DE69521981T2 - Vorspannungsschaltung für Leistungsstufe mit verbessertem Wirkungsgrad und verbesserter Stabilität - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft das Gebiet der Treiberschaltungen, insbesondere abgeglichener Treiberstufen mit Gegentakt-Transistoren, wie sie zur Steuerung von Spulen zur Modulation der Ablenkgeschwindigkeit (SVM = scan velocity modulation) in Femsehempfängern und ähnlichen Verbrauchern angewendet werden.
• Treiberschaltungen wie Treiberstufen zur Modulation der Ablenkgeschwindigkeit (SVM) in Fernsehempfängern, auch bezeichnet mit Abtaststrahl- Geschwindigkeits-Modulation (BSVM = beam scan velocity modulation), verwenden häufig Stromquellenschaltungen mit Gegentakttransistoren zur Steuerung der SVM- Spulen auf der Bildröhre mit einem aus dem wiederzugebenden Videosignal abgeleiteten Stromsignal. Die SVM-Spulen können direkt in einer Ausgangsverstärkerstufe gesteuert sein, oder ein Stromquellentreiber mit einem Gegentakttransistor geringerer Leistung kann mit einer Stufe höherer Leistung, wie einem Gegentakt- Emitterfolger, verbunden sein, der die SVM-Spule steuert.
• Die SVM-Spule wird so angesteuert, daß sie zusätzlich zu den Haupt- Ablenkfeldern ein magnetisches Feld zur Modulation der Abtaststrahlgeschwindigkeit in einer solchen Weise erzeugt, daß die Schärfe an den Übergängen in der Videoluminanz verbessert wird. Zum Beispiel bewegt sich der Strahl bei Übergängen von einem dunklen Bereich zu einem hellen Bereich über den hellen Bereich der Wiedergabe langsamer, wodurch dieser heller erscheint, als er es anderenfalls wäre, und bewegt sich über den dunkleren Teil langsamer. Das SVM-Treibersignal wird teilweise aus der Ableitung der Luminanzkomponente des Videosignals gewonnen und kann zusätzlich durch horizontalfrequente und vertikalfrequente Parabeln so moduliert sein, daß die Wirkung auf die Bildschärfe an verschiedenen Punkten der Wiedergabefläche gleich ist.
• Eine SVM-Treiberstufe hat normalerweise genügend Leistung, um Ströme in der Größenordnung von wenigstens ± 1 Ampere und Spannungen in der Größenordnung von ± 50 Volt in der SVM-Spule zu steuern. Der SVM-Treiber muß auch bei Videofrequenzen, zum Beispiel bis zu 10 MHz für das bekannte NTSC-System, noch höheren Frequenzen für eine nicht-verschachtelte Abtastung (ohne Zeilensprung) und bis zu 40 MHz für hochauflösendes Fernsehen arbeiten.
• Fig. 1, die als Stand der Technik bezeichnet ist, ist eine schematische Darstellung einer bekannten Gegentakt-Stromtreiber-Ausgangsstufe, wie sie eine SVM- Spule ansteuern kann. Die SVM-Spule oder eine andere Last 20 soll von einer Gleichspannungsquelle Vdc entsprechend dem Wechselspannungseingangssignal Vac gespeist werden, das über eine Wechselspannungskopplung mit Kondensatoren C1 und C2 den Basen der komplementären Gegentakttransistoren Q1 und Q2 zugeführt wird. Die Transistoren Q1 und Q2 sind NPN- bzw. PNP-Transistoren und werden entgegengesetzt betrieben. Wenn der Transistor Q1 ausgeschaltet ist, ist der Transistor Q2 eingeschaltet und liefert einen Strom von der Quelle Vdc zu der Last, der den Kondensator C3 auflädt. Wenn der Transistor Q2 ausgeschaltet ist, ist der Transistor Q1 eingeschaltet und entlädt den Kondensator C3 über die Last. Widerstände R1 bis R6 liefern die Vorspannung. Der Kondensator C3 in Reihe mit der Last bildet einen mittleren Gleichspannungswert derart, daß die Last mit entgegengesetzten Polaritäten angesteuert werden kann.
• Treiberstufen von diesem Typ erfüllen hohe Anforderungen an die Spitzenleistung, erfordern jedoch eine sorgfältige Steuerung der Vorspannung des Gleichstroms am Kollektor, der über die Transistoren Q1 und Q2 fließt. Es ist außerdem vorteilhaft, die Verzerrung der Kurvenform zu minimieren. Diese Interessen führen zu konträren Anforderungen in der Schaltungsbemessung.
• Ein Vor-Kollektorgleichstrom durch die Transistoren Q1 und Q2 mit einer geringen Stromleitung über die jeweiligen Transistoren Q1 oder Q2 ist erwünscht, wenn diese sich im Ruhestand befinden, also "AUS" sind. Dieser Vorstrom hält die geringe Frequenzabhängigkeit des Signals der Schaltung aufrecht und verringert die Verzerrung des Signals durch die Stufe. Der Vor-Koliektorruhestrom liegt üblicherweise im Bereich von 10 mA. Abgesehen von der Vermeidung von Verzerrungswirkungen, ist es im allgemeinen nicht erwünscht, daß ein unnötiger Gleichruhestrom fließt, da dieses unmittelbar zu der Ruheverlustleistung der Stufe als Ganze beiträgt.
• In der WO 93/18582 wird eine Steuerschaltung für einen Gegentaktverstärker beschrieben, in der ein Rückkopplungsweg einen Ruhezustand steuert, um ein thermisches Weglaufen zu verhindern. In dieser bekannten Schaltung erfolgt die Begrenzung des Stroms in dem Hauptleitweg der Gegentakttransistoren in den Ruhezuständen über einen Rückkopplungsweg mit Transistoren.
• Die Betriebsgleichspannung "Vdc" beträgt im allgemeinen +140 Volt Gleichspannung. Unter der Annahme eines Ruhekollektorstroms von 10 mA verursacht der Ruhevorstrom eine Verlustleistung von ungefähr 1,4 Watt (0,7 Watt je Transistor). Bei 50 mA wäre die Ruheverlustleistung 7 Watt für die beiden Transistoren (3,5 Watt für jeden).
• Trotz der hohen Anforderungen an die Spitzenleistung, die zur Ansteuerung einer SVM-Spule benötigt wird, ist das tatsächliche Tastverhältnis im allgemeinen gering. In manchen Fällen wird das Tastverhältnis durch Rückkopplung eines Signals gesteuert, das den Betriebsstrom für die Ausgangsstufe oder die Leistung darstellt und die Amplitude des SVM-Signals für die relativ seltenen Zeiträume verringert, wenn eine höhere Leistung abgerufen wird. Somit zieht eine wirkungsvolle Bemessung Vorteil aus dem relativ niedrigem SVM-Tastverhältnis und stellt die Größe der Ausgangsstufe entsprechend ein. Sie ist auch geeignet, die Ruheverlustleistung in dem Gegentakt-Treiberverstärker zu minimieren, um Leistung einzusparen und übermäßig große Kühlkörper zu vermeiden.
• Die bekannte Schaltung von Fig. 1 ist für die Steuerung des Vor-Ruhe- Gleichstroms in den Transistoren Q1 und Q2 nicht besonders vorteilhaft (besonders bei Temperaturänderungen der Transistoren), da Bemessungsmöglichkeiten für eine bessere Begrenzung des Ruhestroms nachteilige Wirkungen aufweisen. Zum Beispiel könnten die Widerstände R5 und R6 in Reihe mit den Transistoren Q1 und Q2 groß gewählt werden, um einen niedrigen Ruhestrom zu erreichen. Größere Widerstände bilden einen größeren Spannungsabfall, verglichen mit den Basis/Emitter- Spannungen der Transistoren, und verringern so die Abhängigkeit des Ruhestroms von der Vbe und der Temperatur. Alternativ oder zusätzlich könnten die übrigen Widerstände R1 bis R4 für die Vorspannung der Transistoren Q1 und Q2 zur Minimierung des Ruhestroms bemessen werden. Wenn der Schaltungsentwickler die Widerstände R5 und R6 größer wählt, werden übermäßig große Widerstandswerte benötigt. Wenn der Schaltungsentwickler die Vorspannung über den Widerständen R1 bis R4 ändert (d. h. den Ruhestrom durch Vergrößerung der Widerstände R2, R3 verringert und die Widerstände R1, R4 kleiner wählt), würde die Signalempfindlichkeit leiden und eine Übersprechverzerrung eingeführt.
• Wenn man zum Beispiel annimmt, daß die Widerstände R5 und R6 so bemessen werden, daß sie 0,5 Volt bei einer Ruhelast von 10 mA für eine gute Temperaturstabilität liefern, würden ihre Werte 50 Ohm betragen. Das ist während der Ruhezustände akzeptabel, jedoch würden die Widerstände R5, R6 bei einem Spitzentreiberstrom von ± 1 Ampere einen Spitzenspannungsabfall von 50 Volt bilden. Es würden dann Widerstände mit hoher Leistung benötigt. Darüberhinaus wäre es notwendig, die Betriebsspannung Vdc bis zu 100 Volt zu erhöhen, um in Anbetracht des Spannungsabfalls über dem jeweiligen Widerstand R5 oder R6 eine hohe verfügbare Spitzenspannung über der Last aufrechtzuerhalten. Diese Lösung für eine Ruhestrombegrenzung ist mit Anforderungen für die Spitzenspannung und die Verlustleistung nicht vereinbar.
• Eine mögliche Verbesserung der Schaltung von Fig. 1 besteht darin, zwei Vbe-Kompensationsdioden hinzuzufügen, wie es in der Version mit einem Emitterfolger von Fig. 2 gezeigt ist, die auch als Stand der Technik bezeichnet wird. Soweit möglich, werden in den jeweiligen Figuren dieselben Bezugszeichen verwendet, um dieselben Bauteile zu bezeichnen. Eine Diode CR1 leitet in Reihe mit dem Widerstand R1 und eine in Reihe mit dem Widerstand R4. Die Spannungen an der Diode sollen eine Anpassung und eine Kompensation der Basis/Emitter-Spannungen der Transistoren Q1 und Q2 bewirken. Das ist eine Verbesserung, beseitigt jedoch nicht die Probleme bei der Vorspannung der Treiberstufe. Für eine optimale Leistungsfähigkeit und elektrische Effizienz ist es notwendig, die Spannungen an der Diodenstrecke genau an die Basis/Emitter-Spannungen der Transistoren anzupassen. Die Dioden müssen thermisch mit den Kühlkörpern der Transistoren Q1 und Q2 gekoppelt sein, um die Anpassung bei Temperaturen aufrechtzuerhalten. Die Spannungsanpassung kann durch Einstellung des Stroms durch die Dioden oder durch eine spezielle Ausbildung einer bestimmten Flußspannung der Dioden verbessert werden, jedoch erhöhen diese Lösungen die Kosten der Schaltung sowie die mechanischen Maßnahmen und Herstellungsschritte für die thermische Kopplung der Dioden mit den Transistoren.
• Ohne eine spezielle Anpassung der Flußspannung und/oder der thermischen Anpassung kann sich eine Fehlanpassung der Flußspannung ergeben, insbesondere bei normalen Herstellungstoleranzen. Diese Fehlanpassung kann in der Größenordnung von ± 100 mV liegen. Das ist nennenswert, da dann eine Ruhegleichspannung über den Widerständen R1 und R4 von wenigstens 200 mV für eine gute Reproduzierbarkeit und eine vernünftige thermische Stabilität benötigt wird. Die Widerstände R5 und R6 müßten dann für den Fall einer Bemessung mit einem Kollektorruhestrom von 10 mA 20 Ohm betragen. Der Ruhestrom würde sich zwischen 5 mA und 20 mA ändern, wenn das angenommene Maß der Fehlanpassung angenommen wird. Bei einem Ausgang von ± 1 Ampere würden die Widerstände R5 und R6 eine Spitzenspannung von 20 Volt liefern. Das ist eine Verbesserung gegenüber der ursprünglichen Version von Fig. 1, wo die Widerstände R5, R6 eine Spitzenspannung von 50 Volt lieferten, ist jedoch noch ineffizient.
• Die Schaltung von Fig. 2 zeigt einen bekannten Audiotreiber mit einer Ausgangsstufe mit einem Gegentakt-Emitterfolger. Wenngleich die Schaltung als Emitterfolger aufgebaut ist, hat sie dieselben oben beschriebenen Einschränkungen einschließlich der Probleme mit der Aufrechterhaltung der niedrigen Ruhevorspannung, der Vorspannungsstabilität, der Anpassung an die Flußspannung und der relativen Ineffizienz oder eine weniger als optimale Fähigkeit in der Ausgangstreiberspannung.
• Es wäre vorteilhaft, die konträren Anforderungen zwischen der Notwendigkeit, eine niedrige und stabile Ruhevorspannung aufrechtzuerhalten, und der Notwendigkeit für eine Ausgangsspannung mit einem hohen Spitzenwert, zu lösen. Vorzugsweise sollte die Lösung nicht auf einer engen Bemessung der Bauteile, thermischen Kopplungsanordnungen, Widerständen mit hoher Leistung oder anderen Nachteilen der bekannten Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 2 beruhen. Gemäß der Erfindung wird die Lösung durch Anwendung eines nichtlinearen Bauteils wie einer Diode in Reihe mit dem Emitter eines Treibertransistors erreicht. Die Schaltung ist so vorgespannt, daß im Ruhezustand nur eine kleine Flußspannung über der Diode entsteht, nämlich etwas weniger als der Spannungsabfall bei einer voll leitenden Diode, wobei in diesem Zustand die Diode einen relativ höheren Widerstand aufweist. Bei Spitzenbelastung ist der Widerstand der Diode kleiner, wodurch sowohl ein niedriger Ruhestrom als auch eine Treiberspannung mit hohen Spitzen erreicht werden.
• Gemäß einer erfindungsgemäßen Anordnung wird der Ruhestrom auf jeder Seite einer vorzugsweise komplementären Gegentakt-Treiberstufe dadurch verringert, daß nichtlineare Bauteile, insbesondere Dioden, in Reihe mit den Emitter/Kollektor-Strecken der Transistoren in der Stufe vorgesehen werden. Die Dioden sind so vorgespannt, daß die Dioden im Ruhestromzustand um etwas weniger als ihre Vorwärts-Flußspannung in Vorwärtsrichtung vorgespannt sind. Die Dioden haben effektiv im Ruhezustand einen hohen Widerstand, der die Ruhestrom- Verlustleistung minimiert. Die Dioden stellen bei Spitzenstrom-Zuständen einen relativ niedrigen Widerstand mit einem niedrigen Spannungsanfall dar und liefern bei Spitzenstrom dadurch einen höheren Anteil der verfügbaren Spannung an die Last. Die Treiberstufe bildet ein sehr gutes Verhältnis zwischen dem Spitzenstrom und dem Ruhestrom.
• Eine Treiberschaltung zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit (BSVM = beam scan velocity modulation) gemäß einer erfindungsgemäßen Anordnung enthält:
• einen ersten und einen zweiten Transistor, die in einer Gegentaktanordnung geschaltet sind und jeweils Signal-Eingangselektroden zum Empfang eines Modulationssignals für die Strahlabtastgeschwindigkeit mit einer Videobandbreite aufweisen, und mit jeweiligen und entsprechenden Elektroden, die miteinander und mit einer Spule zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit verbunden sind und jeweilige Hauptleitwege aufweisen, und jeweilige mit den Hauptleitwegen der Transistoren verbundene Vorspannungsschaltungen mit nichtlinearen Einheiten mit leitendem und im wesentlichen nichtleitendem Zustand, in Abhängigkeit von einer Schwellwertschaltung, wobei die Vorspannungsschaltungen jeweilige Vorspannungs- Schwellwerte bilden, die nahezu gleich der Schwellwertspannung sind, wenn sich der erste und der zweite Transistor im Ruhezustand befinden.
• Eine Treiberschaltung gemäß einer anderen erfindungsgemäßen Anordnung enthält:
• einen ersten und einen zweiten Transistor in einer Gegentaktanordnung mit jeweiligen Signal-Eingangselektroden zum Empfang eines Signals zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit mit einer Videobandbreite mit jeweiligen und einander entsprechenden Elektroden, die miteinander und mit einer Spule zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit verbunden sind und jeweilige Hauptleitwege aufweisen, und mit den Hauptleitwegen der Transistoren verbundene Vorspannungsschaltungen mit nichtlinearen Einheiten mit leitendem Zustand und im wesentlichen nichtleitendem Zustand, abhängig von einer Schwellwertspannung, wobei die Vorspannungsschaltungen jeweilige Vorspannungsschwellwerte liefern und die nichtlinearen Einheiten den Strom des Hauptleitweges des ersten und des zweiten Transistors in den Ruhezuständen nennenswert begrenzen und Spitzen-Signalströme führen, ohne einen nennenswerten Spannungsabfall zu bilden, der anderenfalls die Spitzen- Treiberspannung der Transistoren begrenzen würde.
• Die Vorspannungs-Schwellwerte sind nahezu gleich der Schwellwertspannung, wenn sich der erste und der zweite Transistor im Ruhezustand befinden.
• Eine Treiberschaltung gemäß einer anderen erfindungsgemäßen Anordnung enthält: einen ersten und einem zweiten Transistor in einer Gegentaktanordnung mit jeweiligen mit einem Eingangssignal verbundenen Signal-Eingangsklemmen und jeweiligen und entsprechenden Elektroden, die miteinander und mit einer Last verbunden sind und jeweilige Hauptleitwege aufweisen, eine nichtlinear leitende Einheit in jedem Hauptleitweg, wobei jede nichtlineare Einheit einen leitenden und einen im wesentlichen nichtleitenden Zustand aufweist, abhängig von einer Schwellwertspannung über jeder nichtlinearen Einheit und jeweiligen Vorspannungsschaltungen für die nichtlinearen Einheiten, wobei jede Vorspannungsschaltung jeweilige Vorspannungsschwellwerte nahezu gleich der Schwellwertspannung liefert, wenn sich der erste und der zweite Transistor im Ruheszustand befinden.
• In jeder der vorangehenden Ausführungsformen kann jede nichtlineare Einheit eine Diode in Reihe mit einem der Hauptleitwege enthalten. Ein erster Widerstand kann parallel zu jeder Diode und ein zweiter Widerstand in Reihe mit jeder Diode liegen.
• Eine Treiberschaltung gemäß einer weiteren erfindungsgemäßen Anordnung enthält: Mittel zum Liefern eines Eingangssignals, das sich zwischen einem Ruhesignalwert und einem Spitzensignalwert ändert, und einen Transistor, der mit einer Betriebsspannung und mit den das Eingangssignal liefernden Mitteln verbunden ist, wobei der Transistor entsprechend dem Eingangssignal leitet, eine Diode in Reihe mit dem Emitter des Transistors, wobei die Diode einen höheren Widerstand aufweist, wenn der Transistor bei dem Ruhesignalwert leitet, und einen niedrigeren Widerstand aufweist, wenn der Transistor bei dem Spitzenwert des Signals leitet, einen ersten Widerstand parallel zu der Diode und einen zweiten Widerstand in Reihe mit der Diode zum Aufrechterhalten einer Vorspannung über der Diode bei dem Ruhesignalwert, wobei die Vorspannung kleiner ist als die Flußspannung der Diode, und einen Kondensator parallel zu dem ersten Widerstand.
• In allen vorangehenden Ausführungsformen stellt jede nichtlineare Einheit einen relativ großen Widerstand dar, wenn sie bei dem Schwellwert vorgespannt ist, und einen relativ kleineren Widerstand dar, wenn der jeweilige Transistor über die nichtlineare Einheit leitet.
• In allen vorangehenden Ausführungsformen können der erste und der zweite Transistor zueinander komplementäre Transistoren sein.
• Fig. 1 und 2, die als Stand der Technik bezeichnet sind, sind Schaltbilder und zeigen bekannte Gegentakt-Treiberschaltungen, wobei Fig. 2 als ein Gegentakt-Emitterfolger aufgebaut ist.
• Fig. 3 ist ein Schaltbild einer Vorspannungsschaltung für eine Treiberstufe gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung.
• Fig. 4 ist ein Schaltbild und zeigt eine alternative Ausführungsform.
• Fig. 5 und 6 zeigen weitere Ausführungsformen entsprechend den Fig. 3 und 4, ausgebildet als Gegentakttreiber.
• Fig. 7 ist ein Schaltbild und zeigt eine praktische Ausführungsform gemäß Fig. 4 einschließlich Bauteilwerten und den sich ergebenden Stromwerten und Spannungsabfällen.
• Fig. 3 und 4 zeigen zwei alternative Formen der Treiberstufe gemäß der Erfindung mit einer Diode CR3 in Reihe mit dem Emitter eines Ausgangstransistors Q1, wobei wieder dieselben Bezugszeichen zur Bezeichnung einander entsprechender Schaltungsbauteile verwendet werden. Die in Fig. 3 und 4 dargestellten Schaltungen zeigen Schaltungseinzelheiten für die Vorspannung eines Ausgangstransistors und können in komplementärer Weise für eine komplementäre Gegentakt-Transistoranordnung nachgebildet werden, wie sie in den Fig. 5 und 6 dargestellt ist.
• In jeder dargestellten Ausführungsform der Erfindung ist dem Transistor Q1 eine Vorspannungsschaltung 1 und dem Transistor Q2 eine Vorspannungsschaltung 2 zugeordnet. In jeder dargestellten Vorspannungsschaltung gibt es eine nichtlineare Einheit, zum Beispiel eine Diode, einen ersten Widerstand in Reihe mit der nichtlinearen Einheit, einen zweiten Widerstand parallel zu der nichtlinearen Einheit und einen Kondensator parallel zu der nichtlinearen Einheit. In den Fig. 3, 5 und 6 liegt der Kondensator außerdem parallel zu dem zweiten Widerstand.
• Wie Fig. 3 zeigt, liegt eine nichtlineare Schaltung oder ein nichtlineares Bauteil CR3 in Reihe mit dem Emitter des Ausgangstransistors Q1 und ist gekennzeichnet durch einen relativ höheren Widerstandswert bei niedrigen Stromwerten, wie sie während der Ruhe-Vorspannungszustände auftreten, und einen relativ niedrigeren Widerstandswert für höhere Ströme, wie sie während Zuständen mit einem Spitzensignal auftreten. Das wird durch Vorspannungsbedingungen an dem Bauteil CR3 erreicht. Die Vorspannungsbedingungen für den Ausgangstransistor Q1 sind durch die Wahl der Widerstandswerte so bestimmt, daß ein minimaler Ruhestrom, z. Bsp. 10 mA, aufrechterhalten wird. Jedoch wird bei Ruhestromwerten die Spannung über dem nichtlinearen Bauteil, nämlich der Diode CR1, etwas unterhalb eines Spannungsabfalls an der Diode in Flußrichtung von ungefähr 0,7 Volt gehalten, der über der Diode CR1 auftritt, wenn diese bei Spitzenstromwerten leitet. Somit ist der Widerstandswert der Diode CR1 bei Ruhestromwerten höher und bei Spitzenstromwerten niedriger.
• Zum Beispiel kann der Wert des Widerstands R7 47 Ohm und der Wert des Widerstands R5 4,7 Ohm betragen. Für die Aufrechterhaltung eines minimalen Ruhestromwertes von 10 mA, der für ein gutes Ansprechverhalten beim niedrigen Signalwert geeignet ist, beträgt die Spannung am Emitter des Transistors Q1 0,517 Volt. Bei einem Fehler mit denkbar ungünstiger Toleranz von ±100 mV in der Basis/Emitter-Spannung des Transistors Q1 ändert sich der Ruhestrom nur um ungefähr ±2 mA.
• Der Zweck von CR1 in dieser Schaltung besteht darin, Spitzensignalströme zu führen, ohne einen nennenswerten Spannungsabfall zu bilden, der die Spitzen- Ausgangsspannung über der Last verringern würde, zum Beispiel für eine Spule zur Modulation der Ablenkgeschwindigkeit eines Fernsehgerätes oder ähnliche Wedergabemittel. Die Werte der Widerstände R5, R7 sind so gewählt, daß bei Ruhebedingungen der Stufe keine nennenswerte Leitfähigkeit der Diode CR1 besteht, die Spannung über der Diode CR1 jedoch vernünftig nahe zu der Flußspannung der Diode liegt.
• Der Kondensator C4 in Reihe mit dem Emitter des Transistors Q1 und parallel zu der Diode CR3 übernimmt hochfrequente (Wechselspannungs)-Emitterströme. Ohne die Anwesenheit der Diode CR3 würden große Signalströme den Kondensator C4 auf einen neuen Gleichspannungszustand aufladen, der das Tastverhältnis der Emitterströme des Transistors Q1 nennenswert verringern und in einer Gegentakt- Anordnung wie in den Fig. 5 und 6 nennenswerte Beträge einer "Übersprech"- Verzerrung einführen würde. Eine derartige Verzerrung würde ansteigen, wenn die mittlere Wechselspannungs-Signalamplitude ansteigt. Die Diode CR3 dient zur Klemmung der Spannung an dem Kondensator C4 bei hohen mittleren Signalströmen.
• Die dargestellte Schaltung beseitigt eine Übersprech-Verzerrung nicht vollständig, da die Flußspannung über der Diode CR3 nicht genau gleich der Ruhespannung über der Diode CR3 ist. Das ist zurückzuführen auf angemessene Toleranzen der Flußspannungen über der Diode CR3, Änderungen in der Umgebungstemperatur und die Spannungs/Strom-Leiteigenschaften der Diode. Jedoch ist die Verzerrung gemäß der Erfindung minimal und weit geringer, als wenn die Diode CR3 weggelassen würde. Die Übersprech-Verzerrung kann zum Beispiel durch die übliche Lösung mit der Anwendung von Rückkopplungslösungen über die ganze Schaltung und einen (nicht dargestellten) Eingangsfehlerverstärker weiter verringert werden, um den Ausgangsstrom in engeren Grenzen zu steuern.
• Für eine übliche Silizium-Gleichrichterdiode als CR3 sind ungefähr 0,4 bis 0,5 Volt das Optimum für die Ruhespannung über der Diode. Das ist niedrig genug für eine gute Stabilität in der Vorspannung des Transistors Q1 bei annehmbaren Umgebungstemperaturen und verhindert, daß die Didoe CR3 einen nennenswerten Ruhestrom führt, der den Ruhekollektorstrom in dem Transistor Q1 erhöhen würde. Die Ruhevorspannung von 0,4 bis 0,5 Volt an der Diode CR3 liegt auch in der Nähe der Flußspannung und ist daher für eine hohe Signalstromleitung über die Diode CR3 ausreichend groß.
• Fig. 3 und 4 zeigen zwei alternative Aufbauten, von denen jeder in einer Gegentaktanordnung angewendet werden kann, wie sie in den Fig. 5 und 6 dargestellt ist. In jedem Fall liegt die Diode CR3 (und CR4 in den Fig. 5 und 6) in Reihe mit ihrem jeweiligen Ausgangstransistor Q1 (und Q2). Ein Strom wird der Diode über den Reihenwiderstand R5 zugeführt. Der Widerstand R7 in den Fig. 3 und 5 bildet einen Spannungsteiler, der die Spannung über der im wesentlichen nichtleitenden Diode CR3 und die Ruhestromwerte bestimmt. In den Fig. 4 und 6 wird diese Spannung im wesentlichen durch den Wert des Widerstands R8 bestimmt.
• Wie die Fig. 5 und 6 zeigen, können die Treiberstufen der Fig. 3 und 4 direkt an eine Gegentakt-Ausgangsstufe angeschlossen werden. Auf diese Weise wird das Eingangssignal Vac über eine Wechselspannugnskopplung mit den Kondensatoren C1, C2 den Basen der komplementären NPN- und PNP-Transistoren Q1, Q2 zugeführt. Die Dioden CR3 und CR4 sind beide durch ihre Reihen- und Parallel- Widerstände R5, R7 bzw. R6, R9 so vorgespannt, daß sie bei Ruhestromwerten im wesentlichen nichtleitend sind. Bei einem hohen Strom erfolgt die Leitung über die in Reihe geschalteten Dioden CR3, CR4 und ihre Widerstände R5 bzw. R6. In Fig. 5 sind die Basen der Transistoren Q1, Q2 über Widerstände R1, R2 oder R3, R4 mit dem Kondensator C3 verbunden, der in Reihe mit der Last liegt und über die Last aufgeladen wird, wenn der Transistor Q2 leitet, und über die Last entladen wird, wenn der Transistor Q1 leitet, wobei im allgemeinen eine mittlere Spannung von ungefähr der Hälfte der Betriebsspannung Vdc aufrechterhalten wird. In Fig. 6 liegen mit einer ähnlichen Wirkung Widerstände R2 und R3 zwischen den Transistorbasen und der Last.
• Fig. 7 zeigt eine Treiberstufe gemäß der Erfindung mit bestimmten Bauteilwerten und entsprechenden Ruhestromwerten. Diese Anordnung kann, wie beschrieben, ebenso in einem Gegentakt-Komplementäraufbau angeordnet sein.
• Der Fachmann auf diesem Gebiet wird erkennen, daß die in den Fig. 3 bis 7 dargestellte Erfindung auch in Gegentaktverstärkern eingesetzt werden kann, bei denen die Emitter der Gegentakttransistoren miteinander und mit einer Last verbunden sind, so wie der in Fig. 2 dargestellte klassische Audioverstärkeraufbau.
• Durch die Erfindung werden ein gutes Maß an Vorspannungsstabilität in einer Gegentaktstufe bei niedrigen Stromwerten und ein guter Wirkungsgrad für Spitzensignalströme erreicht. Die Erfindung ist besonders vorteilhaft für Treiber für eine Spule für eine Modulation der Abtastgeschwindigkeit sowie andere Treiber, bei denen die Spitzenströme viel, viel größer sind als die Ruhevorströme. Eine Übersprechverzerrung, wenngleich nicht perfekt, ist für viele Anwendungen wie zum Beispiel SVM- Treiber akzeptabel und kann durch Anwendung einer Gesamtrückkopplung und eines Fehlerverstärkers nennenswert verringert werden, der bewirkt, daß die Treiberstufe sich genauer an das Eingangssignal anpaßt. Die Vorspannungsschaltung kann auch bei Emitterschaltungen anderer Treiber angewendet werden, zum Beispiel bei Treiberstufen eines Audioverstärkers oder einer anderen Spannungs-Ausgangs- Stufe, in der dieselben Ziele von Vorspannungsbedingungen für einen stabilen, geringen Kollektorruhestrom und hohen elektrischen Wirkungsgrad oder Treibermöglichkeiten mit hoher Leistung erwünscht sind.

Claims (15)

1. Treiberschaltung für eine Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit mit

einem ersten (Q1) und einem zweiten (Q2) Transistor, die in einem Gegentaktaufbau geschaltet sind und jeweilige Signal-Eingangselektroden zum Empfang eines Modulationssignals (Vac) für die Strahlabtastgeschwindigkeit mit einer Videobandbreite aufweisen, und mit jeweiligen entsprechenden Elektroden, die miteinander und mit einer Spule (LAST) für die Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit verbunden sind und jeweilige Hauptleitwege aufweisen,

gekennzeichnet durch

jeweilige mit den Hauptleitwegen der Transistoren (Q1, Q2) verbundene Vorspannungsschaltungen (1, 2) mit nichtlinearen Einheiten (CR3, CR4) mit leitendem und im wesentlichen nicht-leitendem Zustand in Abhängigkeit von einer Schwellwertspannung, wobei die Vorspannungsschaltungen (1, 2) jeweilige Vorspannungs-Schwellwerte bilden, die nahezu gleich der Schwellwertspannung sind, wenn sich der erste (Q1) und der zweite (Q2) Transistor im Ruhezustand befinden.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede der nichtlinearen Einheiten (CR3, CR4) eine Diode in Reihe mit einem der Hauptleitwege enthält.

3. Treiberschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen ersten Widerstand (R7, R8, R9) parallel zu jeder Diode und einen zweiten Widerstand (R5, R6) in Reihe mit jeder Diode.

4. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede nichtlineare Einheit (CR3, CR4) einen relativ größeren Widerstand darstellt, wenn sie bei dem Schwelwert vorgespannt ist, und einen relativ kleineren Widerstand darstellt, wenn der jeweilige Transistor (Q1, Q2) über die nichtlineare Einheit (CR3, CR4) leitet.

5. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (Q1) und der zweite (Q2) Transistor komplementäre Transistoren sind.

6. Treiberschaltung zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit mit

einem ersten (Q1) und einem zweiten (Q2) Transistor in einem Gegentaktaufbau mit jeweiligen Signal-Eingangselektroden zum Empfang eines Signals (Vac) zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit mit einer Videobandbreite mit jeweiligen entsprechenden Elektroden, die miteinander und mit einer Spule zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit verbunden sind und jeweilige Hauptleitwege aufweisen,

gekennzeichnet durch

mit den Hauptleitwegen der Transistoren (Q1, Q2) verbundene Vorspannungsschaltungen (1, 2) mit nichtlinearen Einheiten (CR3, CR4) mit leitendem Zustand und im wesentlichen nicht leitendem Zustand, abhängig von einer Schwellwertspannung, wobei die Vorspannungsschaltungen (1, 2) jeweilige Vorspannungsschwellwerte liefern, so daß die nichtlinearen Einheiten (CR3, CR4) den Strom des Hauptleitweges des ersten (Q1) und des zweiten (Q2) Transistors in den Ruhezuständen nennenswert begrenzen und Spitzen-Signalströme führen, ohne einen nennenswerten Spannungsabfall zu bilden, der anderenfalls die Spitzen-Treiberspannung der Transistoren (Q1, Q2) begrenzen würde.

7. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungs-Schwellwerte nahezu gleich der Schwellwertspannung sind, wenn sich der erste (Q1) und der zweite (Q2) Transistor im Ruhezustand befinden.

8. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede nichtlineare Einheit (CR3, CR4) eine Diode in Reihe mit einem der Hauptleitwege enthält.

9. Treiberschaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen ersten Widerstand (R7, R8, R9) parallel zu jeder Diode und einen zweiten Widerstand (R5, R6) in Reihe mit jeder Diode.

10. Treiberschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (Q1) und der zweite (Q2) Transistor zueinander komplementäre Transistoren sind.

11. Treiberschaltung mit

einem ersten (Q1) und einem zweiten (Q2) Transistor in einem Gegentaktaufbau mit jeweiligen mit einem Eingangssignal (Vac) verbundenen Signal- Eingangsklemmen und jeweiligen entsprechenden Elektroden, die miteinander und mit einer Last (LAST) verbunden sind und jeweilige Hauptleitwege aufweisen,

gekennzeichnet durch

eine nichtlinear leitende Einheit (CR3, CR4) in jedem Hauptleitweg, wobei jede nichtlineare Einheit (CR3, CR4) einen leitenden und einen im wesentlichen nicht leitenden Zustand aufweist, abhängig von einer Schwellwertspannung über jeder nichtlinearen Einheit (CR3, CR4) und

jeweilige Vorspannungsschaltungen (1, 2) für die nichtlinearen Einheiten (CR3, CR4), wobei jede Vorspannungsschaltung (1, 2) jeweilige Vorspannungsschwellwerte nahezu gleich der Schwellwertspannung liefert, wenn sich der erste (Q1) und der zweite (Q2) Transistor im Ruheszustand befinden.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die nichtlinearen leitenden Einheiten (CR3, CR4) Dioden sind.

13. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (LAST) eine Spule zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit enthält.

14. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal (Vac) ein Signal zur Modulation der Strahlabtastgeschwindigkeit ist.

15. Treiberschaltung mit

Mitteln (Vac) zum Liefern eines Eingangssignals, das sich zwischen einem Ruhesignalwert und einem Spitzensignalwert ändert, und

einem Transistor (Q1), der mit einer Betriebsspannung (Vdc) und mit den das Eingangssignal liefernden Mitteln (Vac) verbunden ist, wobei der Transistor (Q1) entsprechend dem Eingangssignal leitet,

gekennzeichnet durch

eine Diode (CR3) in Reihe mit dem Emitter des Transistors (Q1), wobei die Diode (CR3) einen höheren Widerstand aufweist, wenn der Transistor bei dem Ruhesignalwert leitet, und einen niedrigeren Widerstand aufweist, wenn der Transistor (Q1) bei dem Spitzenwert des Signals leitet,

einen ersten Widerstand (R7) parallel zu der Diode und einen zweiten Widerstand (R5) in Reihe mit der Diode (CR3) zum Aufrechterhalten einer Vorspannung über der Diode (CR3) bei dem Ruhesignalwert, wobei die Vorspannung kleiner ist als die Flußspannung der Diode (CR3) und

einen Kondensator (C4) parallel zu dem ersten Widerstand (R7).