DE2732625A1

DE2732625A1 - Videoverstaerker

Info

Publication number: DE2732625A1
Application number: DE19772732625
Authority: DE
Inventors: Werner Hinn
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-07-19
Filing date: 1977-07-19
Publication date: 1978-01-26
Also published as: FI66509C; PL199750A1; CS474677A2; AT378456B; JPS6240905B2; JPS5312225A; FR2359560B1; ES460850A1; US4118731A; FR2359560A1; AU517606B2; CS254303B2; AU2697977A; SE7708092L; BE856898A; FI66509B; GB1582138A; SE411009B; ATA521777A; FI772170A

Description

Videoverstärker

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Videoverstärker gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere betrifft die Erfindung Videoendstufen mit großer Bandbreite, niedrigem Leistungsverbrauch und geringer Hochfrequenz-Oberwellenabstrahlung für die Ansteuerung von Farbfernsehbildröhren.

Eine Videoendstufe soll eine große Bandbreite, eine lineare Kennlinie sowie einen niedrigen Ruhestrom mit entsprechend niedrigem Leistungsverbrauch haben. Die bekannten im A-Betrieb arbeitenden Videoendverstärkerstufen, die sich für die Ansteuerung einer kapazitiven Last eignen, wie sie die Bildröhre eines Fernsehempfängers darstellt, erfordern verhältnismäßig große Ausgangsströme, um die erforderliche Bandbreite bei Videosignalen großer Amplitude gewährleisten zu können. Eine Verringerung des Leistungsverbrauches einer im Α-Betrieb "arbeitenden

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Verstärkerstufe durch Verringerung des Ausgangsstromes beein trächtigt im allgemeinen die Bandbreite, da die Geschwindigkeit, mit der sich die Ausgangsspannung pro Zeiteinheit ändern kann, herabgesetzt wird.

In jüngerer Zeit sind bereits auch breitbandige Videoendstufen mit niedrigem Leistungsverbrauch bekannt. Der Leistungsverbrauch ist im allgemeinen kleiner als bei im Α-Betrieb arbeitenden Verstärkerstufen und man benötigt daher ζ. B. keine Transistoren großer Abmessungen, keine Kühlkörper und keine großen Leistungs-LastwiderstHnde. Der niedrigere I.eistungsver- brauch dieser Stufen führt auch zu niedrigeren Betriebstemperaturen, ferner verringern sich die Kosten der Schaltung und die Zuverlässigkeit wird größer.

Breitbandige Videoendstufen niedriger Leistung des oben erwähnten Typs enthalten im allgemeinen zwei Transistoren gleichartigen Leitungstyps, die einer Betriebsspannungsquelle parallelgo- schaltet sind. Die Eingangssignale werden einem ersten Verstcir- kertransistor zugeführt, welcher in Emitter schal tuner arbeitet und einen aktiven Lastkreis hat. Der aktive Lastkrnis enthält einen zweiten für hohe Spannungen ausgelegten Transistor und ermöglicht die Lastimpedanz des ersten Transistors zu erhöhen, so daß der Strom ohne Beeinträchtigung der Bandbreite der Stufe verringert wird. Zwischen den Emitter des Lasttransistors und den Kollektor des ersten Transistors ist eine Trenn- oder Abschaltdiode geschaltet, welche so voraespannt ist, dafl sie im Ruhezustand sperrt. Zwischen dem Ausgang und dem Einganq der Stufe ist eine Gleichstromgegenkopplung vorgesehen und der Betriebsstrom für die Stufe wird von der Betriebsspannungsquelle der Basis des Lasttransistors und dem Kollektor des Eingangs-

Verstärkertransistors zugeführt. Die Ausgangssianale stehen am Emitter des Lasttransistors zur Verfügung.

Eine Videoendstufe dieses Typs ist in der Veröffentlichuna "Complementary Push-Pull Video Amplifiers for Television

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Receivers" von D.J. Beakhust und M.C. Gander im "Mullard Technical Communications Bulletin", Rand 13, Nr. 128, Oktober 1975, Verlag Mullard Limited, London, und einer Anwendermitteilung mit dem Titel " A Low Dissipation Class AB Video Output Stage Using TO-92 Transistors" der Firma Motorola Semiconductors Europe (1975) beschrieben. Aus der ersterwähnten Veröffentlichung ist auch eine Videoendstufe niedriger Leistung, die mit Transistoren komplementären Leitungstyps arbeiten, bekannt.

Videoendverstärker in Kaskodescha]tung sind ebenfalls bekannt, siehe z.B. die US-PSen 3 499 104, 3 59Π 312 und 3 823 264. Die Kaskodeschaltung enthält typischerweise eine mit niedriger Spannung und hohem Stromverstärkungsfaktor arbeitende Einrichtung in Emitterschaltung, welche mit einer mit hoher Spannung und dem Stromverstärkungsfaktor 1 arbeitenden Einrichtung in Basisschaltung gekoppelt ist, um den Kollektor der mit niedriger Spannung arbeitenden Einrichtung gegen Lastspannungsschwankungen zu isolieren und dadurch die Miller-Multiplikation der Kollektor-Basis-Kapazität der Niederspannunqseinrichtung so gering wie möglich zu halten. Der Einfluß der Kollektor-Basis-Kapazitäten der aktiven Einrichtungen auf die Randbreite des Verstärkers ist daher bei der Kaskodeschnltunq kleiner als bei z.B. einem Verstärker in Emitterschaltung. Eine besonders vorteilhafte Kaskode-Videoendstufe, die wenig Leistung verbraucht, ist in der DT-OS 2 653 624 vorgeschlagen.

Bei dem vorgeschlagenen Kaskodeverstärker wird außer den unmittelbaren Vorzügen einer Leistungsersparnis und einer verringerten thermischen Drift der Betriebseigenschaften durch den verringerten Leistungsverbrauch der Ausgangseinrichtungen zusätzlich noch der Vorteil einer Vergrößerung der Bandbreite des Kaskodeverstärkers erreicht.

In Farbfernsehsystemen müssen Videoendstufen breitbandige Videosignale (z.B. mit Frequenzen von O bis 4 oder 5 MHz) großer Amplitude (z.B. 11Ο V₅₅) verarbeiten. Die Videoendstufen können

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eine nichtlineare Signalverzerrung verursachen, die, wie es bei manchen konventionellen A-Verstärkerstufen relativ hoher Leistung der Fall ist, unerwünschte Signaloberwellen erzeugen. Die von solchen Videoendstufen erzeugten und abgestrahlten Oberwellen höherer Ordnung können von Hochfrequenzsignalverarbeitungsschal tun gen des Empfängers aufgenommen werden und die das empfangene Bild darstellenden Videosignale stören. Insbesondere können die in unerwünschter Weise abgestrahlten Hochfrequenzsignale zu sichtbaren Störungen in dem von der Bildröhre wiedergegebenen Bild führen.

Man hat bereits versucht, die Hochfrequenzstörungen dadurch zu unterdrücken, daß man in die Ausgangskreise der Videoendstufen Hochfrequenzdrosseln eingeschaltet hat und die Videoausgangssignale der Bildröhre über abgeschirmte Kabel zuführt. Durch diese Lösungen werden jedoch die Kosten und die Kompliziertheit der Schaltungen in unerwünschter Weise vergrößert.

Die in jüngerer Zeit vorgeschlagenen Videoendstufen niedrigerer Leistung neigen dazu, mehr Hochfrequenzstrahlung zu erzeugen als die konventionellen, im Α-Betrieb arbeitenden Stufen. Ein Grund für die Hochfrequenzabstrahlung ist die ausgeprägte nichtlineare (exponentiell) Stromflußkennlinie dieser Stufen, die sich durch den niedrigen Ruhestrom ergibt. Die nichtlineare Kennlinie verursacht Signalverzerrungen und damit Oberwellen der Eingangssignalfrequenzen. Ferner kann der Eingangs-Verstärkertransistor bei raschen Änderungen der Eingangssignalamplitude oder Einschwingvorgängen bei oder in der Nähe der Grenze des Sperrbereichs arbeiten, so daß durch die noch stärker nichtlineare Stromflußkennlinie im Bereich der Grenze des Sperrbereichs des Transistors erhebliche Hochfrequenzsignaloberwellen entstehen.

Die unerwünschten Hochfrequenzoberwellen können bis in das VHF-Fernsehband reichen (z.B. 55 bis 211 MHz entsprechend der US-Fernsehnorm und vergleichbare Frequenzbereiche bei den europäi-

schen Fernsehnormen). Die Unterdrückung der unerwünschten hochfrequenten Oberwellen durch Ausgangssignal-Hochfrequenzdrosseln ist wegen der typischerweise niedrigen Ausgangsimpedanz der mit niedriger Ruheleistung arbeitenden Videoendstufen schwierig.

Der vorliegenden Erfindung liegt in erster Linie die Aufgabe zugrunde, einen breitbandigen Videoverstärker zum Steuern einer Bildwiedergabeeinrichtung mit einer Intensitätssteuerelektrode anzugeben, bei dem die Abstrahlung von hochfrequenten Oberwellen klein ist.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält ein Videoverstärker einen Halbleiterverstärker mit nichtlinearer Stromflußcharakteristik in einem Bereich niedrigen Stromflusses. Dem Verstärker sind Eingangs- und Ausgangskreise zugeordnet und es ist eine Anordnung vorgesehen, um den Ausgangskreis mit der Intensitätssteuerelektrode der Bildwiedergabeeinrichtung zu koppeln. Vom Ausgangskreis ist eine Gegenkopplung zum Eingangskreis vorgesehen. Gemäß einem Merkmal der Erfindung sind dem Eingangs- und Ausgangskreis eine Impedanz gemeinsam, welche eine Halbleitereinrichtung mit nichtlinearer Stromflußcharakteristik in einem Bereich niedrigen Stromflusses enthält, um beim Arbeiten im Bereich niedrigen Stromflusses eine Gegenkopplung für den Verstärker zu bewirken.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung enthält der Eingangskreis eine Tiefpaßfilterschaltung, welche unabhängig oder zusätzlich zu der gemeinsamen Impedanz zur Unterdrückung der Hochfrequenzstrahlung beiträgt.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein teilweise in Blockform gehaltenes Schaltbild eines Teiles eines Farbfernsehempfängers, welcher eine Schaltungsanordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält;

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Fig. 1a bis 1d graphische Darstellung von Schwingungsformen, auf die bei der Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 Bezug genommen wird;

Fig. 2 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ;

Fig. 3 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform der Erfindung ;

Fig. 4 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 5 bis 7 Schaltungsvarianten, welche bei den Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 bis 4 verwendet werden können.

In der folgenden Beschreibung sind Schaltungselemente mit den gleichen Bezugszeichen gleichartig.

Der in Fig. 1 stark vereinfachte Farbfernsehempfänger enthält Fernsehsignalverarbeitungsschaltungen 10, die z.P. einen Videodemodulator enthalten und Leuchtdichte- sowie Farbsignale an eine Demodulator-Matrix-Schaltuna 12 liefern, die ihrerseits Farbvideosignale (z.B. entsprechend dom roten, grünen und blauen Bildanteil) an entsprechende Videoendverüt'irkorschaltunaen 14, 16 und 18 liefert, von denen die beiden letzten nur in Blockform dargestellt sind. Die verstärkten Videoausganassionale werden von den jeweiligen VideoendverstnrkerschaltunfTen 14, und 18 (im folgenden kurz "Verstärker") entsprechenden Steuoi— elektroden 20 (z.B. den Kathoden) einer Farbfernsehbildröhre 22, z.B. einer In-Line-Röhre zugeführt. Da die Verstärker 14, 16 und 18 im wesentlichen gleich sind, ist nur der Vorstärker 14 im einzelnen dargestellt und im folgenden erläutert.

Der Verstärker 14 enthält eine Kaskodeschaltung 24 aus einem in Emitterschaltung arbeitenden Transistor 26 und einem in Basisschaltung arbeitenden Transistor 20. Der Emitter des Transistors 26 ist über eine Parallelschaltung aut; einer Diodo D^ und

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einem Widerstand R₂ mit einem Schaltungspunkt gekoppelt, der auf einer Bezugsspannung liegt (z.B. +6,2 V, die durch eine Zenerdiode 50 erzeugt werden).

Der Basis des Transistor 26 werden Videosignale über eine Schaltungsanordnung zugeführt, welche einen Parallel- oder Ableitwiderstand 42, einen zur Einstellung des Weißwertes dienenden, veränderbaren Widerstand 44, einen Widerstandsspannungsteiler 46, 54, 56 (der letzterwähnte Widerstand dient zur Einstellung des Schwarzwertes), Uberbrückungskondensatoren 48, 58 sowie einen Widerstand R.. enthält, die der aus Fig. 1 ersichtlichen Weise geschaltet sind. Ein mit der Basis des Transistors 26 gekoppelter Kondensator C. bildet zusammen mit dem Widerstand R₁ eine die Bandbreite begrenzende Tiefpaßfilterschaltung.

Der Basis des in Basisschaltung arbeitenden Transistors 28 ist eine relativ niedrige Gleichvorspannung (z.B. +12 V) zugeführt. Mit dem Kollektor des Transistors 28 ist ein aktiver Lastkreis gekoppelt, der einen als Emitterverstärker geschalteten dritten Transistor 32, eine Trenn- oder Abschaltdiode 34, welche zwischen den Emitter des Transistors 3 2 und den Kollektor des Transistors 28 geschaltet ist, eine Diode 36, die zur Kompensation von UbernahmeverZerrungen dient und zwischen die Basis des Transistors 32 und den Kollektor des Transistors 28 geschaltet ist, einen Vorspannungswiderstand 40, der zwischen eine eine verhältnismäßig hohe Spannung (z.B. +250 V) liefernde Spannungsquelle und die Basis des Emitterfolgertransistors 32 geschaltet ist und einen Strombegrenzungswiderstand 38, der zwischen den Kollektor des Transistors 32 und die Spannungsquelle geschaltet ist, enthält.

Vom Ausgang des Verstärkers 14 (d.h. dem Emitter des Emitterfolgertransistors 32) ist eine spannungsabhängige Gleichstromgegenkopplung über einen Widerstand 52 zur Basis des Transistors 26 vorgesehen. Die Ausgangssignale werden der Kathode 20 des Rot-Elektronenstrahlerzeugungssystems R der Kathodenstrahl-

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röhre 22 über einen Reihenwiderstand 60 zugeführt. Der Verstärker 14, d.h. die Endstufe, arbeitet auf eine kapazitive Last, welche Streu- und Transistorkapazitäten sowie die kapazitive Belastung durch die Kathodenstrahlröhre 22 umfaßt.

Bei der folgenden Erläuterung der Arbeitsweise des dargestellten Videoverstärkers soll angenommen werden, daß der Widerstand 56 so eingestellt ist, daß seine gewünschte "Schwarzwert"- (Ruhe-) Spannung in der Größenordnung von 150 V am Emitter des Lasttransistors 32 liegt. Durch den Widerstand 40, die Diode 36 und die Transistoren 28 und 26 fließt dann ein Ruhestrom (z.B. 2,5 mA). Im Lasttransistor 32 wird ferner ein Emitterruhestrom (z.B. etwa 3 mA) eingestellt. Der letzterwähnte Strom fließt durch den Gegenkopplungswiderstand 52 und erzeugt die Basisvorspannung für den Transistor 26. Im Ruhezustand sind die Diode 36 sowie der Basis-Emitter-Übergang des Lasttransistors 32 jeweils in Flußrichtung vorgespannt, so daß die Kathode und die Anode der Diode 34 praktisch auf der gleichen Spannung liegen. Die Diode 34 leitet daher nicht, solange keine Signale vorhanden sind.

Wenn im Betrieb eine in negativer Richtung verlaufende Signalspannungsänderung am Widerstand 42 auftritt, wird diese über die Widerstände 44 und 46 in eine Verringerung des Basisstromes des Transistors 26 umgesetzt. Der die Kaskodetransistoren 26 und 28, die Diode 36 und den Widerstand 40 durchfließende Strom sinkt dann von seinem Ruhewert aus verhältnismäßig rasch ab und die Kollektorspannung des Transistors 28 sowie die Basisspannung des Transistors 32 steigen an. Wenn die Kollektorspannung des Transistors 28 und damit die Basisspannung des Transistors 32 um etwa 0,7 V ansteigen, leitet der Lasttransistor 32 stark und die Lastkapazität der Kathodenstrahlröhre 20 wird über die nie- derohmige Stromquelle, die der Emitter des Transistors 32 darstellt, aufgeladen.

Der Gegenkopplungswiderstand 32 trägt dazu bei, die Übernahmekennlinie der Stufe zu linearisieren, indem er die Übernahme-

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verzerrung ( d.h. die Verzöqerunq des Beginnes des Anstieges der Ausgangsspannung) verringert und den Verstärkungsfaktor der Videoendstufe stabilisiert.

Wenn am !Widerstand 32 eine in positiver Richtung verlaufende Signaländerung auftritt, werden die Kaskodetransistoren 26 und 28 stärker in den leitenden Zustand ausgesteuert als es dem Ruhewert entspricht, so daß die Kollektorspannung des Transistors 28 abfällt. Die Diode 34 beginnt voll zu leiten, wenn dieser Spannungsabfall etwa 0,7 V erreicht und bildet mit dem Kaskodeverstärker 24 einen niederohmigen Entladungsstromweg von der Lastkapazität (Kathode 20) zum Bezugspotential.

Das Kleinsignalverhalten der Schaltungsanordnung gewährleistet eine relativ große Bandbreite. Da der in Emitterschaltung arbeitende Transistor 26 nur eine verhältnismäßig geringe Sperrdurchbruchsspannung zu haben braucht und wegen seiner niedrigen Kollektorspannung nur wenig Verlustleistung erzeugt, kann man ohne Schwierigkeiten ein Kleinsignal-Bauelement wählen, das die gewünschte Bandbreite gewährleistet.

Die Kaskodestufe 14 ohne die Filterschaltung R.., C. und die die Diode D₁ und den Widerstand R₂ enthaltende Schaltung ist in dem oben erwähnten Vorschlag genauer beschrieben.

Unter gewissen Verhältnissen kann die Videoverstärkerstufe 14 unerwünschte hochfrequente Oberwellen des ihr zugeführten Videosignals erzeugen. Diese Oberwellen können bis in das Frequenzband der empfangenen VHF-Signale reichen und durch die Fernsehsignalverarbeitungsschaltungen 10 derart verarbeitet werden, daß eine störende Wechselwirkung mit den empfangenen Signalen eintritt.

Die Signalverzerrungen, die durch die nichtlineare Stromflußkennlinie des Transistors 26 in der Nähe des Sperrbereiches erzeugt werden können, tragen zur Erzeugung von Signalfrequenzen

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höherer Ordnung oder Oberwellen der Grundfrequenz des Videosignals bei. Die Nichtlinearität der Stromflußkennlinie des Transistors 26 und die hierdurch verursachten Signalverzerrungen werden um so ausgeprägter, je mehr sich der Stromfluß im Transistor 26 der Grenze des Sperrbereiches nähert. Der Betrieb des Transistors 26 bei verhältnismäßig niedrigen Ruhestromwerten erhöht also die Wahrscheinlichkeit, daß der Transistor 26 in einem hochgradig nichtlinearen Kennlinienbereich arbeiten muß.

Der Transistor 26 kann durch einen schnellen, in negativer Richtung verlaufenden Sprung oder übergang der Eingangssignalamplitude veranlaßt werden, bei oder in der Nähe der Grenze des Sperrbereiches zu arbeiten. An dem durch den Emitter gebildeten Ausgang des Transistors 32 tritt dann ein großer, in entsprechender Weise in positiver Richtung verlaufender Sprung der Sianalamplitude auf. Wenn der Transistor 26 dann in dem stark nichtlinearen Kennlinienbereich an der Grenze des Sperrbereiches oder in ihrer Nähe arbeitet, entstehen übermäßige hochfrequente Oberwellen, die bis in das VHF-Band reichen. An dem durch den Fmitter des Transistors 32 gebildeten Ausgang treten verstärkte hochfrequente Oberwellen auf, die durch den Leiter, der den Ausgang des Verstärkers 14 mit dem Fingang des betreffenden Strahlerzeugungssystems der Bildröhre 22 koppelt, abgestrahlt. Die Erzeugung von hochfrequenten Oberwellen wird also durch den Betrieb des Transistors 26 bei niedrigen Puhestromwerten erleichtert, da der Transistor 26 dann leichter veranlaßt werden kann, bei oder in der Nähe der Grenze des Sperrbereiches zu arbeiten als im Falle von höheren Ruhestromwerten.

Fig. 1a zeigt einen Teil eines Videoeingangssignals (z.B. ein Signal mit einer Amplitude von 0,1 V„_ oder weniger), das dem der Basis des Transistors 26 abgewandten Ende des Widerstands R₁ zugeführt wird. Das Eingangssignal enthält einen schnellen, kurzdauernden, in negativer Richtung verlaufenden Amplituden-Übergang t_f und einen kurzdauernden, in positiver richtung verlaufenden Amplitudenübergang t . Der Amplitudenübergang t, ver-

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läuft in einer solchen Richtung, daß er den Strom im Transistor 26 zu verringern strebt. Es sei im Augenblick angenommen, daß die Abfallszeit des Signals während des Übergangs t- kleiner ist als die Ladezeitkonstante der kapazitiven Last, so daß am Emitter oder Ausgang des Transistors 32 als Antwort auf den verringerten Strom im Transistor 26 ein in positiver Richtung verlaufendes Signal entsteht, wie es in Fig. 1b dargestellt ist. Ein in Fig. 1c dargestellter Teil des in positiver Richtung verlaufenden Ausgangssignals wird über den Widerstand 52 zurückgeführt und an der Verbindung der Widerstände 52 und R* mit dem Eingangssignal (Fig. 1a) zu einem kombinierten Eingangssignal (Fig. 1d) vereint.

Die kombinierte Schwingung (Fig. 1d) enthält ein in positiver Richtung verlaufendes und ein in negativer Richtung verlaufendes Uberschwingen, das durch das verzögerte Ansteigen und Abfallen des positiven Rückführungssignals (Fig. 1c) verursacht wird. Die kombinierte Schwingung enthält im Bereich des ±i negativer Richtung verlaufenden Uberschwingens einen in negativer Richtung verlaufenden Amplitudensprung t', solcher Richtung, daß er den Strom im Transistor 26 kurzzeitig zum Sperrbereich hin verringert. Wenn dies eintritt, wird die Rückführungsschleife kurzzeitig unterbrochen und es treten nichtlineare Verzerrungen in erheblichem Ausmaß mit den begleitenden hochfrequenten Oberwellen auf.

Die Wahrscheinlichkeit, daß der Transistor 26 veranlaßt wird, im stark nichtlinearen Bereich bei oder in der Nähe der Grenze des Sperrbereiches zu arbeiten, hängt von dem Betrag ab, um den die Anstiegs- und Abfallzeiten des Ausgangssignals die entsprechenden Abfall- und Anstiegszeiten des Eingangssignals übersteigen. Eine Vergrößerung der Kapazität der Ausgangslast bewirkt eine Erhöhung der Anstiegszeit des Ausgangssignals und damit der Größe des in negativer Richtung verlaufenden Uberschwingens des kombinierten Eingangssignals (Fig. 1d).

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Das Rückführungssignal vermag das Arbeiten des Transistors bei oder in der Nähe der Grenze des Sperrbereichs bei in negativer Richtung verlaufenden Videoeingangssignalen verhältnismäßig niedriger Frequenz und Signalen mit Amplitudenänderungen relativ langer Dauer zu verhindern. Wenn die Dauer von Amplitudenänderungen oder -Sprüngen im wesentlichen gleich oder größer als die Aufladezeitkonstante der kapazitiven Last ist, tritt ein positiv verlaufender Ausgangssignalsprung an der kapazitiven Last infolge des abnehmenden Stromflusses im Transistor 26 auf. Dieser Ausgangssignalsprung hat einen Amplitudenanstieg, der zeitlich im wesentlichen mit dem in negativer Richtung verlaufenden (fallenden) Amplitudensprung der Eingangssignalschwingung zusammenfällt. In diesem Falle tritt dann in der kombinierten Eingangssignalschwingung kein Amplitudenüberschwingen auf und die Spitzenamplitudenwerte der kombinierten Signalschwingung werden dann den positiven Werten V₁ und V₂ (Fig. 1d) entsprechen. Der Transistor 26 wird dann durch den Kompensationseffekt des dicht folgenden Rückführungssignals im leitenden Zustand gehalten, da das Rückführungssignal in diesem Falle dann eine solche Richtung hat, daß es den Basissteuerstrom des Transistors 26 vergrößert.

Die unerwünschten hochfrequenten Oberwellen können durch die die Bandbreite begrenzende Tiefpaßfilterschaltuno mit dem Widerstand R- und dem Kondensator C₁ unterdrückt werden. Die Schaltung R-, C. ist in den Basiseingangskreis des Transistors 26 eingeschaltet, um die Bandbreite der Signale, die auf die Basis des Transistors 26 gekoppelt werden, auf die Systemsignalfrequenzbandbreite von z.B. 0 Hz bis 4 bis 5 MHz zu begrenzen. Der Widerstand R₁ dient ferner dazu, die Steuerquellenimpedanz der der Basis des Transistors 26 zugeführten Signale zu erhöhen. Die nichtlinearen Signalverzerrungen werden verringert, da die Linearität eines Transistorverstärkers bekanntlich verbessert wird, wenn die Ansteuerung durch eine hochohmige Quelle erfolgt. Der Widerstand R₁ dient ferner dazu, die Amplitude der am Basis-Emitter-Ubergang des Transistors 26 auftretenden Signalspannung zu verringern.

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Die Abstrahlung von hochfrequenten Oberwellen kann in noch größerem Maße durch die Wirkung der Diode D₁ und des Widerstandes 1*2 unterdrückt werden.

Die Diode D.. ist eine in Flußrichtung vorgespannte Halbleitereinrichtung mit einem PN-Übergang, welche im Bereich niedrigen Stromes eine nichtlineare Flußstromkennlinie hat. Die Diode D₁ ist mit dem Dasis-Emitter-PN-Ubergang des Transistors 26 in Reihe geschaltet, wie dieser in Flußrichtung gepolt und liegt sowohl im Eingangskreis als auch im Ausgangskreis des Transistors 26. Die nichtlineare Flußstromkennlinie der Diode D₁ ist ähnlich wie die des Basis-Emitter-Uberganges des Transistors 26, so daß die Diode D₁ eine nichtlineare Fmitterstromgegenkopplung für den Transistor 26 bewirkt, welche der sonst vom Transistor 26 gezeigten Nichtlinearität entgegenwirkt, besonders bei niedrigem Transistorstrom in der Nähe der Grenze des Sperrbereiches, Der Strom des Transistors 26 und damit auch der der Diode D sinkt als Antwort auf den in negativer Richtung verlaufenden Amplitudensprung des kombinierten Rinaangssignals rasch ab. Dabei steigt die Impedanz der Diode D₁ proportional zur Abnahme des Emitterstromes des Transistors 26 an und bewirkt dadurch eine Emittergegenkopplung oder Emitterstromrückführung (die Emittergegenkopplung durch die Diode D₁ ist bei normalen, höheren Strömen vernachlässigbar, da die Impedanz der Diode D- dann klein ist). Durch diesen Mechanismus linearisiert die Diode D₁ die Flußstromkennlinie des Transistors 26 im Bereich sehr kleiner Ströme in dar Nähe des Sperrbereichs. Die bessere Linearität der Transistorkennlinie hat geringere Signalverzerrungen und damit hochfrequente Oberwellen wesentlich geringerer Amplitude zur Folge.

Wegen der Diode D₁ kann der Transistor 26 also ein höheres Uberschwingen (t'j) des Eingangssignals in einer den Transietor 26 in Sperrichtung aussteuernden Richtung aushalten. Die Rückführungsschleife, die den Transistor 26 und den Widerstand 52 enthält, bleibt geschlossen und die Rückführung bzw. Gegenkopplung bleibt wirksam. Die nichtlinearen Verzerrungen des Signals und

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die dadurch verursachten hochfrequenten Oberwellen werden merklich verringert.

Die nachteiligen Wirkungen eines Überschwingens des kombinierten Eingangssignals mit großer Amplitude werden durch die Filterschal tung R.., C. weiter verringert. Der Widerstand R₁ bildet einen Spannungsteiler mit der durch den Basis-Emitter-Ubergang des Transistors 26 dargebotenen Impedanz. Am Basis-Emitter-Obergang des Transistors 26 tritt daher ein kombiniertes Eingangssignal verringerter Amplitude auf. Bei dem erläuterten Beispiel entstehen bei dem steilen, in negativer Richtung verlaufenden Oberschwingen des kombinierten Eingangssignals (Fig. 1d) Oberwellen mit Frequenzen, die über dem bei etwa 4 bis 5 MHz endenden Betriebsfrequenzband des Systems liegen. Diese Oberwellenfrequenzen werden jedoch durch die Tiefpaßfilterschaltung R₁, C- sowie durch die Eingangskapazität des Transistors 26 gedämpft. Die Amplitude des negativen Oberschwingens und die damit verbundene Tendenz, den Stromfluß des Transistors bis zum Sperren zu verringern, werden d'adurch also weiter herabgesetzt. Die Schaltung D₁, R- kann entweder allein oder in Kombination mit der Schaltung R-, C₁ verwendet werden.

Der Widerstand R, begrenzt die Emitterimpedanζ und damit das Ausmaß der Emittergegenkopplung während des Intervalles, indem der Stromfluß im Transistor 26 als Folge eines in negativer Richtung verlaufenden Eingangssignalsprunges abnimmt, da eine übermäßige Emittergegenkopplung die Verstärkung des Transistors 26 und damit die Funktion der den Transistor 26 und den Widerstand 52 enthaltenden Rückführungsschaltung erheblich beeinträchtigen kann. Der Widerstand Rj kann entfallen, wenn der Ruhestrom der Videoendstufe genügend hoch ist, so daß nicht zu erwarten ist, daß die Impedanz der Diode D₁ den Wert des Widerstandes R₂ (der bei diesem Beispiel 22Ο Ohm beträgt) überschreitet .

Fig. 2 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform einer in Emitter-

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schaltung arbeitenden Videoendverstärkerstufe 214, die mit niedrigem Ruhestrom und niedriger Ruheleistung arbeitet und Transistoren gleichen Leitungstyps enthält. Die Eingangssignale werden der Basiselektrode eines NPN-Transistors 226 zugeführt, der in Emitterschaltung arbeitet und mit einer aktiven Kollektorlast gekoppelt ist, welche einen NPN-Emitterfolgertransistor 232 und eine Abschalt- oder Trenndiode 234 enthält. Die Ausgangssignale entstehen an einem Arbeitswiderstand 240 und werden vom Emitter des Transistors 232 über einen Widerstand 260 ähnlich wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 einer kapazitiven Last zugeführt.

Die Endstufe 214 arbeitet ähnlich wie die Stufe 14 gemäß Fig. 1. In negativer Richtung verlaufende Amplitudenänderungen des Signals werden dadurch erzeugt, daß der Transistor 226 und die Diode 234 leiten, während in positiver Richtung verlaufende Amplitudenänderungen dadurch erzeugt werden, daß der Emitterfolgertransistor 232 leitet. Wenn sich das am Emitter des Transistors 232 erscheinende Ausgangssignal in negativer Richtung ändert, leitet der Transistor 226 und entlädt die Lastkapazität der Stufe 214 über die Diode 234. Wenn der Strom im Transistor 226 infolge eines sich in negativer Richtung ändernden Eingangssignales abnimmt, nimmt die Kollektorspannung dieses Transistors zu, was zur Folge hat, daß die Diode 234 sperrt. Die Lastkapazität der Stufe 214 behält die Spannung, die am Emitter des Transistors 232 liegt, bei, bis die Basisspannung des Transistors 232 genügend hoch ist, um den Transistor 232 leiten zu lassen, worauf sich dann die Lastkapazitätjentlädt. Wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 kann der Lastwiderstand 240 größer als der Lastwiderstand einer im Α-Betrieb arbeitenden Videoendstufe sein, so daß der Betriebs- oder Ruhestrom und der Leistungsverbrauch der Stufe gering sind.

Die das Betriebsfrequenzband begrenzende Schaltung R₁, C₁ der Stufe 214 dient denselben Zwecken, wie die entsprechende Filterschaltung der Stufe 14 in Fig. 1, mit der Ausnahme, daß bei der

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Stufe 214 der Kondensator C₁ dem Basis-Emitter-Ubergang des in Emitterschaltung arbeitenden Verstärkertransistors 226 direkt parallelgeschaltet ist. Die Diode D, und der Widerstand R₂ der Stufe 214 dienen den gleichen Zwecken, wie die entsprechenden Schaltungselemente der Stufe 14.

Auch die Gegenkopplungs- oder Rückführungsschaltung 252 der Stufe 214 hat den gleichen Zweck wie die den Widerstand 52 enthaltende Gegenkopplungsschaltung der Stufe 14 in Fig. 1. Die Gegenkopplungsschaltung 252 kann z.B. einen Widerstandsspannungsteiler enthalten und kann, wie dargestellt, mit dem Basiseingang des Transistors 226 oder einer nicht dargestellten Eingangsoder Vorverstärkerstufe, die der Stufe 214 vorgeschaltet ist, gekoppelt sein. Die Rückführungsschaltung 252 kann Vorrichtungen zum Einstellen des Schwarz- und des Weißwertes des Videosignals sowie Schaltungen zur frequenzselektiven Rückführung enthalten, tm eine Versteilerung oder Anhebung bei einem oder mehreren bestimmten Videosignalfrequenzen zu bewirken. Das Maß der Wechselstrom- oder Gleichstromgegenkopplung kann zur Einstellung des Verstärkungsgrades bzw. Arbeitspunktes der Schaltung veränderbar sein.

Fig. 3 zeigt eine Videoendstufe 314 mit niedrigem Strom- und Leistungsverbrauch, welche mit Transistoren 326 und 332 komplementären Leitungstyps arbeiten. Eine Videoendstufe dieses Typs ist in der eingangs erwähnten Veröffentlichung "Technical Co—inlcatlona Bulletin" der Firma Mullard Limited beschrieben.

Kurz gesagt wird die Vorspannung für den PNP-Transistör 332 durch Widerstände 340, 343 und 376 in Verbindung mit einer Versorgungsspannung (+24O V) erzeugt. Die Transistoren 332 und 326 sind alt Kollektorwiderständen 371 bzw. 372 verbunden, deren Verbindungspunkt Ober einen Widerstand 351 mit der Versorgungsspannung gekoppelt ist. Die Videoeingangssignale werden der Basis des NPH-Translstors 326 zugeführt und über einen Kondensator 375 wecheelspannuiigsmäBig auf die Basis des PNP-Transistors 332

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gekoppelt, so daß die Transistoren 326 und 332 gegenphaslg oder im Gegentakt arbeiten. Die Gegentaktausgangssignale der Transistoren 326 und 332 treten an der Verbindung der Widerstände 371 und 372 auf und werden über einen Widerstand 360 einer Ausgangsklemme zugeführt. Eine ausreichende Wechselspannungsverstärkung des Transistors 332 wird durch einen Kondensator 378 sichergestellt. Der Rückführungsschaltung 252 der Stufe 214 gemäß Fig.2 entspricht in Fig. 3 eine Rückführungsschaltung 352.

Die Transistoren 326 und 332 haben jeweils eine nichtlineare Stromflußkennlinie in einem Bereich niedrigen Stromes bei oder in der Nähe der Sperrgrenze. Wie bei Fig. 2 ist eine die Bandbreite begrenzende Tiefpaßfilterschaltung R-, C. vorgesehen. Im Emitterkreis des Transistors 326 liegt eine Diode D₁, die dazu dient, ein Sperren des Transistors 326 beim Auftreten von in negativer Richtung verlaufenden Eingangssignalen zu verhindern, welche dazu streben, den Transistor 326 zu einem Arbeiten bei oder in der Nähe der Sperrgrenze zu veranlassen, wie in Verbindung mit der Schaltung gemäß Fig. 1 erläutert worden war. In entsprechender Weise dient eine zusätzliche Diode D₂ dazu, einen Betrieb des PNP-Transistors 332 bei oder in der Nähe der Sperrgrenze zu verhindern, wenn in positiver Richtung verlaufende Eingangssignalübergänge auftreten, die ein solches Arbeiten zu verursachen streben.

In Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in Form einer im Α-Betrieb arbeitenden Videoendstufe dargestellt. Die Eingangssignale werden auf die Basis eines Transistors 426 gekoppelt und die verstärkten Ausgangssignale treten an einem Kollektorlastwiderstand 473 auf. Zwischen den Ausgang und den Eingang der Videoendstufe ist, wie in Verbindung mit den Fig. 1 bis 3 erwähnt worden war, eine Gleichstromgegenkopplungsschaltung 452 geschaltet. Die Videoendstufe 414 enthält ferner eine Tiefpaßfilterschaltung R₁, C₁ und eine Gegenkopplungsschaltung D₁, R₂, die in der aus Fig. 4 ersichtlichen Weise geschaltet sind und verhindern, daß der Transistor 426 beim Auftreten von steilen, in negativer Richtung verlaufenden Eingangssignalände-

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-23-rungen bei oder in der Nähe der Sperrgrenze arbeitet.

Eine im Α-Betrieb arbeitende Videoendstufe wird durch die Videoeingang ssignale weniger leicht bis zur Sperrgrenze oder in deren Nähe ausgesteuert als die in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Stufen niedrigen Stromes und niedrigen Leistungsverbrauchs, da eine A-Verstärkerstufe typischerweise mit höheren Ruhestromwerten arbeitet. Die Erzeugung von hochfrequenten Oberwellen kann durch Erhöhung des Ruhestromwertes unterdrückt werden, hierdurch werden jedoch der Leistungsverbrauch und die Betriebstemperatur in unerwünschter Weise erhöht. Diese und andere Probleme von im Α-Betrieb arbeitenden Stufen lassen sich wieder mit Schaltungen R., C₁ und/oder D.., R- mildern, wie sie in Fig. 4 dargestellt sind.

Die Fig. 5, 6 und 7 zeigen jeweils Abwandlungen für den Emitterkreis des Eingangsverstärkertransistors (z.B. des Transistors 26 in Fig. 1) einer Videoendstufe gemäß der Erfindung. Gemäß Fig. 5 enthält der Emitterkreis eines in Emitterschaltung arbeitenden Transistors 526 eine Diode D₁ und einen zusätzlichen Wideretand R₃, der in Reihe zwischen den Emitter des Transistors 526 und einen Schaltungspunkt geschaltet ist, der auf einem Bezugspotential V_R liegt. Die Rolle der Diode D₁. wurde bereits diskutiert. Der Parallelwiderstand R- fehlt in diesem Falle, d.h. sein Wert ist unendlich. Der Widerstand R₃ dient als Emittergegenkopplungswiderstand, der die Stabilität des Verstärkungsgrades der Videostufe verbessert. Der Widerstand R₃ kann z.B. dann erforderlich sein, wenn der Basis des Transistors 526 Eingangssignale V, von einer vorgeschalteten Verstärkerstufe mit beträchtlichem Verstärkungsgrad zugeführt werden und eine Gleichstromgegenkopplung vom Ausgang der Videoendstufe zu einem Eingang des Vorverstärkers vorgesehen ist und dementsprechend eine relativ hohe Schleifenverstärkung vorhanden ist.

In den Fig. 6 und 7 sind weitere Kombinationen der Widerstände R₃ und R- sowie der Diode D.. im Emitter kr eis eines Eingangs ver-

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-24-stärkertransistors einer Videoendstufe dargestellt.

Transistoren mit kleiner Kollektor-Basis-Rückkopplungskapazität (z.B. weniger als 2,5 pF), welche sich als Lasttransistor (z.B. als Transistor 32 in Fig. 1) eignen, sind z.B. die Typen BFR 88, RF 391 oder die RCA-Typen RCP 111C und BF 458. Für den in Basisschaltung arbeitenden Transistor 28 in Fig. 1 eignen sich z.B. die RCA-Typen RCP 111C und BF 458. Als Kleinsignal transistor (z.n. Transistor 26 in Fig. 1) eignet sich z.B. die Type BC 147. Ein geeigneter Typ für die Dioden D₁ und D₂ sind die Typen BAX 13 oder IN 914.

In Videoendstufen der beschriebenen Art kann der Wert des Widerstandes R₁ beispielsweise 0 Ohm betragen. Eine geeignete obere Grenze ist z.n. 3,3 kOhm. In entsprechender Weise kann auch der Kondensator C₁ entfallen (wenn die Basiskapazität des Eingangsverstärkertransistors allein die erforderliche Filterung gewährleistet) ; eine geeignete obere Grenze ist beispielsweise 56 pF. Zu den Faktoren, die die Werte dieses Widerstandes dieser Kapazität letztlich bestimmen, gehören der Typ des verwendeten Eingangsverstärkertransistors, der Ruhestrom der Transistoren und die Streukapazität der Schaltung. Diese Faktoren sind auch für die Wahl der Werte der Widerstände R₂ und R- wichtig. Der Wert des Widerstandes R₂ kann etwa 150 Ohm oder mehr betragen; der Wert des Widerstandes R₃ kann beispielsweise zwischen 0 und etwa 100 Ohm liegen.

Die beschriebenen Ausführungsbeispiele lassen sich in der verschiedensten Weise abwandeln, ohne den Rahmen der Erfindung zu überschreiten, z.B. können anstelle der dargestellten Transistoren Transistoren entgegengesetzten Leitungstyps verwendet werden, wobei dann die Polarität der Dioden D₁ und D₂ umzukehren ist. Für die Diode D₁ und/oder die Diode D₂ kann ein Basis-Emitter-Ubergang eines Transistors, ein als Diode geschalteter Transistor oder irgendeine ähnliche Einrichtung verwendet werden.

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Claims

RCA 71,111 PHMMMHi ·

GB-PA 30OO5/76 - 19. Juli 1976 Or. Dieter ν. ΒβκοΜ ^

US-PA 760,864 - 21. Januar 1977 Dipl.-tnfl. Prter Sdiütt

Dipl.-Ing. Wolfgang Hausier 8 München 86. Poetfach 86068·

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

Videoverstärker zum Steuern einer Bildwiedergabeeinrichtung, welche eine Intensitätssteuerelektrode enthält, mit einem Halbleiterverstärker, der in einem Bereich niedrigen Stromes eine nichtlineare Stromflußkennlinie hat und einen Eingangskreis, einen mit der Intensitätssteuerelektrode gekoppelten Ausgangskreis sowie eine zwischen den Ausgangskreis und den Eingangskreis geschaltete Gegenkopplungsschaltung aufweist, gekennzeichnet durch eine dem Eingangskreis und dem Ausgangskreis gemeinsame Impedanz, die eine Halbleitereinrichtung (D-) mit nichtlinearer Stromflußkennlinie in einem Bereich niedrigen Stromes enthält und eine Gegenkopplung für den Verstärker bewirkt, wenn dieser in dem erwähnten Bereich niedrigen Stromes arbeitet.

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INSPECTED
2) Videoverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterverstärker eine erste aktive stromleitende
Halbleitereinrichtung (226) mit einer nichtlinearen Stromflußkennlinie in einem Bereich niedrigen Stromes, der der Eingangskreis und der Ausgangskreis zugeordnet sind, wobei der Ausgangskreis eine Lastimpedanz mit einer einen PN-Übergang enthaltenden Halbleitereinrichtung (234) und eine zweite aktive stromleitende Halbleitereinrichtung (232) mit einer Steuerklemme
(Basis) aufweist und die PN-Halbleitereinrichtung zwischen die Hauptstromwege der ersten und der zweiten aktiven Halbleitereinrichtung und in Reihe mit diesen geschaltet ist und ein
Schaltungspunkt zwischen dem Hauptstromweg der zweiten aktiven Halbleitereinrichtung (232) und der den PN-Übergang enthaltenden Halbleitereinrichtung (234) eine Signalausgangsklemme für
den Verstärker bildet; und eine mit der Steuerklemme sowie der den PN-Übergang enthaltenden Halbleitereinrichtung (234) gekoppelte Gleichstromvorspannungsanordnung, welche die den PN-Übergang enthaltenden Halbleitereinrichtung (234) im Ruhezustand in einem im wesentlichen nichtleitenden Zustand hält,
enthält.
3) Videoverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterverstärker eine erste aktive stromführende
Halbleitereinrichtung (326) eines ersten Leitungstyps mit einem Hauptstromweg und einer nichtlinearen Stromflußkennlinie in
einem Bereich niedrigen Stromes sowie eine zweite aktive etromleitende Halbleitereinrichtung (332) eines zweiten, komplementären Leitungstyps mit einem Hauptstromweg und einer nichtlinearen Stromflußkennlinie in einem Bereich niedrigen Stromes enthält; daß die Hauptstromwege der beiden aktiven Halbleitereinrichtungen (326,332) in Reihe geschaltet sind; daß die Eingangs- und Ausgangskreise erste und zweite Eingangs- und Ausgangskreise enthalten, die der ersten bzw. zweiten aktiven
Halbleitereinrichtung zugeordnet sind; daß der erste und der
zweite Ausgangskreis eine gemeinsame Signalausgangsklemme
haben, welche durch eine Kopplungsanordnung (360) mit der Inten-

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sitätssteuerelektrode gekoppelt sind; daß die Gegenkopplungsschaltung (352) zwischen die Ausgangsklemme und den ersten sowie zweiten Eingangskreis geschaltet ist und daß die Impedanz (D^) gemeinsam mit dem ersten und dem zweiten Ausgangskreis gekoppelt ist.
4) Videoverstärker nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildwiedergabeeinrichtung eine kapazitive Belastung für den Ausgangskreis darstellt.
5) Videoverstärker nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Eingangskreis eine Tiefpaßfilterschaltung enthält.
6) Videoverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterverstärker einen Transistor (26) enthält, der mit seiner Basiselektrode an den Eingangskreis, mit seiner Kollektorelektrode an den Ausgangskreis mit einem Bezugspotential gekoppelt ist und daß die Halbleitereinrichtung (D₁) der Impedanz eine PN-Flächenhalbleitereinrichtung enthält, die mit der Emitterelektrode des Transistors gekoppelt und mit dem Basis-Emitter-Ubergang des Transistors mit gleicher Polung in Reihe geschaltet ist.
7) Videoverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangskreis eine Tiefpaßfilterschaltung mit einem Widerstand (R1) enthält, die Videosignale von einer Videosignalquelle und Gegenkopplungssignale von der Gegenkopplungsschaltung auf die Basis des Transistors koppelt.
8) Videoverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Tiefpaßfilterschaltung ferner eine zwischen die Basis und den Emitter des Transistors (26) gekoppelte Kapazität (C1) enthält.

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9) Videoverstärker nach Anspruch 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der PN-Flächenhalbleitereinrichtung (D^) ein Widerstand (R2) parallelgeschaltet ist.
10) Videoverstärker nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der PN-Flächenhalbleitereinrichtung ein Widerstand (R3) in Reihe geschaltet ist (Fig. 7).
11) Videoverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste aktive Halbleitereinrichtung einen ersten Transistor (26) enthält, dessen Basiselektrode mit dem Eingangskreis gekoppelt ist und dessen Kollektor- und Emitterelektrode zwischen sich einen Hauptstromweg begrenzen; daß die zweite aktive Halbleitereinrichtung einen zweiten Transistor (32) enthält, dessen nasiselektrode der Steuerklemme entspricht und dessen Kollektor- und Emitterelektrode zwischen sich einen Hauptstromweg begrenzen und daß die beiden Transistoren gleichen Leitungstyp haben.
12) Videoverstärker nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine dritte aktive stromführende Halbleitereinrichtung (28), die mit der ersten aktiven Halbleitereinrichtung (26) eine Kaskodeverstärkerschaltung bildet.
13) Videoverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste aktive Halbleitereinrichtung einen ersten Transistor (26) enthält, dessen Basiselektrode mit dem Eingangskreis gekoppelt ist und dessen Kollektor- und Emitterelektrode zwischen sich einen Hauptstromweg bilden; daß die zweite aktive Halbleitereinrichtung einen zweiten Transistor (32) enthält, dessen Bad.selektrode der Steuerklemme entspricht und dessen Kollektor- und Emitterelektrode zwischen sich einen Hauptstromweg begrenzen; daß die dritte aktive Halbleitereinrichtung einen dritten Transistor (28) mit einer Basiselektrode sowie einer Kollektor- und einer Emitterelektrode, die zwischen sich einen Hauptstromweg bilden, enthält, und daß die drei Transi-

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storen entsprechende Leitungstypen haben und mit ihren Kollektor-Emitter-Kreisen in Reihe geschaltet sind.
14) Videoverstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (26) im Vergleich zum dritten Transistor (32), welcher in Basisschaltung geschaltet ist, eine niedrige Nenn-Durchbruchsspannung hat.

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