DE2730131C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Aufzeichnung von über ein bestimmtes Frequenzband sich erstreckenden Signalen mit einem sich ändernden Pegel gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 sowie eine Schaltungsanordnung zur Wiedergabe derart aufgezeichneter Signale.

Es ist allgemein bekannt, Informationssignale, insbesondere Videosignale, auf ein Magnetband oder einen anderen Aufzeichnungsträger derart aufzuzeichnen, daß parallele Spuren auf dem Aufzeichnungsträger mit Hilfe eines oder mehrerer Wandler abgetastet und dabei durch die Videosignale frequenzmodulierte Signale aufgezeichnet werden. In gleicher Weise werden umgekehrt zur Wiedergabe die aufgezeichneten Signale mittels entsprechender Wandler ausgelesen, frequenzdemoduliert und zur Wiederherstellung der ursprünglichen Signale verarbeitet.

Bei der Aufzeichnung derartiger frequenzmodulierter Signale in aufeinanderfolgenden parallelen Spuren, insbesondere Schrägspuren, können zwei die einwandfreie Wiedergabe wesentlich beeinträchtigende nachteilige Effekte auftreten.

Zunächst kann Hochfrequenzrauschen auftreten, wie das ganz allgemein bei frequenzmodulierten Signalen vorkommt.

Ein weiterer Nachteil tritt jedoch bei parallelen Spuren, insbesondere prallelen schrägen Spuren, auf, wobei dieser Nachteil besonders dann von wesentlicher Bedeutung ist, wenn zwischen benachbarten Spuren keine Abstände, die als Schutzband bezeichnet werden, vorhanden sind. Dieser Nachteil besteht in einem Übersprechsignal von den benachbarten Spuren. Das Ausmaß des Übersprechens ist dabei umgekehrt proportional zur Breite der Spuren, was im übrigen zur Folge hat, daß die Spurbreite unter einem bestimmten Wert nicht mehr verringert werden kann.

Bei der Aufzeichnung von Audiosignalen ist es bekannt, sogenannte Dolby-Unterdrückungssysteme zur Vermeidung des FM-Rauschens zu verwenden (vgl. Funk-Technik 1974, Nr. 17, S. 601-605; Funkschau 1971, Heft 18, S. 577-579). Insbesondere das sogenannte Dolby-B-System verwendet dabei eine nichtlineare Preemphasiseinrichtung, die eine Anhebung proportional zur Frequenz und eine Dämpfung proportional zum Pegel durchführt. Außerdem tritt bei derartigen Audio-Anwendungen das erwähnte Übersprech-Problem nicht auf.

Bei Anwendung des Dolby-Unterdrückungssystems zur Überwindung des Übersprech-Problems würde eine Erhöhung der Preemphasis zu einer sogenannten Übermodulation führen, wobei bei zu großer Übermodulation und anschließendem Kappen erhebliche Störungen bei der Wiedergabe von Videosignalen auftreten können. Zur Vermeidung könnte vielmehr daran gedacht werden, die Preemphasis auf der Aufzeichnungsseite zu verringern.

Zur Vermeidung des Übersprechens bei ohne Schutzband angeordneten parallelen Spuren ist es im Stand der Technik bekannt, für das Aufzeichnen und das Wiedergeben benachbarter Spuren Wandlerköpfe zu verwenden, deren Luftspalte unterschiedliche Azimutwinkel besitzen. Die sogenannten Azimutverluste erreichen dabei, daß das Übersprechen im Bezug auf den frequenzmodulierten Teil herabgesetzt wird, jedoch ist der Azimutverlust umgekehrt proportional zur Breite der Spuren, so daß bei großer Aufzeichnungsdichte, d. h. schmalen Spuren, das Übersprechen weiterhin ein wesentlicher Nachteil ist, insbesondere, wenn die in der benachbarten Spur aufgezeichneten Signale großen Pegel besitzen.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung der bekannten Art so weiterzubilden, daß zur Erreichung einer Wiedergabe mit hoher Wiedergabetreue sowohl Störungen aufgrund Übersprechen unterdrückt als auch unter Vermeidung einer Übermodulation FM-Rauschen verhindert ist.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Für die Wiedergabe von derart aufgezeichneten Signalen eignet sich die Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 3.

Die Erfindung wird durch die Merkmale der Unteransprüche weitergebildet.

Durch das Vorsehen zweier unterschiedlich bemessener, nichtlinearer Preemphasiseinrichtungen bzw. dazu komplementärer Deemphasiseinrichtungen auf der Wiedergabeseite, wobei beide im Hinblick auf sowohl das Frequenzverhalten als auch das Pegelverhalten ausgesucht sind, werden die beiden nachteiligen Effekte vermieden, und zwar ohne daß es zu Übermodulationen kommt.

Systemtheoretische Überlegungen (vgl. zum Beispiel Lueg, Grundlegende Systeme, Netzwerke und Schaltungen der Impulstechnik, 3. Auflage 1975, Vorlesungsmanuskript, Technische Hochschule Aachen) lassen zunächst vermuten, daß eine Parallelschaltung zum Erreichen einer additiven Wirkung zweckmäßig sei. Erst Untersuchungen der anmeldungsgemäßen Reihenschaltung bestätigten den erreichten Zweck. Zu erwähnen ist ferner, daß die Kaskadenschaltung von Preemphasisschaltungen an sich bekannt ist (US-PS 37 81 488), jedoch ist hieraus die unterschiedliche, nichtlineare Gestaltung nicht entnehmbar.

Die Erfindung wird anhand der in Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Aufzeichnungsseite eines Videogerätes mit einer erfindungsgemäßen Aufzeichnungs- Schaltungsanordnung,

Fig. 2 ausführlich eine konkrete Schaltungsanordnung der Aufzeichnungs-Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Wiedergabeseite eines Videogerätes mit einer Wiedergabeschaltungsanordnung gemäß der Erfindung,

Fig. 4 eine konkrete Ausführung einer Wiedergabeschaltungsanordnung gemäß Fig. 3,

Fig. 5A bis 10 Darstellungen von äquivalenten Vierpolnetzwerken sowie Kennlinien zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1, 2 bzw. 3, 4,

Fig. 11 schematisch die Charakteristiken des FM-Rauschsignals und des Übersprech-Störsignals, die durch die Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1, 2 bzw. 3, 4 beseitigbar ist,

Fig. 12A bis 12B Signalverläufe zur Erläuterung der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 13 eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4.

Eine Schaltungsanordnung 130 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 3 beschrieben, welche eine Aufzeichnungs- bzw. eine Wiedergabeschaltung zeigen. Anordnungen zur Steuerung der Drehung von Köpfen 31a und 31b und der Geschwindigkeit der Bewegung eines Bandes T als Aufzeichnungsträger sind von üblicher Art.

Die Aufzeichnungsschaltung gemäß Fig. 1 ist im wesentlichen von üblicher Art und unterscheidet sich von dieser in bezug auf eine Signalverarbeitungsschaltung 131 sowie in bezug auf eine Kompressionsschaltung 132. Auf ähnliche Weise unterscheidet sich, wie gezeigt, die in Fig. 3 gezeigte Wiedergabeschaltung von einer üblicher Art im wesentlichen in bezug auf eine Signalverarbeitungsschaltung 133. Die Verarbeitungsschaltung 131 und die Kompressionsschaltung 132 in der Aufzeichnungsschaltung und die Verarbeitungsschaltung 133 in der Wiedergabeschaltung sind vorgesehen, um im wesentlichen große und selektive Emphasis und Deemphasis der Signale zu ermöglichen, und zwar während des Aufzeichnungs- bzw. Wiedergabevorganges mit einer niedrigen oder Langspielbandgeschwindigkeit (Schalterstellung L), um das FM-Rauschsignal und das Störsignal infolge von Übersprechen von benachbarten Spuren in Signalen, die am Ausgang 64 erhalten werden, vollständiger zu eliminieren.

Wie in Fig. 1 gezeigt, werden während der Aufzeichnung mit der normalen Bandgeschwindigkeit (Schalterstellung N) in einem Verstärkungsregler 39 gesteuerte und in einer Klemmschaltung 40 geklemmte Videosignale der Kompressionsschaltung 132 durch eine lineare Preemphasisschaltung 41 über den Kontakt N des Schalters SW₂ zugeführt. Während der Aufzeichnung mit der niedrigen oder Langspielbandgeschwindigkeit bewirkt andererseits das Umschalten des Schalters SW₂ zum Kontakt L, daß die geklemmten Videosignale der Kompressionsschaltung 132 über die Signalverarbeitungsschaltung 131 zugeführt werden, welche, wie gezeigt, aufeinanderfolgend eine lineare Preemphasisschaltung 134, eine nichtlineare Kompressionsschaltung 135 und eine lineare Preemphasisschaltung 136 sowie eine lineare Preemphasisschaltung 137 aufweist. Wie nachfolgend näher beschrieben, haben die Preemphasisschaltung 134 und die Kompressionsschaltung 135 Charakteristiken, welche in Kombination bewirken, daß diese Schaltungen eine erste nichtlineare Preemphasiseinrichtung 130 bilden, welche insbesondere das FM-Rauschsignal verarbeitet. Die Preemphasisschaltungen 136 und 137 haben ferner Charakteristiken, wie nachfolgend näher beschrieben, welche, wenn mit der nichtlinearen Charakteristik der Kompressionsschaltung 132 kombiniert, bewirken, daß diese Schaltungen eine zweite nichtlineare Preemphasiseinrichtung 139 bilden, welche insbesondere das Übersprechstörsignal verarbeitet.

Eine zweckmäßige Schaltungsanordnung zum Bilden der Verarbeitungsschaltung 131 und der Kompressionsschaltung 132 wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben, in welcher der Schalter SW₂ zur Erleichterung der Beschreibung weggelassen ist. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 ist die Basis eines Transistors 140 mit einem Eingang 141 verbunden, welcher die geklemmten Videosignale von der Klemmschaltung 40 gemäß Fig. 1 empfängt. Der Kollektor des Transistors 140 ist mit einer Spannungszufuhr 142 über einen Widerstand 143 verbunden, während der Emitter des Transistors 140 über einen Widerstand 144 und parallel dazu über eine Reihenschaltung eines Kondensators 145 und eines Widerstandes 146 an Masse gelegt ist. Hierbei ist zu beachten, daß die Widerstände 144 und 146 und der Kondensator 145 die Preemphasisschaltung 134 bilden.

Der Kollektor des Transistors 140 ist, wie gezeigt, ferner mit der Spannungszufuhr 142 über einen Kondensator 147 und über Dioden 148a und 148b verbunden, welche antiparallel geschaltet sind, wobei ein Widerstand 149 zum Entladen des Kondensators 147 zwischen Spannungszufuhr 142 und die Verbindung des Kondensators 147 mit den Dioden 148a und 148b geschaltet ist. Hierbei ist zu beachten, daß der Kondensator 147, die Dioden 148a und 148b sowie der Widerstand 149 kombiniert sind und bilden die Kompressionsschaltung 135 gemäß Fig. 1.

Die Preemphasisschaltung 134, die durch die Widerstände 144 und 146 und den Kondensator 145 gebildet ist, kann durch das Vierpolnetzwerk gemäß Fig. 6A äquivalent dargestellt werden und dient zum Erhöhen des Verstärkungsfaktors des Transistors 140 für Hochfrequenzkomponenten der Videosignale. Die Preemphasisschaltung 134 kann somit beispielsweise mit einer Preemphasischarakteristik 134a gemäß Fig. 6B zum Auswählen geeigneter Werte für die Widerstände 144 und 146 und für den Kondensator 145 versehen sein. Der durch die Preemphasisschaltung 134 erhaltene Emphasisbetrag kann ausreichend groß sein um zu bewirken, daß der Transistor 140 an seinem Kollektor ein angehobenes Videosignal, mit Überschwingungen versehen, abgibt, wenn das Eingangsvideosignal an die Basis des Transistors 140 angelegt wird.

Die Kompressionsschaltung 135, welche mit dem angehobenen Signal gespeist und welche durch den Kondensator 147, die Dioden 148a, 148b und den Widerstand 149 gebildet ist, kann auf äquivalente Weise durch ein Vierpolnetzwerk dargestellt werden, wie in Fig. 7A gezeigt. Der Pegel des angehobenen Videosignals ist so gewählt, daß der Pegel zwischen den Weiß- und Synchronspitzpegeln des angehobenen Videosignals annähernd der Vorwärtsspannung der Dioden 148a bzw. 148b gleich ist. Da die beiden Dioden 148a, 148b innerhalb dieses Bereiches nichtleitend sind, sind somit die Komponenten des Videosignals, das am Kollektor des Transistors 140 erscheint, wobei sie innerhalb des Bereiches liegen, durch die Kompressionsschaltung 135 nicht verändert. Da jedoch der Kondensator 147 niedrige Impedanz in bezug auf die Überschwingungen dargestellt, bewirken diese, da sie sich über den Bereich hinaus erstrecken, daß die Dioden 148a und 148b durchgeschaltet werden. Infolgedessen nimmt der äquivalente Kollektorwiderstand des Transistors 140 ab, so daß der Verstärkungsfaktor des Transistors 140 entsprechend herabgesetzt wird. Infolgedessen hat die Kompressionsschaltung 135 eine Kompressionscharakteristik 135a in bezug auf die Frequenz, wie in Fig. 7B gezeigt, wenn Eingangspegel der Videosignale als Parameter verwendet werden, sowie die Kompressionscharakteristik 135b in bezug auf den Eingangspegel der Videosignale, wie in Fig. 7C gezeigt, wenn Frequenzen als Parameter verwendet werden. Aus den Kompressionscharakteristiken gemäß den Fig. 7B und 7C ist ersichtlich, daß das Ausmaß, auf welches die Kompressionsschaltung 135 die Komponenten des angehobenen Videosignals mit verhältnismäßig hoher Frequenz komprimiert, viel größer ist, wenn diese Hochfrequenzkomponenten auf einem hohen Pegel liegen, als wenn die Hochfrequenzkomponenten auf einem niedrigen Pegel liegen.

Die lineare Preemphasisschaltung 134 und die nichtlineare Kompressionsschaltung 135 sind somit kombiniert und bilden die erste nichtlineare Preemphasiseinrichtung 138, welche einen verhältnismäßig hohen Emphasisbetrag erreicht, um eine Verschlechterung des S/N-Verhältnisses im oberen Bereich des Frequenzbandes der frequenzmodulierten Videosignale zu vermeiden, wenn die Videosignale von der Verarbeitungsschaltung 131 den Träger in einem Frequenzmodulator 44 modulieren.

Weiterhin in bezug auf die in Fig. 2 gezeigte spezifische Schaltungsanordnung ist ersichtlich, daß das Ausgangssignal der Kompressionsschaltung 135 an die Basis eines Transistors 150 durch einen Transistor 151 gelegt wird, der einen Pufferverstärker bildet. Der Transistor 150 gehört, wie gezeigt, dem PNP-Typ an, im Unterschied von allen anderen Transistoren gemäß Fig. 2, welche dem NPN-Typ angehören. Der Emitter des Transistors 150 ist, wie gezeigt, mit der Spannungszufuhr 142 über einen Widerstand 152 und parallel zum letzteren über eine Reihenschaltung eines Widerstandes 153 und eines Kondensators 154 verbunden. Die Widerstände 152 und 153 und der Kondensator 154 sind kombiniert und bilden die Preemphasisschaltung 136 gemäß Fig. 1.

Der Kollektor des Transistors 150 liegt, wie gezeigt, ferner über einen Widerstand 155 an Masse und ist auch mit der Basis eines Transistors 156 verbunden. Der Kollektor des Transistors 156 ist über einen Widerstand 157 mit einem Ausgang 158 gekoppelt, der mit dem Modulationssignaleingang des Frequenzmodulators 144 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 156 liegt über einen Widerstand 159 und parallel dazu über eine Reihenschaltung eines Kondensators 160, einer Spule 161 und eines Widerstandes 162 an Masse. Die Widerstände 159 und 162, der Kondensator 160 und die Spule 161 sind mit dem Emitter des Transistors 156 verbunden und bilden so die Preemphasisschaltung 137 gemäß Fig. 1.

Die Preemphasisschaltung 136 kann durch das Vierpolnetzwerk der Widerstände 152 und 153 und des Kondensators gemäß Fig. 8 äquivalent dargestellt werden, wobei sie in derselben Art und Weise wie die Preemphasisschaltung 134 arbeitet. Die Preemphasisschaltung 136 ist jedoch so ausgebildet, daß sie eine Preemphasischarakteristik 136a (Fig. 10) hat, aus welcher ersichtlich ist, daß die Zeitkonstante der Preemphasisschaltung 136 wesentlich größer als die Zeitkonstante der Preemphasisschaltung 134 ist, wobei ferner der durch die Schaltung 136 erzielte Emphasisbetrag wesentlich geringer als der Emphasisbetrag ist, der durch die Schaltung 135 erzielt wird. Das heißt, die kritische Frequenz oder Grenzfrequenz der Preemphasischarakteristik 136a im Vergleich mit der Grenzfrequenz der Preemphasischarakteristik 134a der Schaltung 134 ist verhältnismäßig niedrig, so daß beispielsweise Frequenzen über 50 kHz in der Preemphasisschaltung 136 angehoben werden. In einem solchen Niederfrequenzbereich sind die Pegel des Videosignalspektrums verhältnismäßig groß, so daß der darin enthaltene Empfangsbetrag nicht übermäßig sein kann.

Die Preemphasisschaltung 137 kann durch das äquivalente Vierpolnetzwerk der Widerstände 159 und 162, des Kondensators 160 und eines Induktors 161 gemäß Fig. 9 dargestellt sein, wobei sie so bemessen sind, daß eine Preemphasischarakteristik 137a (Fig. 10) erhalten ist, welche eine wesentliche Emphasis nur für die Signalkomponenten in der Nachbarschaft einer Resonanzfrequenz f₀ gewährleistet, die z. B. einen Wert von 2 MHz hat.

Gemäß Fig. 2 ist die Kompressionsschaltung 132 mit dem Kollektor des Transistors 156 verbunden und weist einen Transistor 163 auf, der an seiner Basis mit einer Basisvorspannung versehen ist, die durch Teilung der Spannung, auch der Spannungszufuhr 142 mittels der Widerstände 164 und 165, bestimmt ist. Der Emitter des Transistors 163 liegt über einen Widerstand 166 an Masse, so daß die aus dem Transistor 163 und den Widerständen 164 bis 166 zusammengesetzte Schaltung eine Quelle konstanten Stromes bildet. Der Kollektor des Transistors 163 ist mit der Spannungszufuhr 142 über einen Widerstand 167 mit einem Kondensator 168 in Parallelschaltung dazu verbunden. Eine vorbestimmte Vorspannung für die Dioden 169a und 169b fällt somit am Widerstand 167 ab. Wie ferner gezeigt, ist ein Entladewiderstand 170a für die Diode 169a an die letztere angeschlossen, wobei die Diode 169a an ihrer Kathode mit der Spannungszufuhr 142 verbunden ist, während ihre Anode über einen Widerstand 171a und einen Kondensator 172 mit dem Kollektor des Transistors 156 verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist ein Entladewiderstand 170b an die Diode 169b angeschlossen, deren Anode mit dem Kollektor des Transistors 163 verbunden ist, während die Kathode der Diode 179b über einen Widerstand 171b und den Kondensator 172 mit dem Kollektor des Transistors 156 verbunden ist. In der Kompressionsschaltung 132 haben die Widerstände 170a und 170b die gleichen Werte, wobei auch die Widerstände 171a und 171b die gleichen Werte haben.

Die oben beschriebene Kompressionsschaltung 132, bei welcher der Kondensator 168 wirksam ist, um den Widerstand 167 in bezug auf den Wechselstrom kurzzuschließen, kann durch die äquivalente Vierpolwechselstromschaltung gemäß Fig. 5A dargestellt werden. Bei Gleichstrombetrachtung und da die Widerstände 170a und 170b gleich und auch die Widerstände 171a und 171b gleich sind, wird die Vorspannung an der Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 171a und 171b die Hälfte der Spannung sein, welche am Widerstand 167 gemäß Fig. 2 abfällt. Diese Vorspannung bestimmt die Wechselstromimpedanzcharakteristik der Dioden 169a und 169b in bezug auf den Eingangspegel der Videosignale. Die Arbeitsweise der Kompressionsschaltung 132 ist jener der zuvor beschriebenen Kompressionsschaltung 135 allgemein ähnlich. Insbesondere hat die Kompressionsschaltung 132 eine Verstärkungsfaktor-Frequenzcharakteristik für unterschiedliche Eingangssignalpegel, die durch die Kurven 132a in Fig. 5B dargestellt sind, während die Verstärkungsfaktor-Eingangssignalpegelcharakteristik der Kompressionsschaltung 132 für unterschiedliche Frequenzen durch die Kurven 132b in Fig. 5C dargestellt ist. Wie aus diesen Verstärkungsfaktor- Frequenz- und Verstärkungsfaktor-Eingangssignalpegelcharakteristiken ersichtlich, setzt die Kompressionsschaltung 132 den Verstärkungsfaktor des Transistors 156 herab, um das Videosignal, das an den Frequenzmodulator 44 angelegt ist, zu komprimieren, wenn sowohl die Frequenz als auch der Signalpegel des Videosignals hoch wird. Der Betrag der Kompression, die durch die Kompressionsschaltung 132 herbeigeführt ist, ist jedoch im Vergleich mit dem Betrag der Kompression durch die Kompressionsschaltung 135 verhältnismäßig klein, d. h., die Kompressionsschaltung 132 ist insbesondere dafür vorgesehen, nur Signale mit großen Amplituden zu dämpfen oder zu komprimieren. Infolgedessen kann die Kompressionsschaltung 132 anstelle einer üblichen Weiß-Dunkel-Begrenzerschaltung bei der Aufzeichnung mit normaler Bandgeschwindigkeit über eine übliche lineare Preemphasisschaltung 41 verwendet werden.

Aus Fig. 3 ergibt sich, daß in der Wiedergabeschaltungsanordnung eine Signalverarbeitungsschaltung 133 zur Verarbeitung des demodulierten Signals von einem üblichen Demodulator 62 bei der Wiedergabe von Videosignalen, die mit niedriger oder Langspielbandgeschwindigkeit aufgezeichnet sind und wiedergegeben werden, nacheinander aufweist eine Dehnungsschaltung 173, eine Deemphasisschaltung 174, eine Deemphasisschaltung 175, eine Dehnungschaltung 176, eine Deemphasisschaltung 177 und schließlich eine Gleichpegelkorrekturschaltung 71, wobei letztere übliche Bauart besitzt und mit dem L-Anschluß des Schalters SW₄ verbunden ist. Die Dehnungsschaltung 173 und die Deemphasisschaltungen 174 und 175 weisen Charakteristiken auf, die allgemein komplementär zu den Charakteristiken der Kompressionsschaltung 132 und der Preemphasisschaltungen 136 bzw. 137 sind und die zusammenwirken, um eine erste nichtlineare Deemphasiseinrichtung 178 zu bilden. Die Dehnungsschaltung 176 und die Deemphasisschaltung 177 haben Charakteristiken, die allgemein komplementär zu den Charakteristiken der Kompressionsschaltung 135 bzw. der Preemphasisschaltung 134 sind und die zusammenwirken, um eine zweite nichtlineare Deemphasiseinrichtung 179 zu bilden.

Fig. 4 zeigt eine konkrete Ausführungsform einer wiedergabeseitigen Verarbeitungsschaltung 133, wobei vom Frequenzdemodulator 62 über einen Eingang 180 empfangene demodulierte Videosignale der Basis eines Transistors 181 in Emitterschaltung zugeführt sind. Der Kollektor des Transistors 181 ist mit einer Spannungszufuhr 182 verbunden, während der Emitter des Transistors 181 über einen Widerstand 183 an Masse liegt und über einen Widerstand 184 mit der Basis eines Transistors 185 verbunden ist. Eine Trennschaltung 186 ist zwischen der Basis des Transistors 185 und Masse angeschlossen und durch einen Serienresonanzkreis aus einem Kondensator 187 und einer Spule 188 gebildet. Dieser Serienresonanzkreis besitzt eine Mittenfrequenz, die annähernd das Doppelte der Frequenz f₀ gemäß Fig. 10 ist, bei der die Preemphasisschaltung 137 einen relativ hohen Empasisbetrag erreicht. Beim gewählten Beispiel ist diese Mittenfrequenz zu etwa 4 MHz gewählt. Die Trennschaltung 186 bewirkt also die Dämpfung eines Trägerlecks im demodulierten Videosignal, das aufgrund der Nichtlinearität bei Magnetaufzeichungs- und -wiedergabesystemen auftritt und im wiedergegebenen Signal als zweite Harmonische des Aufzeichnungssignals vorkommt. Der Emitter des Transistors 185 liegt über einen Widerstand 189 an Masse, während der Kollektor des Transistors 185 mit der Spannungszufuhr 182 über einen Widerstand 190 sowie parallel hierzu über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 191 und einem Widerstand 192 verbunden ist. Die Widerstände 190, 192 und der Kondensator 191 bilden die Deemphasisschaltung 174, die mit dem Kollektor des Transistors 185 verbunden ist, und weisen eine Deemphasischarakteristik auf, die komplementär zu der Preemphasischarakteristik der Preemphasisschaltung 136 ist.

Der Emitter des Transistors 185 ist ferner über einen Kondensator 193 mit einem Ende eines Parallelresonanzkreises verbunden, der aus einer Spule 194, einem Widerstand 195 und einem Kondensator 106 gebildet ist und eine Trennschaltung 197 bildet. Das andere Ende des Parallelresonanzkreises ist über einen Widerstand 198a mit der Anode einer Diode 199a mit einem Entladewiderstand 200a, der daran angeschlossen ist, und über einen Widerstand 198b mit der Kathode der Diode 199b mit einem Entladewiderstand 200b, der daran angeschlossen ist, verbunden. Die Kathode der Diode 199a ist mit der Spannungszufuhr 182 und die Anode der Diode 199b ist mit dem Kollektor eines Transistors 201 verbunden. Der Kollektor des Transistors 201 ist ferner über einen Widerstand 202 mit der Spannungszufuhr 182 verbunden und der Emitter des Transistors 201 liegt über einen Widerstand 203 an Masse. Der hier gezeigte Kondensator 204 ist an den Widerstand 202 angeschlossen, während die Basis des Transistors 201 eine geeignete Basisvorspannung hat, die daran durch die Spannungsteilerwiderstände 205 und 206 gelegt ist, die zwischen Spannungszufuhr 182 und Masse geschaltet sind. Der Transistor 201 bildet eine Konstantstromquelle zur Erzeugung einer vorbestimmten Spannung am Widerstand 202, während Schwankungen in dem Vorwärtsspannungsabfall der Dioden 199a und 199b infolge von Temperaturschwankungen durch die zweckmäßige Bestimmung des Verhältnisses der Widerstandswerte der Widerstände 202 und 203 ausgeglichen werden können. Es ist ersichtlich, daß der Kondensator 193 und die Dioden 199a und 199b die Dehnungsschaltung 173 bilden, die mit dem Emitter des Transistors 185 verbunden ist und eine nichtlineare Dehnungscharakteristik hat, welche zur nichtlinearen Kompressionscharakteristik der Kompressionsschaltung 132 komplementär ist, wie zuvor unter Bezugnahme auf Fig. 5B und 5C beschrieben.

Bei dem beschriebenen Beispiel ist der Parallelresonanzkreis insbesondere zum Dämpfen von 2-MHz-Komponenten geeignet. Die Dioden 199a und 199b sind nichtleitend, wenn ein Videosignal verhältnismäßig niedrigen Pegels oder verhältnismäßig niedriger Frequenz an die Dehnungsschaltung 173 gelegt ist, wobei das Videosignal übertragen wird, ohne einer Dehnung seitens der Dehnungsschaltung 173 unterzogen zu werden und ohne Dämpfung durch die Trennschaltung 197. Wenn sich das von dem Demodulator 62 der Dehnungsschaltung 73 zugeführte demodulierte Videosignal in bezug auf Pegel und Frequenz erhöht, nimmt die Impedanz der Diode 199a oder 199b ab, wodurch der Verstärkungsfaktor des Transistors 185 erhöht wird, um den Dehnungsbetrag des Videosignals durch die Dehnungsschaltung 173 zu erhöhen. Dann werden darüber hinaus die Komponenten des Videosignals bei etwa 2 MHz reduziert oder wesentlich abgeschwächt in der Trennschaltung 197, wobei der Dämpfungsbetrag durch die Trennschaltung 197 dem Dehnungsbetrag durch die Dehnungsschaltung 173 im wesentlichen proportional ist. In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß der Dämpfungsbetrag seitens der Trennschaltung 197 entsprechend dem Anstieg des Pegels der Komponenten des Videosignals mit Frequenzen von etwa 2 MHz ansteigt. Mit anderen Worten wird die Trennschaltung 197 mit der Dehnungsschaltung 173 zum Unterdrücken deren Frequenzcharakteristik bei etwa 2 MHz kombiniert, wodurch die Unfähigkeit der Deemphasisschaltung 175 zum Erzeugen einer entsprechenden Dämpfung der Hochpegelkomponenten der demodulierten Videosignale bei etwa 2 MHz ausgeglichen wird.

Hierbei ist ferner zu beachten, daß der Widerstandswert des Widerstandes 198a vorzugsweise größer als jener des Widerstandes 198b ist, so daß die Vorspannung an der Verbindungsstelle der Widerstände 198a und 198b in der Dehnungsschaltung 173 von der Hälfte der Spannung am Widerstand 202 etwas verschoben ist, wenn die Dioden 199a und 199b nichtleitend sind. Die Vorspannung zur Diode 199a ist somit kleiner als die Vorspannung zur Diode 199b. Infolgedessen wird die Diode 198a bei einem niedrigeren Pegel als die Diode 198b leitend, so daß positive Überschwingungen in dem Videosignal mehr als die negativen Überschwingungen gedehnt werden. Dieser Unterschied zwischen den Pegeln, bei welchen die Dioden 198a und 198b leitend werden, wird angenommen, um einen Ausgleich für eine Eigenart der Videobandrecorder der Bauart zu erzielen, bei welcher zwei Drehköpfe zur Aufzeichnung und zur Wiedergabe eingesetzt werden, und bei welchen ferner das Videosignal für seine Aufzeichnung frequenzmoduliert und das wiedergegebene Signal dann frequenzdemoduliert wird. Wenn z. B. ein Impulssignal gemäß Fig. 12A an die Aufzeichnungsschaltung eines derartigen Videobandrecorders angelegt wird, so wird das Impulssignal in der Aufzeichnungsschaltung vorangehoben, um somit symmetrische positive und negative Überschwingungen zu haben, wie in Fig. 12B gezeigt. Daraufhin wird das vorangehobene Impulssignal mit Überschwingungen in der Aufzeichnungsschaltung gemäß Fig. 12C vor der Frequenzmodulierung auf einem geeigneten Träger komprimiert. Wenn das resultierende frequenzmodulierte Signal auf Magnetband aufgezeichnet und dann von dem Magnetband wiedergegeben wird, ist das obere Seitenband des frequenzmodulierten Signals nicht ganz übertragen, und zwar infolge der schmalen Übertragungsbandbreite des Videobandrecorders. Infolgedessen wird dann, wenn das aufgezeichnete frequenzmodulierte Signal wiedergegeben und dann frequenzmoduliert wird, das resultierende Impulssignal eine asymmetrische Wellenform haben, wie in Fig. 12D gezeigt, wobei die positiven Überschwingungen kleiner als die negativen Überschwingungen sind. Wie jedoch zuvor beschrieben, kann die Dehnungsschaltung 173 dann, wenn der Widerstandswert des Widerstandes 198a größer als der des Widerstandes 198b ist, mehr Emphasis den positiven Überschwingungen erteilen, als den negativen Überschwingungen, weshalb Videosignale am Ausgang 64 abgegeben werden können, die Wiedergaben der Videosignale mit hoher Wiedergabetreue sind, die ursprünglich am Eingang 38 (Fig. 1) angelegt worden sind.

Dieses Ergebnis kann gegebenenfalls auf ähnliche Weise erhalten werden, wenn die Kompressionsschaltung 132 in der Aufzeichnungsschaltung unterschiedliche Kompressionsbeträge in bezug auf die positiven bzw. negativen Überschwingungen erreicht.

Die Videosignale, nachdem sie der Dehnung und der Deemphasis durch die Schaltungen 173 und 174 unterzogen worden sind, werden von dem Kollektor des Transistors 185 der Basis eines NP-Transistors 207 zugeführt. Der Emitter des Transistors 207 ist über einen Widerstand 208 mit der Spannungszufuhr 182 verbunden, während der Kollektor des Transistors 207 über einen Widerstand 209 parallel dazu über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 210, einer Spule 211 und einem Widerstand 212 an Masse gelegt. Die Widerstände 209 und 212, der Kondensator 210 und die Spule 211, die mit dem Kollektor des Transistors 207 verbunden sind, bilden die Deemphasisschaltung 175 mit einer Deemphasischarakteristik, welche zu der Preemphasischarakteristik 137a (Fig. 10) der Preemphasisschaltung 137 im wesentlichen komplementär ist. Als Ergebnis der Dämpfung oder Abschwächung seitens der Trennschaltung 197 und der Deemphasis seitens der Deemphasisschaltung 175 liefert somit die erste nichtlineare Deemphasiseinrichtung 178 einen geeigneten großen Betrag von Deemphasis den Komponenten des wiedergegebenen Signals, welche einen relativ hohen Pegel und Frequenzen von etwa 2 MHz haben. Der Kollektor des Transistors 207 ist mit der Basis eines Transistors 213 verbunden, der einen Pufferverstärker bildet, wobei sein Emitter durch einen Kondensator 214 mit der Basis eines Transistors 217 verbunden ist, an welchen eine geeignete Basisvorspannung über Spannungsteilerwiderstände 215 und 216 angelegt ist, die zwischen die Spannungszufuhr 182 und Masse geschaltet sind. Der Emitter des Transistors 217 ist über einen Widerstand 218 an Masse gelegt, der durch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 226, einem Kondensator 219 und einer Parallelschaltung eines Widerstandes 221 für die Entladung des Kondensators 219 und Dioden 220a und 220b in antiparalleler Schaltung in Nebenschluß steht. Die obigen Elemente, welche mit dem Emitter des Transistors 217 verbunden sind, bilden die Dehnungsschaltung 176 mit Charakteristiken, welche zu den Charakteristiken der Kompressionsschaltung 135, die oben unter Bezugnahme auf die Fig. 7B und 7C beschrieben wurden, im wesentlichen komplementär sind.

Wie ferner in Fig. 4 gezeigt, ist der Kollektor des Transistors 217 mit der Spannungszufuhr 182 über einen Widerstand 222 mit einer Reihenschaltung aus einem Kondensator 223 und einem Widerstand 224 in Parallelschaltung mit dem Widerstand 222 verbunden, um somit mit dem letzteren die Deemphasisschaltung 177 mit einer Deemphasischarakteristik zu bilden, welche zur Preemphasischarakteristik 134a (Fig. 6B) der Preemphasischarakteristik 134 im wesentlichen komplementär ist. Die durch die Dehnungsschaltung 176 und die Deemphasisschaltung 177 gebildete zweite nichtlineare Deemphasiseinrichtung 179 hat somit eine nichtlineare Deemphasischarakteristik, welche zur nichtlinearen Preemphasischarakteristik der ersten Preemphasiseinrichtung 138 in der Aufzeichnungsschaltung gemäß Fig. 1 im wesentlichen komplementär ist. Der Kollektor des Transistors 217 ist schließlich mit einer Ausgangsklemme 225 verbunden, welche mit der Gleichstrompegelkorrekturschaltung 71 auf geeignete Weise verbunden ist.

Obwohl die nichtlinearen Deemphasischarakteristiken der Deemphasiseinrichtungen 178 und 179 in der Wiedergabeschaltung oben als im wesentlichen komplementär zu den nichtlinearen Preemphasischarakteristiken der Preemphasiseinrichtungen 139 bzw. 138 in der Aufzeichnungsschaltung gemäß Fig. 1 beschrieben wurden, müssen die Deemphasis- und Preemphasischarakteristiken nicht zwingend symmetrisch sein. So z. B. bewirkt bei der Ausführungsform der Deemphasiseinrichtungen 178 und 179 gemäß Fig. 4 der zwischen den Emitter des Transistors 217 und den Kondensator 219 geschaltete Widerstand 226, daß der Dehnungsbetrag seitens der Dehnungsschaltung 176 etwas kleiner als jener ist, der durch eine Expansionscharakteristik bestimmt sein würde, welche zur Kompressionscharakteristik der Kompressionsschaltung 135 genau komplementär ist. Infolgedessen sind die wiedergegebenen Videosignale nach der Verarbeitung durch die Schaltungsanordnung 133 gemäß Fig. 3 an deren Hochfrequenzteilen etwas abgedämpft, wodurch die Eliminierung von Störsignalen infolge von Übersprechen sowie von FM-Rauschsignalen in den am Ausgang 64 abgegebenen Videosignalen weiter gefördert wird.

Bezugnehmend nun auf Fig. 13 ist ersichtlich, daß bei einer Abwandlung eines Teils der in Fig. 4 gezeigten Schaltungsanordnung die Trennschaltung 197 der letzteren durch eine Trennschaltung 227 ersetzt ist, die aus einer Reihenresonanzschaltung aus einem Kondensator 228 und einer Spule 229 gebildet ist, die zwischen die Basis des Transistors 185 und Masse geschaltet und wirksam sind, um die Frequenzkomponenten von etwa 2 MHz abzuschwächen. Bei der Abwandlung gemäß Fig. 13 ist ferner der Kollektor des Transistors 185 mit der Basis eines Transistors 230 verbunden und ist dessen Emitter mit Masse über eine Reihenresonanzschaltung eines Kondensators 231, einer Spule 232 und eines Widerstandes 233 verbunden, welche eine Spitzenwertschaltung bilden. Darüber hinaus ist der Emitter des Transistors 230 über einen Widerstand 234 mit Masse verbunden, während der Kollektor des Transistors 230 mit der Basis des Transistors 207 verbunden und über einen Widerstand 235 an die Spannungszufuhr 185 angeschlossen ist. Die zuvor erwähnte Spitzenwertschaltung bzw. Impulsverteilungsschaltung gemäß Fig. 13 dient zum Ausgleichen der Abschwächung oder Dämpfung infolge der Trennschaltung 227. Abgesehen davon ist die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 13 sonst jener gemäß Fig. 4 ähnliche, mit der Ausnahme, daß die in Fig. 4 gezeigte Trennschaltung 126 für das Trägerleck von etwa 4 MHz weggelassen ist.

Wie durch die Linie 234a in Fig. 11 gezeigt, steigt der Pegel des FM-Rauschsignals, der mit den demodulierten Videosignalen als Ergebnis der Magnetaufzeichnung und Magnetwiedergabe von frequenzmodulierten Videosignalen gemischt ist, allgemein proportional zur Frequenz der frequenzmodulierten Signale. In dem Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät 130 nach der vorliegenden Erfindung wird eine im wesentlichen vollständige Eliminierung des FM-Rauschsignals ermöglicht, und zwar sogar dann, wenn eine verhältnismäßig hohe Trägerfrequenz für die Frequenzmodulation verwendet wird, durch die Zusammenwirkung der ersten nichtlinearen Preemphasiseinrichtung 138 und der im wesentlichen komplementären zweiten nichtlinearen Deemphasiseinrichtung 179. Mit anderen Worten liefert die Preemphasisschaltung 134 einen Emphasisbetrag und liefert die Deemphasisschaltung 177 einen Deemphasisbetrag, welche groß genug sind, um das FM-Rauschsignal in wesentlichem Umfang zu eliminieren, während die Kompressionsschaltung 135 einen größeren Kompressionsbetrag in bezug auf Hochfrequenzsignalkomponenten hohen Pegels als in bezug auf Hochfrequenzsignalkomponenten niedrigen Pegels liefert, um zu gewährleisten, daß keine Verzerrungen entstehen, wenn die entsprechenden Videosignale in dem Modulator 44 frequenzmoduliert werden, wobei die Dehnungsschaltung 176 einen Dehnungsbetrag entsprechend der Kompression in der Kompressionsschaltung 135 liefert, der auf ähnliche Weise mit sowohl dem Pegel als auch der Frequenz der Signale variiert.

Bekanntlich ist, wenn einer der Drehköpfe, beispielsweise der Kopf 31a, eine entsprechende Spur während der Wiedergabe mit der niedrigen oder Langspielbandgeschwindigkeit abgetastet und somit die in dieser abgetasteten Spur aufgezeichneten Videosignale sowie ein Übersprechsignal wiedergibt, d. h. Signale, die in einer benachbarten Spur aufgezeichnet sind, der Pegel des Störsignals verhältnismäßig groß wird, wenn der Frequenzunterschied zwischen dem Hauptvideosignal aus der ersteren Spur und dem Übersprechsignal aus der benachbarten Spur groß wird, was insbesondere dann gilt, wenn die in den nächstbenachbarten Spuren aufgezeichneten Videosignale nicht in sogenannter H-Ausrichtung vorliegen. Ein derartig verhältnismäßig hochpegeliges Signal infolge von Übersprechen, falls in der Wiedergabeschaltung des Gerätes nicht beseitigt, würde den demodulierten, wiedergegebenen Videosignalen überlagert und als auffallendes Rauschen in dem wiedergegebenen Bild erscheinen.

Wie durch die Kurve 234b in Fig. 11 gezeigt, variiert das Störsignal infolge Übersprechens unregelmäßig in bezug auf den Frequenzunterschied zwischen dem Hauptvideosignal und dem Übersprechsignal. Wie gezeigt, erreicht insbesondere das Störsignal infolge des Übersprechens im Ausgangssignal des Demodulators 62 Pegel, welche deutlich größer als das FM-Rauschsignal für Frequenzunterschiede in dem Band von etwa 50 kHz bis 500 kHz sind. Wenn die Frequenzabweichung der frequenzmodulierten Videosignale so gewählt ist, daß sie annähernd im Band von 3,5-4,8 MHz vorliegt, liegt ein besonders hoher Pegel der Störsignale infolge Übersprechens bei Frequenzen von etwa 2 MHz vor.

Es ist ersichtlich, daß die Preemphasisschaltung 134 und die entsprechende Deemphasisschaltung 177 nicht zur Eliminierung des Störsignals infolge Übersprechens mit der Frequenzcharakteristik eingesetzt werden können, welche durch die Kurve 234b in Fig. 20 gezeigt ist.

Insbesondere würde der Emphasisbetrag der Emphasis, welche durch die Preemphasisschaltung 134 erhalten wird, wenn an die Frequenzkomponenten im Bereich von 50-500 kHz angelegt, welche hohe Pegel haben, zu Überschwingungen und Unterschwingungen führen, welche für die Frequenzmodulation abgekappt werden müssen, wobei dies zu Verzerrungen in den demodulierten wiedergegebenen Videosignalen führen würde. Dagegen liefern die Preemphasisschaltung 136 und die entsprechende Deemphasisschaltung 174 verhältnismäßig kleine Emphasisbeträge bzw. Deemphasisbeträge mit einem niedrigen Grenzpunkt und bewirken so, daß insbesondere das Störsignal infolge Übersprechens in dem Frequenzband von etwa 50-500 kHz beseitigt wird. Die Emphasis- und Deemphasisbeträge, welche durch die Preemphasisschaltung 134 bzw. die Deemphasisschaltung 177 geliefert werden, sind andererseits nicht geeignet, das Störsignal mit verhältnismäßig hohem Pegel infolge Übersprechens bei etwa 2 MHz zu beseitigen, welches insbesondere an Bereichen der Videosignale erzeugt ist, in welchen der Pegel der letzteren sich beispielsweise wie in dem Fall der Videosignale abrupt ändert, welche die Grenze zwischen weißen und schwarzen Bereichen des Bildes bilden. Die Preemphasisschaltung 137 mit der Charakteristik 137a gemäß Fig. 10 und die entsprechende Deemphasisschaltung 175 ist zur Beseitigung dieses Störsignals mit verhältnismäßig hohem Pegel mit einer Frequenz von etwa 2 MHz vorgesehen. Da die Charakteristik 137a der Preemphasisschaltung 137 eine hohe Güte oder scharfe Charakteristik hat gegenüber den Charakteristiken 134a und 136a der Preemphasisschaltungen 134 und 136, ist ein Anstieg eines unerwünschten Rauschens in den wiedergegebenen Videosignalen an dem Ausgang 64 vermieden.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung waren die an den Eingang 38 zur Aufzeichnung und zur Wiedergabe angelegten Videosignale monochromatisch, d. h. Schwarz-Weiß-Videosignale, welche nur eine Helligkeitsinformation enthalten. Die Erfindung kann jedoch auch bei der Aufzeichnung und Wiedergabe von Farbfernsehsignalen eingesetzt werden, die sowohl aus Chrominanz- als auch aus Helligkeitskomponenten zusammengesetzt sind.

Insbesondere kann die Erfindung bei dem Hochfrequenzteil oder bei der Helligkeitskomponente der Farbvideosignale zur Eliminierung des FM-Rauschsignals und des Störsignals infolge Übersprechens angewendet werden, wogegen ein Störsignal infolge Übersprechens in bezug auf die Chrominanzkomponente durch Aufzeichnung der Chrominanzkomponente mit unterschiedlichen Trägern in benachbarten Spuren eliminiert wird.

Falls die Langspielbandgeschwindigkeit für die Aufzeichnung ausgewählt worden ist, sind die nichtlinearen Preemphasiseinrichtungen 138 und 139 der Signalaufbereitungsschaltung 131 wirksam, um die Helligkeitskomponente vor ihrer Frequenzmodulation mit den entsprechenden Beträgen der Emphasis zu versehen, welche sich sowohl mit dem Pegel als auch mit der Frequenz der Helligkeitskomponente derart ändern, daß eine Eliminierung des FM-Rauschsignals und des Störsignals infolge Übersprechens von der wiedergegebenen Helligkeitskomponente ermöglicht wird.

Bei der Wiedergabe mit einer Langspielbandgeschwindigkeit erreichen die nichtlinearen Deemphasiseinrichtungen 178 und 179 der Signalaufbereitungsschaltung 133 die Eliminierung des Störsignals infolge Übersprechens und des FM-Rauschsignals aufgrund der Helligkeitskomponente.

Claims (8)

1. Schaltungsanordnung zur Aufzeichnung von Signalen mit sich änderndem Pegel und in einem bestimmten Frequenzband,
mit einem Frequenzmodulator (44), der die Signale einem Träger aufmoduliert, und
mit einer Aufzeichnungs-Wandlereinrichtung (31a, 31b), die die frequenzmodulierten Signale auf einen Aufzeichnungsträger (T) in aufeinanderfolgenden parallelen Spuren aufzeichnen, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Aufzeichnungs-Signalverarbeitungsschaltung (131) die Signale vor der Frequenzmodulation verarbeitet und eine erste nichtlineare Preemphasiseinrichtung (138) eine zweite nichtlineare Preemphasiseinrichtung (139) aufweist,
daß die erste nichtlineare Preemphasiseinrichtung (138) den Signalen eine Anhebung erteilt, deren Wert zur speziellen Behandlung von FM-Rauschsignalen sowohl vom Pegel als auch von der Frequenz der Signale abhängt, und eine erste lineare Preemphasisschaltung (134), die den Signalen eine erste Verstärkung erteilt, die mit zunehmender Frequenz der Signale über einen bestimmten Frequenzbereich des bei einer ersten Grenzfrequenz beginnenden Bandes aus fortschreitend bis zu einem Maximalwert zunimmt, sowie eine erste Kompressionsschaltung (135) aufweist, die das Ausgangssignal der ersten linearen Preemphasisschaltung (134) in Übereinstimmung mit zunehmenden Pegeln und zunehmender Frequenz um zunehmende Werte komprimiert, und
daß die zweite nichtlineare Preemphasiseinrichtung (139) den Signalen von der ersten nichtlinearen Preemphasiseinrichtung (138) eine Anhebung um einen zweiten Wert erteilt, der sich von dem ersten Wert der Anhebung unterscheidet und der ferner abhängig ist sowohl vom Pegel als auch von der Frequenz der Signale zur speziellen Behandlung von Störsignalen aufgrund von Übersprechen, und aufweist:

• - eine zweite und eine dritte lineare Preemphasisschaltung (136, 137), die so bemessen sind, daß die zweite lineare Preemphasisschaltung (136) den Signalen eine zweite Vertärkung erteilt, die mit zunehmender Frequenz der Signale von einer zweiten Grenzfrequenz aus, die niedriger ist als die erste Grenzfrequenz, bis zu einem Maximalwert zunimmt, der wesentlich kleiner ist als der Maximalwert der ersten Verstärkung, und die dritte Preemphasisschaltung (137) den Signalen über einen relativ schmalen Hochfrequenzbereich des Bandes eine dritte Verstärkung erteilt, die relativ größer ist als der Maximalwert der ersten Verstärkung sowie
• - eine zweite Kompressionsschaltung (132) aufweist, die das Ausgangssignal der zweiten und dritten linearen Preemphasisschaltung (136, 137) entsprechend zunehmenden Pegeln und zunehmenden Frequenzen um zunehmende Werte komprimiert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompressionswerte der zweiten Kompressionsschaltung (132) kleiner sind als die Kompressionswerte der ersten Kompressionsschaltung (135) für entsprechende Pegel und Frequenzen der Signale.

3. Schaltungsanordnung zur Wiedergabe von Videosignalen, die mittels einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2 in aufeinanderfolgenden parallelen Spuren auf einem Aufzeichnungsträger (T) aufgezeichnet sind,
mit einer Wiedergabe-Wandlereinrichtung (31a, 31b), die die aufeinanderfolgenden parallelen Spuren abtastet und die dort aufgezeichneten frequenzmodulierten Signale wiedergibt, und mit einem Frequenzdemodulator (62) zur Frequenzdemodulation der wiedergegebenen frequenzmodulierten Signale, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Wiedergabe-Signalverarbeitungsschaltung (133) die frequenzdemodulierten Signale verarbeitet und eine erste nichtlineare Deemphasiseinrichtung (178) und eine zweite nichtlineare Deemphasiseinrichtung (179) aufweist,
daß die erste nichtlineare Deemphasiseinrichtung (178) den frequenzmodulierten Signalen eine einen ersten Wert aufweisende Deemphasis erteilt, die komplementär ist zu dem Wert der Deemphasis durch die zweite Preemphasiseinrichtung (139) und die sowohl vom Pegel als auch von der Frequenz der frequenzdemodulierten Signale abhängt, und
daß die zweite nichtlineare Deemphasiseinrichtung (179) den Signalen von der ersten nichtlinearen Deemphasiseinrichtung (178) eine einen zweiten Wert aufweisende Deemphasis erteilt, die komplementär zu dem Wert der Preemphasis durch die erste Preemphasiseinrichtung (138) ist und die sowohl vom Pegel als auch von der Frequenz der frequenzdemodulierten Signale abhängt, wobei die ersten Werte der Preemphasis und der Deemphasis so gewählt sind, daß sie das FM-Rauschsignal aus den frequenzdemodulierten Signalen eliminieren und die zweiten Werte der Preemphasis und der Deemphasis so gewählt sind, daß sie Störsignale aufgrund von Übersprechen aus den frequenzdemodulierten Signalen eliminieren.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste nichtlineare Deemphasiseinrichtung (178) eine erste und zweite lineare Deemphasisschaltung (174, 175), die den frequenzdemodulierten Signalen eine Verstärkung erteilen, die mit zunehmender Frequenz der frequenzdemodulierten Signale über einen bestimmten Frequenzbereich des bei einer ersten Grenzfrequenz beginnenden Bandes fortschreitend abnimmt, und eine erste Dehnungsschaltung (173) aufweist, die die frequenzdemodulierten Signale um zunehmende Beträge in Übereinstimmung mit zunehmenden Pegeln und zunehmenden Frequenzen dehnt, und daß die zweite nichtlineare Deemphasiseinrichtung (179) eine dritte lineare Deemphasisschaltung (177) und eine zweite Dehnungsschaltung (176) aufweist und auf die ihr zugeführten Signale derart einwirkt, daß diese um zunehmende Beträge in Übereinstimmung mit zunehmenden Pegeln und zunehmenden Frequenzen dieser Signale gedehnt werden.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Dehnungswerte der zweiten Dehnungsschaltung (176) kleiner sind als die Dehnungswerte der ersten Dehnungsschaltung (173) für entsprechende Pegel und Frequenzen der zugeführten Signale.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Wiedergabe-Signalverarbeitungsschaltung (133) eine Trennschaltung (197) zur abwechselnden Abgabe der demodulierten Signale in dem relativ hohen Frequenzbereich des Bandes und von Signalen mit Frequenzen umfaßt, die etwa das Zweifache des schmalen Hochfrequenzbandes ausmachen.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Dehnungsschaltung (176) eine Transistoranordnung (217) mit veränderbarer Verstärkung und eine erste und zweite Diode (220a, 220b) zur Festlegung der Verstärkung der Transistoranordnung (217) in bezug auf positive bzw. negative demodulierte Signale sowie Einrichtungen (226, 219, 221) für unterschiedliche Vorspannung an den beiden Dioden (220a, 220b) enthält, damit die zweite Dehnungsschaltung (176) eine stärkere Dehnung für positive Überschwinger als für negative Überschwinger vornimmt.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite lineare Deemphasisschaltung (174, 175) so bemessen sind, daß die erste lineare Deemphasisschaltung (174) den frequenzdemodulierten Signalen mit zunehmender Frequenz von einer zweiten Grenzfrequenz aus eine Verstärkung erteilt, die progressiv auf einen Minimalwert absinkt, der wesentlich oberhalb des Minimalwertes der Verstärkung der dritten linearen Deemphasisschaltung (177) liegt und die zweite lineare Deemphasisschaltung (175) den Signalen über einen relativ schmalen Hochfrequenzbereich des Bandes eine Verstärkung erteilt, die relativ niedriger ist als der Minimalwert der Verstärkung der dritten linearen Deemphasisschaltung (177).