderstand R. is ebenso wie in Fig. 2 mit dem Kollektor des Transistors in Reihe geschaltet.

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Die Schaltung nach Fig. 7 unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 'J durch das Vorhandensein einer nich ti inearon Schaltung ItB, die im wesentlichen mit dem Kollektorbelastuiijjs widerstand R. parallelgeschaltet ist, sich jedoch von der nichtlinearen Schaltung li> nach Fig. 2 unterscheidet. Zu der Schaltung JB gehört wiederum ein Kondensator C_o> der in RoUu; mit einem Widerstand Ii.. geschaltet ist, der seinerseits an eine Anode bzw. eine Kathode zweier Dioden D. und D₂ angeschlossen ist; die Kathode der Diode D. ist direkt mit der Klemme T. verbunden, an der eine relativ feste Speisespannung V liegt; im Gegensatz zu der Schaltung 15 nach Fig. 2

C C

ist jedoch die Anode der anderen Diode D,. mit einer anderen Spannungsversorgungsklemme 39 verbunden, an der eine Spannung zwischen der Spannung fV und Masse liegt. Diese Klemme 39 zum Zuführen einer mittleren Spannung bildet den gemeinsamen Knotenpunkt für einen Widerstand R₀, einen Kondensator C_r und eine Schaltung 10, die einen konstanten Strom liefert. Ferner ist gemäß Fig. 7 ein npn-Transistor Q„ vorhanden, dessen Kollektor mit dem gemeinsamen Knotenpunkt verbunden ist, wobei zwischen .seinem Emitter und Nasse ein Widerstand R_J() liegt. Zwischen der Basis des Transistors Q.> und Masse ist eine üasisvorspannungsquelle K, angeschlossen, um die Stärke des durch den Transistor Q,. fließenden konstanten Stroms zu bestimmen. Ferner erkennt man in Fig. 7 zwei weitere Dioden D.. und D., die in Reihe geschaltet und mit dem Widerstand R, verbunden .sind, jedoch tatsächlich zu der nachstehend beschriebenen Expansionsschaltung gehören.

Der Kollektor des Transistors Q. ist mit der Frequenzmodulatorschaltung Ki verbunden, deren frequenzmoduliertes Ausgangssignal Über den Verstärker 17 und den Schalter 21 den Wandlern 212 zugeführt wird, mittels welcher die durch den Verstärker 17 verstärkten Signale auf dem Nagnetband 23 aufgezeichnet werden.

Heim Wledergabebotrleb liegt der Kontaktarm des Schalters ..'1 an dem Wledergabokontakt P an, so daß die Wandler '.12 über <h;ii

MO¹)» I I) /DV .' V.

27 V/ /136

Verstärker 31 und den Begrenzer 32 mit dom Demodulator 33 für die ircquenzmodulierten Signale verbunden sind. Der Ausgang des Demodulators 33 ist an die Basis des Transistors Q₀ angeschlossen, bei dem es sich in vorliegenden Fall um einen pnp-Transistor bandelt. Die Verwendung eines pnp-Transistors ermöglicht es, bei der Expansionsschaltung und der Kompressionsschaltung einige Schaltungselemente gemeinsam zu verwenden und auf die Benutzung einer zusatzlichen Spannungsquelle zu verzichten. Der Widerstand H,- liegt zwischen dem Emitter des Transistors Q.. und einer Klemm«? zum Zuführen oiner relativ festen Spannung, bei der es :;ich gemäß Fig. 7 um die Klemme T₁ handelt. Mit dem Widerstand R„ ist praktisch eine nicht lineare Expansionsschaltung 11 paralIeI geschaltet, die einen Kondensator C. aufweist, welcher mit dem Widerstand IL und den entgegengesetzt gepolten Dioden D.. und IK in Reihe geschaltet ist. Die Kathode der Diode D.. i?;t wie bei der .Schaltung nach Fig. 2 direkt mit der Spannungszuführungsklemmc T- verbunden, doch ist die Anode der Diode D. ebenso vie die Anode der Diode D,, an die Klemme 39 zum Zuführen einer mittleren Spannung angeschlossen.

Hei dem Transistor Q.. ist ebenso wie bei demjenigen nach Iig. 'J die lineare Nachcntzerriingsschnltung 3i> an den Kollektor angeschlossen. Da jedoch der Transistor g_y nach Fig. 7 ein pnp-Transistor ist, liegt die Nacheilt zerrungsschal tung 3i> nicht zwischen dem Kollektor und der Klemme zum Zuführen einer positiven Spannung, sondern zwischen dem Kollektor und Hasse. Gemäß Fig. 7 ist der einen Bestandteil der Nachentrerrungsschaltung 35 bildende Widerstand H₁^ mit dem Kollektor des Transistors Q_y und der durch den Masseanschluß repräsentierten Klemme zum Zuführen einer relativ festen Spannung in Reihe geschaltet. Der Ausdruck "relativ feste Spannung" wird verwendet, da die Spannungen an den verschiedenen Klemmen, z.B. dem Masseanschluß und den Klemmen 24 und Tj, nicht notwendigerweise auf genau festgelegten Werten gehalten verden, sondern im Vergleich zueinander nur im wesentlichen [;<>nau eingehalten werden. Der Kollektor des Transistors Q„

η o 9 81 η / η 7 ■} κ

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nach Fig. 7 ist Ober den Verstärker 36 mit der Ausgangsklemme 37 verbunden.

Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 7 braucht nur bezüglich der nichtlinearen Kompressionsschaltung 38, der Schaltung 40 zum Erzeugen eines konstanten Stroms und der nichtlinearen Expansionsschaltung 41 beschrieben zu werden, denn die übrigen Teile der Schaltung arbeiten ebenso vie bei der Schaltung nach Fig. 2.

Der Kondensator C₅ hat eine so große Kapazität, daß er den Widerstand R_g bei Wechselspannungssignalen praktisch kurzschließt. Somit ist bei Wechselspannungen praktisch eine Kurzschlußverbindung zwischen der Klemme T-, dem Knotenpunkt 39 und dem Masseanschluß vorhanden. Da durch den Transistor Q₃ ein konstanter Strom fließt, bevirkt der Widerstand R_g einen Abfall der Gleichspannung. Die Dioden D₁ und D„ sind bei gleicher Polung in Reihe geschaltet, so daß sie durch die Gleichspannung zwischen den Klemmen T₁ und 39 so polarisiert werden, daß sie nicht leitfähig sind. Entsprechend sind die Dioden D₃ und D₄ bei gleicher Polung in Reihe geschaltet, und sie überbrücken den Widerstand R₉, so daß sie für die Gleichspannung an dem Widerstand Rg normalerweise nicht leitfähig sind. Daher leiten die Dioden D₁ bis D₄ den durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors Q₃ fließenden konstanten Strom nicht veiter, und der gesamte konstante Gleichstrom fließt durch den Widerstand R₉.

Wegen des geringen Wechselspannungsviderstandes des Kondensators Cc sind die Dioden D₁ und D„ praktisch gegensinnig gepolt, und dies gilt auch für die Dioden D₃ und D₄; daher arbeitet die Kompressionsschaltung 38 ähnlich vie die Kompressionsschaltung 15 nach Fig. 2, so daß die Wirkungsweise der Expansionsschaltung 41 derjenigen der Expansionsschaltung 34 nach Fig. 2 ähnelt. Nimmt man an, daß die Dioden D₁ und D₂ und auch die Dioden D₃ und D₄ von gleicher Art sind, werden die Widerstände R₁₁ und R_g auf eine Spannung vorgespannt, die zwischen den Spannungen an den Klemmen T- und 39

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liegt. Solange die Spannung an dem mit der Anode der Diode D₁ und der Kathode der Diode D₂ verbundenen Ende des Widerstandes R₁₁ innerhalb des einen hohen Widerstand bezeichnenden Teils der Kennlinien dieser Dioden verbleibt, wird das am Kollektor des Transistors Q₁ erscheinende Signal nicht komprimiert. Bei dem gerade genannten Spannungsbereich handelt es sich um den Bereich E ,, und nur dann, wenn die durch den Widerstand R^. an die Dioden D₁ und D₂ angelegte Spannung die Grenzen dieses Bereichs überschreitet, verringert sich der Widerstand einer dieser beiden Dioden, wodurch ein weiteres Ausschlagen der Spannung begrenzt wird.

Die durch den Widerstand R₁₁ an die Dioden D₁ und D₂ angelegte Spannung richtet sich nach der Wirkung des Kondensators C» und der Größe oder Xnderungsgeschwindigkeit bzw. der Frequenz des Signals am Kollektor des Transistors Q₁. Die nichtlineare Schaltung 38 ist für sehr niedrige Frequenzen unempfindlich, doch wenn die Frequenz zunimmt, verringert sich der wirksame Widerstand des Kondensators C₂, und die Dioden D₁ und D₂ rufen ihre nichtlineare Kompressionswirkung bei kleineren Werten der Spannung am Kollektor des Transistors Q₁ hervor.

Das Gleiche gilt für die Dioden D₃ und D₄ der Expansionsschaltung 41. Da jedoch die nichtlinear arbeitenden Elemente der Expansionsschaltung im Emitterkreis des Transistors Q₂ liegen, führt die Begrenzungswirkung, die auftritt, wenn die diesen Dioden durch den Widerstand R_Q zugeführte Spannung die Grenzen des Bereichs E , überschreitet, dazu, daß sich

wd

die Verstärkungswirkung des Transistors Q₂ vergrößert.

Die Vorspannschaltung für die Dioden D₁ bis D₄ ermöglicht es, auf Temperaturänderungen zurückzuführende Schwankungen der Diodenspannung V. zu kompensieren. Nimmt man an, daß die vier Dioden sämtlich gleichartig sind, ist der Spannungsabfall, der an dem Widerstand R_Q eintritt, wenn der konstante Strom I fließt, gleich der Spannung V, der beiden in Reihe geschalteten Dioden D₁ und D₂ bzw. D₃ und D₄. Es sei hier daran er-

ft 0 9 8 1 0 / 0 7 :■ M

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innert, daß die Spannung an de« Widerstand R_g der Polung in der Vorwärtsrichtung entgegengesetzt ist. Somit ist

Die Veränderung von V. in Abhängigkeit von der Temperatur ist derart, daß V. bei zunehmender Temperatur abnimmt. Somit

R₀ I λ V.

" 2 Λ T A T ^K '

Der Spannungsabiall an dem Widerstand R₁₀ ist gleich der Differenz zwischen der Spannung E- nach Fig. 7 und der Basis-Emitter-Spannung V. des Transistors Q₂ und läßt sich daher wie folgt ausdrücken:

¹O¹¹IO - ^El - ^Vbe ⁽³>

Unter der Annahme, daß E. konstant bleibt, ergibt sich die Änderungsgescbwindigkeit gegenüber der Temperatur auf beiden Seiten der Gleichung (3) wie folgt:

±±o_m ±\e ₍₄₎

^K10 Λ T "AT ^K '

Durch eine entsprechende Wahl der Beziehung zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R_g und R₁₀ kann man dafür sorgen, daß die Xnderungsgeschwindigkeit von V. gegenüber der Temperatur entgegengesetzt gleich der Xnderungsgeschwindigkeit von V. gegenüber der Temperatur ist. Somit gilt

fs AL» . _ _R ±ϊ

2 ΛΎ ^K10 2> T

R₉ - 2R₁₀ (6)

Besteht zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R_g und R₁₀ die durch die Gleichung (6) gegebene Beziehung, gilt

λ τ

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Aus der Gleichung (7) ist ersichtlich, daß die Veränderungen ▼on V^, die auf Änderungen der Umgebungstemperatur zurückzufahren sind, mit Hilfe des Transistors Q₃ kompensiert werden können, venn zwischen den Widerstandswerten der Widerstände Rg und R-_o die richtige Beziehung besteht·

Venn die Spannung an des Widerstand S_g durch Verstellen der Vorspannung der Gleichspannungsquelle B₁ variiert wird, ist es Beglich, den Schwellenpegel B^ der Kompressionsscbaltumg 15 zu regeln bzw. einzustellen. Da die Expansionsschaltung 41 ■it de· gleichen Widerstand R₉ und der Quelle 40 fOr einen konstanten Strom in der gleichen Weise arbeitet, kann auch der Schwellenpegel E^ bei der Expansionsschaltung geregelt werden.

Diese Fora der Temperaturkompensation, bei der lediglich der Widerstand R₀ so gewählt wird, daft sein Widerstandswert doppelt so groft ist wie derjenige des Widerstandes R₁Q* und bei der für die Aufzeichnung und die Wiedergabe die gleichen Schaltungselemente verwendet werden, verkleinert das Problem der Erzielung entgegengesetzt gleicher Wirkungen bei den Kompressions- und Expansionsschaltungen auf ein Minimum selbst dann, wenn die Umgebungstemperatur während des Aufnahmevorgangs eine andere ist als bei der Wiedergabe.

Bei den Ausführungsformen nach Fig. 2 und 7 wurde davon aasgegangen, daft es sich bei den über die Eingangsklemme 11 sagefahrten Videosignalen lediglich um Schwarz-Weift-Videosignale oder um die Helligkeitskomponente eines Farbfernsehsignal« handelt. Fig. 8 zeigt ein vollständiges System zum Aufnehmen und Wiedergeben von Farbfernsehsignalen, die sowohl Farbkomponenten als auch Helligkeitskomponenten enthalten; bei der Schaltung nach Fig. 8 sind Elemente, die anhand von Fig. 2 und 7 beschriebenen entsprechen, jeweils mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet. Bei der Anordnung nach Flg. 8 ist die Erfindung bei der Helligkeitskomponente des Farbfernsehsignal angewendet, um das FN-Rauschsignal und das auf das Nebensprechen gegenüber der Helligkeitskomponente zurttck-

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zuführende Störsignal zu beseitigen, während störende Signale, die auf die Nebensprechwirkung der Farbkoaponente zurückzuführen sind, dadurch ausgeschaltet werden, dafi die Farbkoaponente alt anderen Trägern in benachbarten Spuren aufgezeichnet wird.

Geaäfi Fig. 8 werden einer Eingangskieaae 11 Farbfernsehsignale zugeführt, zu denen Helligkelts- und Farbkoaponenteη gehören und die in Zellen-, Teilbild- und Bildintervalle unterteilt sind, wobei in jedea dieser Intervalle Austast- und Synchronisationsabschnitte vorhanden sind, über die Kleaae 11 werden die Farbfernsehsignale einea Tiefpaßfilter 42 zugeführt, das ia wesentlichen nur die Helligkeitskoaponente bzw. das Signal S zu einer autoaatischen Verstärkungsregelschaltung 12 gelangen läfit. Von der Schaltung 12 aus wird die Helllgkeitskoaponente einer Kleaaschaltung 13 zugeführt, die den Synchronisationsspitzenpegel der Helligkeitskoaponente auf einea festen Bezugsspannungspegel hält. Die so gekleaate Helligkeltskoaponente wird über eine Vorverzerrungsschaltung 14 einer Koapressionsschaltung 15 zugeführt, ua von letzterer aus zu einea Frequenzaodulator 16 zu gelangen, der eine Frequenzaodulation eines Trägers durchführt. Die Vorverzerrungsschaltung 14 und die Koapressionsschaltung 15 nach Fig. 8 ähneln vorzugsweise den entsprechend bezeichneten Teilen der Schaltungen nach Fig. 2 und 7. Von dea Modulator 16 aus gelangt die frequenzaodulierte Helligkeitskoaponente T^ über ein HochpaAfliter 43 zu einea Mischkreis 44.

Das Ausgangssignal der autoaatischen Verstärkungsregelschaltung 12 wird aufierdea über einen Kontakt eines Aufnahae- und Viedergabeschalters RP₁ einer Schaltung 45 zua Abtrennen des Vertikalsynchronisatlonsslgnals zugeführt. Dieses durch die Schaltung 45 von den eintreffenden Videosignalen abgetrennte Signal P wird einer Kippschaltung 46 zugeführt, die ein Steuersignal S_x. in Fora einer Rechteckwelle liefert. Dieses Signal wird einer Schaltung 47 zugeführt, alttels deren die durch den Frequenzaodulator 16 aodullerte Trägerfrequenz bei aufeinander folgenden Teilbildintervallen des Videosignals ua

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1/2 f_ verschoben wird, wie es in der eingangs genannten Patentanmeldung der Anmelderin beschrieben ist.

Die über die Eingangsklemme 11 züge führ ten Farbfernsehsignal gelangen ferner zu eines BandpaBfliter 48, das die Farbkomponente S. von des zusammengesetzten Farbfernsehsignal trennt und sie über eine automatische Farbregelschaltung 49 einem Frequenzwandler 50 zuführt, vo die Farbkomponente in ein Frequenzband überführt wird, das tiefer liegt als das Frequenzband der der Nischstufe 44 zugeführten frequenzmodulierten Helligkeitskomponente ^γιρ_Μ· Die ^so erhaltene Komponente S. wird von dem Frequenzwandler 50 aus über ein Tiefpaßfilter 51 einem anderen Eingang der Mischstufe 44 zugeführt, um dort mit der frequenzmodulierten Helligkeitskomponente zu einem zusammengesetzten Signal S vereinigt zu werden. Das Signal S wird einem Aufnähmeverstärker 17 zugeführt, dessen Ausgang über den Aufnahmekontakt R eines Aufnahme- und Viedergabeschalters RP₂ «it den drehbaren Wandlern 22 verbunden werden kann, mittels welcher die Signale auf einem Magnetband 23 längs paralleler geneigter Spuren aufgezeichnet werden.

Das Ausgangssignal der Kippschaltung 46 wird über einen Verstärker 52 einem Aufnahmekontakt R eines weiteren Aufnahme- und Viedergabeschalters RP₃ zugeführt, der bei seiner in Fig. 8 gezeigten Aufnahmestellung die resultierenden Steuersignale einem ortsfesten Wandler oder Kopf 53 zuführt, mittels dessen diese Signale längs des Randes des Magnetbandes 23 an in Abständen verteilten Punkten aufgezeichnet werden. Es sei bemerkt, daß diese mit Hilfe des ortsfesten Kopfes aufgezeichneten Steuersignale entsprechend der Aufzeichnung der Farbfernsehsignal auf dem Magnetband in miteinander abwechselnden Spuren aufgezeichnet werden, um eine Unterscheidung zwischen den Spuren zu ermöglichen, längs welcher die frequenzmodulierte Helligkeitskomponente mit der ersten oder zweiten Trägerfrequenz bzw. die Farbkomponente mit der ersten und der zweiten Trägerfrequenz aufgezeichnet wird, wie es im folgenden beschrieben ist.

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Das Steuersignal S aus der Kippschaltung 46 wird ferner bei einer Servoeinrichtung verwendet, um die Drehbewegung der Wandler 22 zu steuern. Gemäß Fig. 8 wird dieses Steuersignal einem Kontakt eines Aufnahme- und Viedergabeschalters RP₄ zugeführt, der das Steuersignal bei der Stellung nach Fig. 8 zu einem der Eingänge eines Phasenkomparator 54 gelangen läßt. Einem weiteren Eingang des Phasenkomparators werden Umdrehungsanzeigeimpulse eines Impulsgenerators 55 zugeführt, der der Welle 56 zum Drehen der Wandler 22 zugeordnet ist. Der Komparator 54 vergleicht die Phasen der Steuersignale S aus der Kippschaltung 46 und der Impulssignale des Generators 55, um ein entsprechendes Bremssteuer- oder Servosignal zu erzeugen, das über einen Verstärker 57 zu einer Servoschaltung 58 gelangt, mittels welcher nach Bedarf die durch eine Bremse 59 auf die Welle 56 aufgebrachte Bremskraft verkleinert oder vergrößert wird. Somit wird die Drehzahl der durch einen Motor 60 angetriebenen Wandler 22 so geregelt, daß die Wandler ihre Bewegung längs der zugehörigen Spuren des Hagnetbandes jeweils am Anfang der miteinander abwechselnden Teilbildintervalle der aufzuzeichnenden Farbfernsehsignale beginnen.

Die auf geregelte Weise verstärkte Helligkeitskomponente aus der Schaltung 12 wird gemäß Fig. 8 über den Aufnahme- und Wiedergabeschalter RP, auch einer Schaltung 61 zugeführt, mittels welcher die Horizontalsynchronisationssignale P. abgetrennt und einer Kippschaltung 62 zugeführt werden. Das der Kippschaltung 62 entnommene Steuersignal S. in Form einer Rechteckwelle weist aufeinander folgende hohe und niedrige Intervalle auf, von denen jedes einem Zeilenintervall H entspricht; dieses Signal wird einem Eingang einer Und-Schaltung 63 zugeführt, deren zweitem Eingang die Rechteckwelle bzw. das Signal S_r aus der Kippschaltung 46 zugeführt wird, zu dem aufeinander folgende hohe und niedrige Intervalle gehören, von denen jedes einem Teilbildintervall entspricht. Infolgedessen bleibt das Ausgangs- oder Steuersignal S der Und-Scbaltung 63 während jedes Teilbildintervalls, das längs der zugehörigen Spuren aufgezeichnet wird, auf einem niedrigen

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Vert, und es nimmt nur während jedes zweiten Zeilenintervalls Jedes längs der betreffenden Spuren aufgezeichneten Teilbildintervalls einen hohen Vert an. Bei der Aufnahme- und Wiedergabevorrichtung nach Fig. 8 wird das Ausgangsoder Steuersignal S^ der Und-Schaltung 63 verwendet, um die Festlegung verschiedener Träger für die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S. zu steuern, die in einander unmittelbar benachbarten Spuren aufgezeichnet werden sollen, wobei sich diese Träger bezüglich ihrer Polaritätscharakteristiken unterscheiden, wie es in den US-PSen 3 925 910, 4 007 482 und 4 007 484 beschrieben ist.

Zu der Schaltung zur Frequenzwandlung der Farbkomponente S. und sum Erzeugen der verschiedenen Träger, mittels welcher die der Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente längs einander unmittelbar benachbarter Spuren aufgezeichnet wird, gehört gemäA Flg. 8 ein spannungsgeregelter Oszillator 64, der ein Ausgangssignal S_Q mit einer Mittenfrequenz von z.B. 44 f_H liefert. Das Ausgangssignal des Oszillators 64 wird einem Frequenzteiler 65 zugeführt, der das Signal durch 44 teilt und dessen Ausgangssignal einem Komparator 66 zugeführt wird, der auch die abgetrennten Horizontalsynchronisationssignale Pj₁ der Trennstufe 61 empfängt. Der Komparator 66 vergleicht die Frequenz des Ausganges!gnals des Frequenzteilers 65 mit der Frequenz f„ der abgetrennten Horizontalsynchronisa ti onssigna Ie P. , und bei jeder Abweichung zwischen diesen Frequenzen führt er eine entsprechende Steuerspannung dem spannungsgeregelten Oszillator 64 zu, damit das Ausgangssignal S. automatisch auf der Frequenz von 44 f„ gehalten wird, ο η

Das Signal S_Q wird einem Frequenzwandler 67 zugeführt, wo dieses Signal einer Frequenzwandlung durch ein Signal S unterzogen wird, das einem spannungsgeregelten Oszillator 68 entnommen wird, bei dem die Mittenfrequenz f^ - 1/4 f_ ._ trägt, wobei f_± die ursprüngliche oder normale Trägerfrequenz der Farbkomponente S₁ des aufzuzeichnenden Farbfernsehsignal bezeichnet. Das Ausgangssignal des Frequenzwandlers 67 wird

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eines Transformator 69 zugeführt, zu dem eine mit einem Mittelabgriff versehene Sekundärwicklung mit zwei Ausgängen + und - von entgegengesetzter Polarität gehören, an denen die Frequenzwandelsignale +S und -S erscheinen. Diese letzteren Signale sind von entgegengesetzter Phase oder Polarität und haben die Frequenz (^ + 44 i„ - 1/4 f„). Die beiden Frequenzvandelsignale werden über einen Schaltkreis 70 abwechselnd dem Frequenzwandler 50 zugeführt. Letzterer wird durch das Steuersignal S aus der Und-Schaltung 63 so gesteuert, daß das einer Frequenzwandlung unterzogene Signal +S dem Frequenzwandler 50 immer dann zugeführt wird, wenn das Steuersignal S_x einen niedrigen Vert hat, und daß das entsprechende Signal -S dem Frequenzwandler immer dann zugeführt wird, wenn das Steuersignal einen hohen Vert aufweist. Die dem Frequenzwandler 50 abwechselnd zugeführten Signale +S und -S bewirken, daß der Träger der Farbkomponente von seiner ursprünglichen Trägerfrequenz t_± auf eine relativ niedrigere Trägerfrequenz f_c - 44 f_fl - 1/4 f_fl gebracht wird. Infolgedessen hat die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S., die der Frequenzwandler 50 über das Sieb 51 dem Mischkreis 44 zuführt, ein niedrigeres Frequenzband als die frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y'yjj· Während der Intervalle, während welcher das Frequenzwandelsignal -S dem Frequenzwandler 50 zugeführt wird, wird die Polarität oder Phase des Trägers der einer Frequenzwandlung unterzogenen Farbkomponente S^ im Vergleich zur Phase oder Polarität dieses Trägers umgekehrt, welche während des Intervalls vorhanden ist, während dessen dem Frequenzwandler 50 das Frequenzwandelsignal +S zugeführt wird.

fts sei bemerkt, daß die Trägerfrequenz f der einer Frequenzwandlung unterzogenen Farbkomponente S, die nachstehende Gleichung befriedigt:

^fc * Ί ^fH <²" * ^{1} (8)}

Hierin ist m eine positive ganze Zahl. Im vorliegenden Fall, in dem f_fi - 44 f_fl - 1/4 f_fi, hat m in Gleichung (8) den Vert 88,

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Da die Trägerfrequenz der einer Frequenzwandlung unterzogenen Farbkomponente S. in der beschriebenen Weise gewählt ist, wird die zweite Harmonische des Trägers der Farbkomponente nach der Frequenzwandlung mit der Helligkeitskomponente verschachtelt, um eine Schwebungsinterferenz zwischen diesen Komponenten zu verhindern. Wegen der Vermeidung einer solchen Schwebungsinterferenz kann die Farbkomponente nach der Frequenzwandlung im Vergleich zur Amplitude der frequenzmodulierten Helligkeitskomponente mit einer relativ großen Amplitude aufgezeichnet werden, so daß bei der Farbkomponente ein guter Rauschabstand erzielt wird, wie es in der US-PS 3 730 983 beschrieben ist.

Die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S . und die einer Frequenzmodulation unterzogene Helligkeitskomponente ^Y'fM ^{werden in der} Mischstufe 44 mit der einer Frequenzwandlung unterzogenen Farbkomponente gemischt, um eine Amplitudenmodulation der frequenzmodulierten Helligkeitskomponente zu bewirken, so daß man das zusammengesetzte Signal S erhält· Letzteres wird über den Verstärker 17 und den in seine Aufnahmestellung gebrachten Aufnahme- und Wiedergabeschalter RP₂ den Wandlern 22 zugeführt, um das Signal längs der aufeinander folgenden parallelen Spuren auf dem Magnetband 23 aufzuzeichnen.

Die Drehzahl des Motors 71 zum Antreiben einer Bandantriebsrolle 72 wird durch eine Servoschaltung 73 geregelt, der eine Steuerspannung E„ zugeführt wird.

Die Aufnahme- und Wiedergabeschalter RP₁ bis RP₄ sind so miteinander gekuppelt, daß sie gemäß Fig. 8 gleichzeitig aus der Aufnahmestellung in die Wiedergabestellung gebracht werden, bei der der bewegliche Kontakt jedes dieser Schalter an einem zugehörigen Wiedergabekontakt P anliegt. Im Wiedergabeteil des Geräts ist der Wiedergabekontakt P des Schalters RP mit einem Hochpaßfilter 74 und einem Tiefpaßfilter 75 verbunden, so daß diesen Filtern die Signale zugeführt werden, die abwechselnd durch die Wandler 22 aus den aufeinander

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folgenden parallelen Spuren des Magnetbandes 23 wiedergegeben werden. Die Filter 74 und 75 trennen jeweils die frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y¹™, und die einer

Γ rl

Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S. von den wiedergegebenen Signalen. Die von den wiedergegebenen Signalen getrennte frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y'_FM wird über einen Verstärker 31 und einen Begrenzer 32 einem Frequenzdemodulator 33 zugeführt, der eine demodulierte Helligkeitskomponente S' liefert.

Da bei der frequenzmodulierten Helligkeitskomponente Y*

FM

die Trägerfrequenz um 1/2 f„ verschoben wurde, um das Auf-

zeichnen längs aufeinander folgender Spuren auf dem Magnetband 23 zu ermöglichen, wird die demodulierte Helligkeitskomponente S< aus dem Demodulator 33 direkt einem Gleichspannungspegel-Ausgleichs- oder -Kompensationskreis 76 zugeführt, der durch das Signal S der Kippschaltung 46 gesteuert wird, um aus der demodulierten Helligkeitskomponente die Gleichspannungsschwankungen auszuschalten, die der Frequenzdifferenz von 1/2 f„ zwischen den auf den benachbarten Spuren aufgezeichneten Trägern der frequenzmodulierten Helligkeitskomponente entsprechen. Die bezüglich des Gleichspannungspegels kompensierte Helligkeitskomponente wird über eine Signalaufbereitungsschaltung 77 mit der Expansionsschaltung 34 oder 41 und der linearen Nachentzerrungsschaltung 35 einem Eingang einer Mischstufe 78 zugeführt. Hierbei ist angenommen, daß wegen der Gleichspannungspegelkompensation in der Schaltung 76 die Helligkeitskomponente nach der nichtlinearen Nachentzerrung in der Schaltung 77 einen Synchronisationsspitzenpegel aufweist, der wieder dem Synchronisationsspitzenpegel der ursprünglichen Videosignale entspricht, wobei wiederum der ursprüngliche Unterschied zwischen dem Synchronisationsspitzenpegel und dem Weißwert vorhanden ist.

Die durch das Filter 75 von den wiedergegebenen Signalen getrennte, einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S. wird über eine automatische Farbregelschaltung 79 einem

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Frequenzrttckwandler 80 zugeführt, der abwechselnd die Frequenzwandelsignale +S und -S aus de« Schaltkreis 70 aufnint, und mittels dessen der Träger der viedergegebenen Farbkomponente S. wieder in die ursprüngliche Trägerfrequenz f_A zurttckverwandelt wird. Die so gewonnene Farbkoaponente S¹, wird nach der Frequenzrückumwandlung durch ein Kammfilter 81 geleitet, wo auf eine noch zu erläuternde Veise Färb» komponenten von Nebensprechsignalen ausgelöscht oder unterdrückt werden, so daß nur die Farbkomponente C der Videosignale, die durch einen der Wandler 22 aus einer bestimmten Spur des Magnetbandes 23 wiedergegeben werden, über einen Verstärker 82 zu der Mischstufe 78 gelangen, um dort mit der Helligkeitskomponente S vereinigt zu werden, so daft an einer Ausgangsklemme 83 die gewünschten wiedergegebenen Videosignale erscheinen.

Gemäft Fig. 8 wird das Ausgangssignal des Kammfilters 81 außerdem über einen Verstärker 84 einem Impuls- oder Stoftgatter 85 zugeführt, das der zurückverwandelten Farbsignalkomponente S¹ _A Impulssignale entnimmt und sie einem Eingang eines Phasenkomparators 86 zuführt. GemäA Fig. 8 liefert ein Oszillator 87 ein Ausgangssignal mit der ursprünglichen Trägerfrequenz f^ für die Farbkomponente, und dieses Signal wird einem zweiten Eingang des Komparators 86 zugeführt. Der Ausgang des Phasenkomparators 86 ist mit einem Wiedergabekontakt P eines Schalters RP₅ verbunden, der ebenfalls mit den Aufnahme- und Wiedergabeschaltern RP₁ bis RP₄ gekuppelt ist, damit bei der Wiedergabe das Ausgangssignal des Phasenkomparators 86 als Steuerspannung dem spannungsgeregelten Oszillator 68 zugeführt wird. Jeder Phasenunterschied zwischen den Impulssignalen, die der zurückverwandelten Farbkomponente durch das Gatter 85 entnommen werden, und dem Ausgangssignal des Oszillators 87 veranlaftt den Komparator 86, dem spannungsgeregelten Oszillator 68 eine Steuerspannung zuzuführen, durch welche die erforderliche Änderung der Phase der Frequenzwandlungssignale +S und -S herbeigeführt wird» um eine automatische Phasenregelung zu bewirken, damit ein

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Zittern des Bildes vermieden wird, das mittels einer Kathodenstrahlröhre in Abhängigkeit von den an der Ausgangsklemme 83 erscheinenden Farbfernsehsignalen erzeugt wird.

Beim Wiedergabebetrieb wird das Steuersignal S für den Schaltkreis 70 wiederum der Und-Schaltung 63 in Abhängigkeit von den Steuersignalen S und S. der Kippschaltungen 46 und 62 entnommen. Jedoch werden bei der Wiedergabe die wiedergegebenen Videosignale aus dem Mischkreis 78 über den Wiedergabekontakt P des Aufnahme- und Wiedergabeschalters RP₁ den Schaltungen 45 und 61 zum Abtrennen der Vertikal- und Horizontalsynchronisationssignale zugeführt, so daß die Kippschaltungen 46 und 62 jeweils durch die betreffenden Synchronisationssignale getriggert werden, die den wiedergegebenen Farbfernsehsignalen entnommen wurden. Ferner gibt beim Wiedergabebetrieb der ortsfeste Kopf 53 die aufgezeichneten Steuersignale wieder, mittels welcher die Spuren, bei denen die Trägerfrequenz aus dem Modulator 16 verschoben ist, von den Spuren unterschieden wird, bei denen keine Verschiebung vorhanden ist. Die durch den Kopf 53 wiedergegebenen Steuersignale werden einem Eingang des Phasenkomparators 54 über den Kontakt P des Aufnahme- und Wiedergabeschalters RP₃, einen Verstärker 88 und den Kontakt P des Aufnahme- und Wiedergabeschalters RP₄ zugeführt. Der andere Eingang des Phasenkomparators 54 empfängt wie zuvor die Umdrehungsanzeigeimpulse des Generators 55, so daß der Phasenkomparator ein geeignetes Steuersignal über den Verstärker 57 der Servoschaltung 58 zuführt, um die Bremse 59 zu veranlassen, die Drehgeschwindigkeit der durch den Motor 60 angetriebenen Wandler 22 zu regeln. Die beschriebene Servosteuerung gewährleistet beim Wiedergabebetrieb, daß jede der Spuren des Magnetbandes 23 jeweils durch den gleichen Wandler 22 abgetastet wird, der beim Aufzeichnen der Videosignale benutzt wurde.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Aufnahme- und Wiedergabevorrichtung im einzelnen erläutert.

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Während der Aufnahme wird die Frequenzverschiebungsschaltung 47 durch das Steuersignal S aus der Kippschaltung 46 so gesteuert, daß der gewünschte Unterschied von 1/2 f_fl zwischen den Trägerfrequenzen, mit denen die frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y'ρ»· auf miteinander abwechselnden Spuren des Magnetbandes 23 aufgezeichnet wird, herbeigeführt wird. Die frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y'_FM des zusammengesetzten Signals S , das durch die Wandler 22 auf einander benachbarten Spuren des Magnetbandes 23 aufgezeichnet wird, hat in den betreffenden Spuren unterschiedliche Trägerfrequenzen, die frequenzmäfiig miteinander verschachtelt sind.

Ferner wird beim Aufnahmebetrieb die Farbkomponente S., die von den eintreffenden Farbfernsehsignalen getrennt worden ist und die Ursprungs- oder Standardträgerfrequenz f₁ auf-

; weist, durch den Frequenzwandler 50 nach Fig. 8 mit Hilfe

, des Frequenzumwandlungssignals +S oder -S aufbereitet, so ; daß man nach der Frequenzwandlung Farbkomponenten S. zur Ver-

j J

j fügung hat, die in einem tieferen Band liegen als die fre- ! quenzmodulierte Helligkeitskomponente Y'_Blf, mit der diese

rn

Komponenten in der Mischstufe 44 kombiniert werden, um das

j zusammengesetzte Signal S_n zu gewinnen, das durch die Wandler

ι c

22 abwechselnd in aufeinander folgenden Spuren auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet wird. Die abwechselnde Zufuhr der Frequenzumwandlungssignale +S und -S zu dem Frequenzwandler 50 wird durch den Schaltkreis 70 bestimmt, der durch das Signal S aus der Und-Schaltung 63 gesteuert wird. Da die Frequenz-Umwandlungssignale von entgegengesetzter Phase oder Polarität , sind, besteht ihre Wirkung bei dem Frequenzwandler 50 darin, dad die resultierende, einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S . mit zugehörigen Trägern C_ft und -C_a versehen wird, die sich auf ähnliche Weise bezüglich ihrer Phase oder Polarität unterscheiden. Wegen der beschriebenen Form des

Steuersignals S wird während jedes durch einen der Wandler ' 22 aufgezeichneten Teilbildintervalls das Umwandlungssignal +S dem Frequenzwandler 50 ständig zugeführt, so daft die aufeinander folgenden Zeilenintervalle jedes Teilbildintervalls,

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das durch den betreffenden Wandler auf miteinander abwechselnden Spuren auf dem Magnetband 23 aufgezeichnet wird, mit einem Träger der gleichen Polarität versehen wird. Während der aufeinander folgenden Zeilenintervalle jedes Teilbildintervalls, das durch den anderen Wandler 22 in den übrigen Spuren, d.h. jeder zweiten Spur, aufgezeichnet wird, werden die Frequenzumwandlungssignale dem Frequenzwandler 50 abwechselnd zugeführt, so daß die aufeinander folgenden Zeilenintervalle jedes Teilbildintervalls, das durch den zweiten Wandler aufgezeichnet wird, abwechselnd mit den Trägern C und -C von entgegengesetzter Polarität aufgezeichnet wird.

Beim Wiedergabebetrieb werden Signale, die durch die beiden Wandler 22 abwechselnd den aufeinander folgenden Spuren des Magnetbandes 23 entnommen werden, über den Schalter RP₂ den Filtern 74 und 75 zugeführt, die von den wiedergegebenen Signalen die frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y¹™* bzw. die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente S. trennen. Die Drehgeschwindigkeit der Wandler 22 wird dadurch geregelt, daß die durch den ortsfesten Kopf 53 wiedergegebenen Steuersignale auf dem Magnetband mit den Drehungsanzeigesignalen des Generators 55 verglichen werden, so daß die Signale, die auf dem Magnetband mittels eines der Wandler 22 aufgezeichnet worden sind, durch den gleichen Wandler wiedergegeben werden. Wegen dieser Servoregelung der Drehbewegung der Wandler bei der Wiedergabe haben das Steuersignal S , das die Gleichspannungspegel-Korrekturschaltung 71 steuert, und das Steuersignal S_x aus der Und-Schaltung zum Steuern des Schaltkreises 70 die gleiche Beziehung zur jeweiligen Arbeitsstellung der Wandler 22 wie beim Aufnahmebetrieb.

Die von den wiedergegebenen Signalen getrennte frequenzmodulierte Helligkeitskomponente Y'_u wird durch den Frequenz-

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demodulator 33 demoduliert, so dafl man die demodulierte Helligkeitskomponente S'y erhält, bei der Pegeländerungen auftreten, die den verschiedenen Trägerfrequenzen entsprechen,

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■it denen die frequenzaodulierte Helligkeitskoaponente Y¹™« auf einander benachbarten Spuren des Nagnetbandes 23 aufgezeichnet wurde. Da jedoch das Steuersignal S der Gleichspannungspegelkoapensations- oder Korrekturschaltung 76 zugeführt wird, beseitigt letztere diese Pegeländerungen aus der deaodulierten Helligkeitskomponente, die de« Mischkreis 78 durch die nichtlineare Nachentzerrungsschaltung 77 zugeführt wird. Bei der Wiedergabe wird das Störsignal, das auf ein Nebensprechen bezüglich der Helligkeitskoaponente der Videosignale zurückzuführen ist, teilweise dadurch beseitigt« daß die frequenzaodulierte Helligkeitskoaponente ait verschiedenen Trägerfrequenzen in einander benachbarten Spuren aufgezeichnet wird, wobei sich diese Trägerfrequenzen ua (a + 1/2)F„ voneinander unterscheiden. Venn z.B. einer der

Wandler 22 eine Spur abtastet, weisen die dieser Spur entnoaaene frequenzaodulierte Helligkeitskoaponente, d.h. die Haupthelligkeitskoaponente, und die frequenzaodulierte Nebensprech-Helligkeitskoaponente, die gleichzeitig durch den gleichen Wandler bei einer benachbarten Spur wiedergegeben wird, zugehörige Trägerfrequenzen auf, die sich ua (a + l/2)Fg unterscheiden. Soait ist das Störsignal, das auf die Nebensprech-Helligkeitskoaponente zurückzuführen ist, frequenzaäftlg ait der Frequenz der wiedergegebenen Haupthelligkeitskoaponente verzahnt. Wird die von den wiedergegebenen Signalen getrennt· frequenzaodulierte Helligkeitskoaponente durch den Frequenzdeaodulator 33 deaoduliert, enthält die deaodulierte Helligkeitskoaponente S* die gewünschte Helligkeitskoaponente uad auBerdea das Störsignal ait der Frequenz (a + 1/2)F„, so daft das Störsignal bzw. das Rauschen während aufeinander folgender Horizontalintervalle der Videosignale bezüglich seiner Phase uagekehrt wird. Wenn die wiedergegebeneη Videosignal· über die Ausgangskleaae 83 einer Kathodenstrahlröhre zugeführt werden, ergibt sich die Tendenz, daft das voa Hebensprechen der Helligkeitskoaponente herrührende Störsignal auf dea BiIdschira optisch ausgelöscht wird.

Betrachtet aan die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkoaponente, wird ersichtlich, daft die Wirkung der Verwendung

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der gleichartigen Träger C_a und -C₀ von entgegengesetzter Phase oder Polarität bei aufeinander folgenden Zeilenintervallen oder Flächen jeder Spur bei der Aufzeichnung sit Hilfe der Wandler 22 darin besteht, daß ein neuer Träger C. geschaffen wird, zu de« Frequenzkomponenten gehören, die um 1/2 f„ versetzt bzw. mit den Frequenzkomponenten des Trägers C verzahnt sind, Bit denen die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente auf der nächstbenachbarten Spur aufgezeichnet wird, wie es in der US-PS 3 925 810 beschrieben ist.

Wenn bei der Wiedergabe einer der Wandler oder Köpfe 22 eine Spur auf dem Magnetband 23 abtastet, um die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente wiederzugeben, die mit dem Träger C aufgezeichnet worden ist, ist somit das unerwünschte Signal bzw. das Nebensprechsignal, das gleichzeitig von der nächstbenachbarten Spur wiedergegeben wird, bezüglich der Trägerfrequenz seiner einer Frequenzwandlung unterzogenen Farbkomponente frequenzmäftig mit dem Träger C verschachtelt.

Während der Wiedergabe wird der Schaltkreis 70 wiederum durch das Steuersignal S_x aus der Und-Schaltung 63 gesteuert, so dafi dem Frequenzrückwandler 80 während des Abtastens der Spuren durch die Wandler 22 ständig die in Frage kommenden Frequenzumwandlungssignale +S oder -S zugeführt werden. Während des Abtastens einer Spur durch einen der Wandler 22 bewirkt daher der Frequenzrückwandler 80, daß die Frequenz des Trägers C der gerade wiedergegebenen Farbkomponente wieder in die Ursprungs- oder Standardträgerfrequenz f. zurückverwändeIt wird, während die Frequenz des Trägers der Nebensprechfarbkomponente auf ähnliche Welse so verschoben wird, daft sie in der Mitte zwischen den Hauptseitenbändern des gewünschten Trägers liegt. Beim Abtasten einer Spur durch den anderen Wandler 22 verwandelt entsprechend der Frequenzrückwandler 80 die Frequenz des Trägers C_b der gerade wiedergegebenen Farbkomponente wieder in die Ursprungs- oder Standardfrequenz I^ zurück, während beim Träger der gerade wiedergegebenen Nebensprechfarbkomponente die Frequenz auf ähnliche Weise so verschoben wird,

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daß sie in der Mitte zwischen den Hauptseitenbändern des gewünschten zurückverwandelten Trägers liegt. Somit haben die zurückverwandelten Träger der Farbkomponente, die bei miteinander abwechselnden Teilbildintervallen wiedergegeben werden, beide die gleiche Trägerfrequenz f., während die Farbkomponente des unerwünschten Signals bzw. des Nebensprechens in diesem Fall in der Mitte zwischen den Hauptseitenbändern des gewünschten Trägers liegt und durch das Kammfilter 81 beseitigt werden kann, so daß man die gewünschte zurückverwandelte Farbkomponente C erhält, die keinerlei Nebensprechfarbkomponente mehr enthält.

Den Patentanwalt:

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

flJ Videosignal-Verarbeitungsschaltung mit einer Eingangsklemme zum Zuführen eines Videosignals, einer an die Eingangsklemme angeschlossenen Vorverzerrungseinrichtung zum Anheben mindestens eines Teils des Videosignals sowie einer Steuereinrichtung, dadurch gekennzeichnet , daft ein Kondensator (C₂, C₄) vorhanden ist, der die Steuereinrichtung mit der Vorverzerrungseinrichtung (Q₁, 14 bzw. Q₂, 35) verbindet, um die Grüfte des vorverzerrten Signals zu bestimmen, und daß zu der Steuereinrichtung einen nichtlinearen Widerstand aufweisende Einrichtungen (D₁, D₂ bzw. D₃, D₄) gehören, deren Widerstand relativ hoch ist, wenn das vorverzerrte Signal zwischen einem relativ niedrigen ersten Wert (E_d) und einem höheren zweiten Wert (E) liegt, und deren Widerstand relativ niedrig ist, wenn das vorverzerrte Signal unter dem ersten oder über dem zweiten Wert liegt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daft zu den einen nichtlinearen Widerstand aufweisenden Einrichtungen nur in einer Richtung leitfähige Halbleitervorrichtungen (D₁, D₂ bzw. D₃, D₄) gehören, die mit dem Kondensator in Reihe geschaltet sind.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daft zu den nur in einer Richtung leitfähigen Halbleitervorrichtungen erste und zweite Halbleitervorrichtungen (D₁, D„ bzw. D₃, D₄) gehören, von denen jede eine Widerstandscharakteristik hat, die einem relativ hohen Widerstand bei niedrigei

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geschaltet ist, daß ein zweiter Kondensator (C₅) alt des Widerstand parallelgeschaltet ist, so daß zwischen den Ausgangsklemmen ein Leitungsweg von niedrigem Wechselspannungswiderstand vorhanden ist, und daß die Spannung an dem Widerstand die Differenz zwischen den Ausgangsspannungen der ersten und der zweiten Spannungsquelle bestimmt.

10. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Vorverzerrungseinrichtung ein Verstärker gehört, bei dem ein Transistor (Q₁ bzw. Q₂) vorhanden ist, dessen Basis mit der Eingangsklemme (11) zum Aufnehmen der Videosignale verbunden ist, ferner eine erste stromführende Elektrode (Emitter oder Kollektor) und eine zweite stromführende Elektrode (Kollektor oder Emitter) sowie mit der ersten stromführenden Elektrode in Reihe geschaltete Schaltungselemente (R₂, R₃, C₁ bzw. R₅, Rg, C₃) zum Modifizieren des Frequenzgangs des Transistors.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zu den genannten Schaltungselementen ein erster Widerstand (R₃ bzw. Rg) gehört, der mit einem zweiten Kondensator (C₁ bzw. C₃) in Reihe geschaltet ist, und daß ein zweiter Widerstand (R₂ bzw. Re) nit der durch den Widerstand und den Kondensator gebildeten Reihenschaltung parallelgeschaltet ist, so daß eine Parallelschaltung mit der ersten stromführenden Elektrode (Emitter des Transistors Q₁ oder Kollektor des Transistors Q₂) und einer Klemme (Masse oder T₁) zum Zuführen einer festen Spannung in Reihe geschaltet ist.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste stromführende Elektrode der Kollektor des Transistors ist und daß zu der Schaltung eine mit dem Kollektor verbundene Ausgangsklemme für das verarbeitete Signal gehört.

13. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste stromführende Elektrode der Emitter des Transistors und die zweite stromführende Elektrode der Kollektor des Transistors ist.

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Werten des angelegten Signals und eine» relativ niedrigen Widerstand bei hohen Werten des angelegten Signals entspricht·

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daft die Halbleitervorrichtungen unter entgegengesetzter Polung parallelgeschaltet sind.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei den Halbleitervorrichtungen um erste Dioden (D₁, D₂) und zweite Dioden (D₃, D₄) handelt.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dad ait den Dioden ein Widerstand (R₄) zum Entladen des Kondensators (C₂) parallelgeschaltet ist.

7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zu den einen nichtlinearen Widerstand aufweisenden Einrichtungen eine nur in einer Richtung leitfähige erste Halbleitervorrichtung (D. bzw. D₃) gehört, die zwischen des Iondensator und einer Ausgangsklemme (T₁) einer ersten Spannungsquelle liegt und alt de» Kondensator und der Spannungsquelle in Reihe geschaltet 1st, sowie eine nur in einer Richtung leitfähige zweite Halbleitervorrichtung (D₂ bzw. D₄), die zwischen dem Kondensator (C₄) und einer Ausgangsklemme (39) einer zweiten Spannungsquelle (R₉, C₅, 40) liegt und alt diesen Elementen in Reihe geschaltet ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungspegel der zweiten Spannungsquelle niedriger ist als derjenige der ersten Spannungsquelle.

9. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daft eine Schaltung (40) zum Abgeben eines konstanten Stroms zwischen der Ausgangsklemme (39) der zweiten Spannungsquelle und einer gemeinsamen Klemme (Nasse) angeschlossen und so gepolt ist, daß der Ausgangsstrom der zweiten Spannungsquelle weitergeleitet wird, daß ein Widerstand (Rg) zwischen der Ausgangsklemme der ersten Spannungsquelle und der Ausgangsklemme der zweiten Spannungsquelle angeordnet und damit in Reihe

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-A-

14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß an den Kollektor des Transistors eine Ausgangsklemme (37) für das verarbeitete Signal angeschlossen ist.

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Kollektor des Transistors und einer Klemme (T₁) zum Zuführen einer festen Spannung ein dazwischen angeordneter Kollektorbelastungswiderstand (R₁) in Reihe geschaltet ist und daß zu der Steuereinrichtung der mit dem Belastungswiderstand parallelgeschaltete nichtlineare Widerstand gehört.

16. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem nichtlinearen Widerstand zwei parallelgeschaltete, entgegengesetzt gepolte Dioden (D₁, D„) gehören.

17. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem nichtlinearen Widerstand eine erste Diode (D₁) gehört, die an eine erste Klemme (T₁) angeschlossen ist, an der eine relativ feste erste Spannung liegt, wobei die erste Diode so gepolt ist, daß sie normalerweise nicht leitfähig ist, jedoch mit Ausnahme eines Ansprechens auf übermäßige erste Signalauswanderungen in einer bestimmten Richtung, und daß eine zweite Diode (D₂) an eine zweite Klemme (39) angeschlossen ist, an der eine zweite relativ feste Spannung liegt, die niedriger ist als die erste relativ feste Spannung, und daß die zweite Diode so gepolt ist, daß sie normalerweise nicht leitfähig ist, jedoch mit Ausnahme eines Ansprechens auf übermäßige zweite Signalauswanderungen in einer der zuerst genannten Richtung entgegengesetzten Richtung.

18. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (40) zum Abgeben eines konstanten Stroms vorhanden ist, daß ein dritter Widerstand (Rg) ^mit dieser Schaltung zwischen der ersten Klemme (T₁) und einer dritten Klemme (Masse) zum Anlegen einer dritten relativ festen Spannung in Reihe geschaltet ist, daß der Knotenpunkt zwischen dem dritten Widerstand und der einen konstanten Strom liefernden Schaltung die zweite Klemme (39) bildet und daß mit dem

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dritten Widerstand ein dritter Kondensator (C₅) parallelgeschaltet ist, der dem Videosignal einen geringen Widerstand entgegensetzt.

19. Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß zu der einen konstanten Strom liefernden Schaltung (40) ein zweiter Transistor (Q₃) gehört, dessen Kollektor mit dem genannten Knotenpunkt (39) verbunden ist, ferner ein vierter Widerstand (R₁₀)' ^{der zwischen dem} Emitter des zweiten Transistors und der dritten Klemme (Masse) liegt und damit in Reihe geschaltet ist, sowie eine mit der Basis des zweiten Transistors verbundene Basisvorspannungsquelle (E-).

20. Schaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des dritten Widerstandes (Rg) annähernd doppelt so hoch ist wie der Widerstandswert des vierten Widerstandes (R₁₀).

21. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daft ein dritter Widerstand zwischen dem Emitter des Transistors und einer Klemme (T₁) zum Anlegen einer relativ festen Spannung liegt und damit in Reihe geschaltet ist und daft zu der Steuereinrichtung der nichtlineare Widerstand gehört, der mit dem zuerst genannten Kondensator in Reihe geschaltet ist, um eine mit dem dritten Widerstand (R₉) parallelgeschaltete Reihenschaltung zu bilden.

22. Schaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daft zu dem nichtlinearen Widerstand zwei parallelgeschaltete, entgegengesetzt gepolte Dioden (D₃, D₄) gehören.

23. Schaltung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem nichtlinearen Widerstand eine erste Diode (D₃) gehört, die so gepolt ist, daß sie normalerweise nicht leitfähig ist, jedoch mit Ausnahme eines Ansprechens auf übermäßige erste Signalauswanderungen in einer bestimmten Richtung, und daß mit dieser ersten Diode eine zweite Diode (D₄) in Reihe geschaltet ist, so daß eine Diodenreihenschaltung

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vorhanden ist, wobei die zweite Diode so gepolt ist, daß sie normalerweise nicht leitfähig ist, jedoch mit Ausnahme eines Ansprechens auf übermäßige zweite Signalauswanderungen in einer der genannten Richtung entgegengesetzten Richtung.

24. Schaltung nach Anspruch 23, gekennzeichnet durch eine Schaltung (40) zum Abgeben eines konstanten Stroms, einen vierten Widerstand (Rg), der mit dieser Schaltung in Reihe geschaltet ist, um an die Diodenreihenschaltung eine konstante Spannung anzulegen, sowie durch einen mit dem vierten Widerstand parallelgeschalteten dritten Kondensator (C₅), der dem Videosignal einen geringen Widerstand entgegensetzt.

25. Schaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Schaltung (40) zum Abgeben eines konstanten Stroms ein zweiter Transistor (Qo) gehört, dessen Kollektor mit dem genannten Knotenpunkt (39) verbunden ist, ferner ein zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und der dritten Klemme liegender, damit in Reihe geschalteter fünfter Widerstand (R₁₀) sowie eine an die Basis des zweiten Transistors angeschlossene Basisvorspannungsquelle (E₁).

26. Schaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des vierten Widerstandes (Rg) annähernd doppelt so hoch ist wie derjenige des fünften Widerstandes (R-q).

27. Videosignal-Verarbeitungsschaltung mit einer Eingangsklemme zum Zuführen eines Videosignals sowie einer Ausgangsklemme zum Abgeben eines vorverzerrten Videosignals, gekennzeichnet durch eine Signalverstärkungsvorrichtung (Q₁ bzw. Qn) nit einer Eingangselektrode sowie einer ersten und einer zweiten stromführenden Elektrode, eine erste Einrichtung (ohne Bezugszeichen bzw. 11 bis 33) zum Verbinden der Eingangselektrode mit der Eingangsklemme, einen an die erste stromführende Elektrode angeschlossenen Widerstand (R₁ bzw. R₅) sowie nichtlineare, frequenzempfindliche Kompensationseinrichtungen, die mit dem Widerstand

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parallelgeschaltet sind, und zu denen ein Kondensator (C₂ bzw. C₄) sowie eine erste und eine zweite Diode (D₁, D₂ bzw. D₃₁ D₄) gehören, die entgegengesetzt gepolt und jeweils alt dem zugehörigen Kondensator in Reihe geschaltet sind, um die Amplitude hochfrequenter Komponenten von eine große Amplitude aufweisenden Komponenten des zugeführten Videosignals auf andere Weise zu modifizieren als die Amplitude von eine kleine Amplitude aufweisenden Komponenten des zugeführten Videosignals, die durch die Verstärkungseinrichtung verstärkt werden.

28. Schaltung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die entgegengesetzt gepolten Dioden miteinander parallel"· geschaltet sind.

29. Schaltung nach Anspruch 28, gekennzeichnet durch einen mit den Dioden parallelgeschalteten Widerstand R₄ zum Entladen des Kondensators Cg.

30. Schaltung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (40) zum Abgeben eines konstanten Stroms vorhanden ist, daß ein zweiter Widerstand (R_g) mit dieser Schaltung in Reihe geschaltet ist, so daß der konstante Strom an dem zweiten Widerstand eine konstante Spannung erzeugt, daß die Dioden eine Diodenreihenschaltung bilden, die mit den Enden des zweiten Widerstandes verbunden und so gepolt ist, daß sie für die Spannung an dem zweiten Widerstand nicht leitfähig ist, und daß mit dem zweiten Widerstand ein zweiter Kondensator (C₅) parallelgeschaltet ist, der im Vergleich zu dem zweiten Widerstand den Videosignalen einen kleinen Widerstand entgegensetzt.

31. Schaltung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Schaltung (40) zum Abgeben eines konstanten Strome ein von einem konstanten Strom durchflossener Transistor (Q₃) gehört,dessen Emitter mit dem genannten Knotenpunkt (39) zwischen der zweiten Diode und dem zweiten Widerstand verbunden ist, daß ein dritter Widerstand (R₁₀) »it dem Emitter des von einem konstanten Strom durchflossenen Transistors in

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Reihe geschaltet ist und daß mit der Basis dieses Transistors eine Basisvorspannungsquelle (E.) verbunden ist.

32. Schaltung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des zweiten Widerstandes (Rq) doppelt so groß 1st wie derjenige des dritten Widerstandes (R₁₀)·

33. Schaltung nach Anspruch 27, gekennzeichnet durch einen an die Verstärkungseinrichtung angeschlossenen Frequenzmodulator (16) zum Gewinnen nichtlinear vorverzerrter Signale, mittels welcher die Frequenz eines Trägers moduliert wird, um ein frequenzmoduliertes Signal zu erzeugen.

34. Schaltung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei den Signalen um die Helligkeitskomponenten von Farbfernsehsignalen handelt, die auch eine Farbkomponente enthalten, und daß zu der Schaltung ferner eine Einrichtung (50) gehört, die geeignet ist, die Frequenz der Farbkomponente so umzuwandeln, daß sich ein Frequenzband ergibt, welches tiefer liegt als dasjenige des frequenzmodulierten Signals, wobei eine Einrichtung (44) vorhanden ist, mittels welcher die einer Frequenzwandlung unterzogene Farbkomponente mit dem frequenzmodulierten Signal so kombiniert wird, daß ein zusammengesetztes Signal zum Aufzeichnen auf dem Aufzeichnungsträger entsteht.

35. Schaltung nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die Farbkomponente eine ursprüngliche Farbträgerfrequenz aufweist, daß zu der Einrichtung (50) zum Umwandeln der Frequenz der Farbkomponente ein Frequenzwandler gehört, dem die Farbkomponente mit ihrer ursprünglichen Farbträgerfrequenz zugeführt wird, und daß eine Einrichtung (67) vorhanden ist, die ein Frequenzumwandlungssignal erzeugt, das dem Frequenzwandler zugeführt wird, um diesen zu veranlassen, die ursprüngliche Farbträgerfrequenz in eine relativ niedrigere Farbfrequenz zu verwandeln.

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36. Schaltung nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß die ursprüngliche Farbtritgerfrequenz und die relativ niedrigere Farbträgerfrequenz der Farbkomponente frequenzmäßig miteinander sowie mit der Horizontalsynchronisations-Signalfrequenz des Videosignals verschachtelt sind.

37. Schaltung nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Harmonische der relativ niedrigeren Farbträgerfrequenz mit der Horizontalsynchronisations-Signalfrequenz der Videosignale frequenzmäßig verschachtelt ist.

38. Schaltung nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß die relativ niedrigere Farbträgerfrequenz der einer Frequenzwandlung unterzogenen Farbkomponente so gewählt ist, daß sie die folgende Gleichung erfüllt:

f_c - 1/4 f_H (2m - Di in der f die relativ niedrigere Farbträgerfrequenz, f„ die

C η

Horizontalsynchronisations-Signalfrequenz der Videosignale und m eine positive ganze Zahl bezeichnet.

39. Schaltung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei den Videosignalen um die Helligkeitskomponente von Farbfernsehsignalen handelt, zu denen eine Farbkomponente gehört, und die in Teilbildintervalle und innerhalb jedes Teilbildintervalls in eine vorbestimmte Anzahl von Zeilenintervallen unterteilt sind, welche innerhalb zugehöriger Flächen der aufeinander folgenden parallelen Spuren eines Aufzeichnungsmediums aufgezeichnet werden sollen, und daß Einrichtungen (64, 67, 68) vorhanden sind, die einen ersten Träger und einen sich davon unterscheidenden zweiten Träger für die Farbkomponente erzeugen, daß Trägerwähleinrichtungen (69, 70) vorhanden sind, mittels welcher abwechselnd der erste und der zweite Farbträger für die längs der Spuren aufzuzeichnende Farbkomponente gewählt wird, und daß Steuereinrichtungen (46, 62, 63) für die Trägerwähleinrichtungen vorhanden sind, die bewirken, daß die Farbkomponente mit dem ersten bzw. dem zweiten Farbträger auf einander unmittelbar benachbarten Spuren aufgezeichnet werden.

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40. Schaltung nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß sich der erste und der zweite Färbträger für die Farbkomponente bezüglich ihrer Polarität unterscheiden.

41. Schaltung nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daft die Polarität des ersten Farbträgers für die Farbkomponente während aufeinander folgender Zeilenintervalle der auf einer der Spuren aufzuzeichnenden Videosignale konstant ist und daft die Polarität des zweiten Farbträgers für die Farbkomponente jeweils nach einer vorbestimmten Anzahl der Zeilenintervalle der längs der nächstbenachbarten Spur aufgezeichneten Videosignale umgekehrt wird.

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