DE2340847A1

DE2340847A1 - Analog-digital-umsetzer fuer signale mit gegenlaeufig geneigt verlaufenden kurvenabschnitten

Info

Publication number: DE2340847A1
Application number: DE19732340847
Authority: DE
Inventors: John Albert Schoeff
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1973-06-15
Filing date: 1973-08-13
Publication date: 1975-01-09
Also published as: DE2340847B2; US4092726A; DE2340847C3; JPS5416187B2; JPS5018161A

Description

Analog-Digital-Umsetzer für Signale mit gegenläufig geneigt verlaufenden Kurvenabschnitten

Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Umsetzer mit einem digitalen Untersystem, das ein erstes Steuersignal liefert und ein Taktsignal zu einer Zeit nach dem ersten Steuersignal benötigt, wobei diese Zeit proportional zur Amplitude des Analogsignals ist, welches in ein digitales Signal umgewandelt wird, und mit einem analogen Untersystem, welches das Taktsignal liefert.

Schaltungen, um analoge Signale in entsprechende und äquivalente digitale Signale umzuwandeln, werden in einer grossen Variationsbreite in der Messtechnik und der Fernmesstechnik bzw. Telemetrie verwendet. Ein bekannter Analog-Digital-Umsetzer, der für die Ansteuerung mit Analogsignalen mit gegenläufig geneigt verlaufenden Kurvenabschnitten geeignet ist, besteht aus einem digitalen Untersystem und einem

Fs/wi . analogen

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analogen Untersystem. Das analoge Untersystem umfasst grundsätzlich einen steuerbaren Spannungsschalter, einen Integrator und einen Komparator. Der Eingang des Integrators ist über einen Widerstand mit dem Ausgang des Spannungsschalters verbunden, wogegen der Ausgang des Integrators mit dem Komparator in Verbindung steht. Das digitale Untersystem umfasst in der RegäL einen Taktgenerator, ein Gatter, einen Zähler, einen bistabilen Multivibrator und eine Speicherschaltung sowie eine die digitalen Signale verarbeitende Schaltung. Das Gatter ist mit dem einen Eingang an den Ausgang des Taktgebers und mit dem anderen Eingang an den Ausgang des Komparators angeschlossen. Der Zähler liegt am Ausgang des Gatters und steht mit einem Ausgang über einen Flip-Flop mit dem Steuereingang des steuerbaren Spannungsschalters in Verbindung, wogegen die anderen Ausgänge des Zählers über eine Sperr- oder Speicherschaltung und einen Multiplexer an die die digitalen Daten verarbeitende Schaltung angeschlossen sind. Hierbei kann es sich um eine binär kodierte Dezimalanzeige oder andere digitale datenverarbeitende Schaltungen handeln.

Im Betrieb wird vom steuerbaren Schalter eine an einem ersten Eingang liegende unbekannte Eingangsspannung an den Integrator angelegt, der eine Ladung in Abhängigkeit von der Eingangsspannung speichert, während der Taktgenerator den Zähler betreibt. Diese Eingangsspannung verursacht eine erste ansteigende Spannung am Ausgang des Integrators. Nach einer bestimmten Zeitdauer triggert ein gegebener Zählerstand den Flip-Flop, der den steuerbaren Spannungsschalter veranlasst, die Eingangsspannung abzuschalten und eine Bezugsspannung mit einer zur Eingangsspannung entgegengesetzten Polarität an den Integrator anzulegen. Im Augenblick, in welchem der Spannungsschalter seinen Zustand ändert, erreicht die Ausgangsspannung des Integrators einen Spitzenwert, welche proportional der Amplitude der Eingangs spannung ist. Die Bezugsspannung bewirkt, dass die Amplitude der Ausgangsspannung des Integrators vom Spitzenwert

- 2 - aus

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aus gegen einen Bezugswert abnimmt, und zwar mit einer konstanten Neigung, wodurch eine abfallende Flanke-entsteht. Der Zähler wird gleichzeitig mit dem Beginn der abfallenden Flanke zurückgestellt. Da der Spitzenwert der zweiten Flanke proportional der Amplitude der Eingangsspannung und die Neigung der zweiten Flanke konstant sind, ist die Zeitdauer, die benötigt wird, bis die zweite Flanke das Bezugsniveau erreicht, proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Der Komparator wird von der Ausgangsspannung des Integrators getriggert, wenn dieser das Bezugsniveau erreicht und schaltet das Gatter ab, so dass der Taktgenerator vom Zähler abgeschaltet wird. Als Folge davon ist der Zählerstand, der in Form eines binären Signals vorhanden ist, proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Nachdem das binäre Ausgangssignal in einer Sperr- oder Speicherschaltung gespeichert ist, kann ein weiterer Umwandlungszyklus beginnen, während welchem das gespeicherte binäre Ausgangssignal weiterverarbeitet und der Speicherinhalt gelöscht werden kann.

Ein Vorteil eines solchen Analog-Digital-Umsetzers besteht darin, dass das binäre Ausgangssignal unabhängig von Änderungen des Integrationskondensators des Integrationswiderstandes und dem Taktverhältnis ist, da alle diese Grossen für die ansteigende sowie die abfallende Flanke gemeinsam wirksam sind. Daraus ergibt sich, dass die Langzeitveränderungen dieser Parameter sich aufheben. Auch werden Langzeitänderungen bezüglich der Schwellwertspannung im Komparator ausgeglichen. Ein solcher Analog-Digital-Umsetzer hat im Vergleich mit anderen bekannten Analog-Ditigal-Systemen bestimmte Vorteile bei Anwendungsfallen, in welchen die Amplitude einer unbekannten Spannung genau gemessen und in digitaler Form ermittelt werden muss. Ein solcher Anwendungsfall ergibt sich bei einem digitalen Voltmeter j das eine Dezimalanzeige der Amplitude der gemessenen Gleichspannung liefern soll.

- 3 - Bei

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Bei bekannten Ausführungsformen des analogen Untersystems werden zumindest vier integrierte Schaltkreise und eine Vielzahl diskreter aktiver und passiver Elemente benötigt, deren Werte kritisch sind. Diese Schaltungskonfiguration ist daher nicht für eine monolithisch integrierte Halbleiterausführung geeignet.So benötigen die bekannten Analog-Untersysterne, welche auf Eingangsspannungen positiver und negativer Polarität ansprechen, zwei grosse Feldeffekttransistoren, um die Spannungsumschaltung zu bewerkstelligen. Derartige Feldeffekttransistoren mit niedrigem Widerstand benötigen den grössten Anteil der Fläche des Halbleiterplättchens. Ausserdem haben diese Feldeffekttransistoren unerwünscht langsame Schaltzeiten, da verhältnismässig hohe Kapazitäten in dem Elementenaufbau vorhanden sind. Dagegen sind andere Schaltungsteile dieses bekannten analogen Untersystems besser in bipolarer Halbleitertechnik für den gewünschten Zweck verwendbar. Da es kein billiges und einfaches Verfahren gibt, um Feldeffekttransistoren einerseits und bipolare Halbleiterelemente andererseits auf ein und demselben Halbleiterplättchen herzustellen, ist diese Ausführungsform eines bekannten analogen Untersystems in der Herstellung sehr teuer und fordert ferner einen verhältnismässig grossen Montageaufwand.

Ein weiterer Machteil der bekannten Umsetzer besteht darin, dass es schwierig ist, ein analoges Untersystem zu schaffen, das auf Eingangsspannungen unterschiedlicher Polarität ansprechen kann. Daher sind die meisten Systeme für eine Eingangsspannung einer bestimmten Polarität ausgelegt. Deshalb muss die Bezugsspannung bezüglich der Polarität umgeschaltet werden und die digitale Schaltung umgekehrt werden, wenn die Polarität des Eingangssignals sich ändert. Herkömmliche Operationsverstärker und Integratoren, die diese Forderung erfüllen, benötigen eine doppelte Energieversorgung mit drei Spannungspotentialen, wodurch sich die Kosten für derartige Schaltungen erheblich vergrössern und die Schaltungen selbst

- 4 - kompliziert

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kompliziert aufgebaut sein müssen. Dies wiederum führt zu grösseren Schaltungen, und zwar sowohl bezüglich der Abmessung als auch des Gewichtes.

Ein weiteres Problem bei bekannten Schaltungskonfigurationen ergibt sich, wenn die Eingangsspannung O an den Wandler angelegt wird. Wenn sich das Eingangsspannungssignal dem Wert 0 nähert, geht auch der Betrag des dem Integrator zugeführten Stromes gegen O, so dass die anfängliche Neigung der Flanke ebenfalls gegen 0 geht. Wenn die Neigung der Flanke abnimmt, ist es leichter möglich, dass Rauschsignale die Schaltung triggern und ausserdem kann die Schaltung in einem statischen Zustand festgehalten werden, wodurch falsche Ausgangssignale entstehen. Es ist auch bekannt, dass die herkömmlichen Systeme sehr genau kalibrierte Widerstände und Kapazitäten erfordern, was bei der Herstellung in monolithisch integrierter Form verhältnismässig schwierig zu erreichen ist und daher teure Verfahren erfordert. Ausserdem können die aus diskreten Elementen aufgebauten analogen Schaltungskonfigurationen nicht leicht in der Weise umgeformt werden, dass sich eine höhere Zuverlässigkeit ergibt und ein geringeres Gewicht sowie eine geringere Grosse bei geringeren Herstellungskosten erzielbar sind. Ferner ist es unmöglich, die Verlustleistung soweit zu verringern, wie dies bei einem monolithisch integrierten Schaltungsaufbau möglich ist. ~'~

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, einen Analog-Digital-Umsetzer der vorausstehend erwähnten Art zu schaffen, der die Nachteile bekannter Analog-Digital-Umsetzer überwindet und zur Herstellung auf einem einzigen Halbleiterplättchen in monolitisch integrierter Schaltkreisform geeignet ist. Insbesondere sollen keine Feldeffekttransistoren und keine Komponenten benötigt werden, die bezüglich ihrer Werte kritisch sind, so dass die Herstellung des Analog-Digital-Umsetzers in bipolarer Technik möglich ist. Insbesondere

- 5 - · sollen

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sollen unerwünschte thermische Ströme innerhalb der Schaltung ausgeglichen werden und eine· Versetzung der Neigung der Signalflanken möglich sein, wenn keine Eingangsspannung anliegt. Diese Eingangsspannung soll in jeder Polarität anlegbar sein, wobei jedoch nur eine Leistungsversorgung mit zwei Potentialen erforderlich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass eine Bezugsspannungsversorgung einen Bezugsstrom mit konstanter Amplitude an seiner Ausgangsklemme liefert, dass ein Analogspannungs-Stromwandler an seinen Eingangsklemmen mit einer analogen Spannung beaufschlag-ar ist und an seiner Ausgangsklemme einen Analogstrom liefert, dessen Amplitude proportional der Amplitude der Analogspannung ist, dass ein Stromsteuernetzwerk mit einem ersten Eingang an die Ausgangsklemine der Beζugsspannungsversorgung und mit einem zweiten Eingang an die Ausgangsklemme des Analogspaiinungs-Stromwandlers angeschlossen ist und an einem Steuereingang mit dem ersten Steuersignal beaufschlagbar ist, während an der Ausgangsklemme des Stromsteuernetzwerkes ein Bezugsstrom in Abhängigkeit von dem ersten Steuersignal zur Verfügung steht, dass ferner eine triggerbare Schaltung an die Ausgangsklemme des Stromsteuernetzwerkes angeschlossen ist und mit dem Bezugsstrom beaufschlagt wird, dass die triggerbare Schaltung ferner mit dem Analogstrom beaufschlagt wird und das Taktsignal an einer Ausgangsklemme zur Verfügung stellt, undliass die triggerbare Schaltung mit dem digitalen Untersystem in Verbindung steht.

Weitere Merkmale und Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Eine besonders vorteilhafte Verwirklichung des Analog-Digital-Umsetzers für Signale mit gegenläufig geneigt verlaufenden Kurvenabschnitten umfasst ein analoges Untersystem und ein digitales Untersystem und liefert-ein digitales Ausgangssignal,

- 6 - das

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das proportional der Amplitude der Eingangsspannung ist. Das analoge Untersystem des Umsetzers umfasst eine Bezugsspannungsver sorgung, die eine Spannung mit konstanter Amplitude zur Ansteuerung eines Bezugsspannung-Stromwandlers liefert und damit einen Bezugsstrom zur Verfugung stellt, der eine konstante Amplitude hat. Ein eingangsseitiger Spannungs-Stromwandler liefert einen Strom, dessen Amplitude proportional der Amplitude der Eingangs spannung ist und der in eine Richtung entgegengesetzt dem Bezugsstrom fliesst. Ferner umfasst das analoge Untersystem ein Stromsteuernetzwerk, dessen eine Eingangsklemme mit der Bezugsspannungsversorgung und dessen andere Eingangsklemme mit dem eingangsseitigen Spannungs-Stromwandler verbunden sind. Dieses Stromsteuernetzwerk spricht auf ein erstes Steuersignal an, das vom digitalen Untersystem geliefert wird, um den Eingangsstrom anfänglin dem Integrator für eine bestimmte Zeit zuzuführen.Dieser Eingangsstrom bewirkt, dass die Integrator-Ausgangsspannung von einem anfänglichen Potential für eine bestimmte Zeitdauer sich weg verändert, wobei diese Zeitdauer durch ein weiteres zweites Steuersignal von dem digitalen Untersystem beendet wird, um den.Bezugsstrom mit konstanter Amplitude 'dem Integrator zuzuführen. Dieser Bezugsstrom verursacht dann, dass die Integrator-Ausgangsspannung gegen das anfängliche Potential abnimmt, und zwar mit konstanter Neigung. Damit erreicht die Integrator-Ausgangsspannung das ursprüngliche Potentialniveau zu einem zweiten Zeitpunkt nach dem Anlegen eines zweiten Steuersignals, wobei diese zweite Zeitdauer proportional der Amplitude der Eingangsspannung ist. In Abhängigkeit von dem Erreichen der ursprünglichen Spannungjiurch das Integrator-Ausgangssignal ändert ein mit dem Integrator verbundener Komparator seinen ausgangsseitigen Signalzustand und veranlasst einen Zähler des digitalen Untersystems, die digitalen Signale bis zu dem Zeitpunkt zu speichern, zu welchem diese in einen weiteren Speicher überführt werden können. Danach beginnt ein weiterer Umwandlungszyklus. Das analoge Untersystem umfasst ferner einen Generator

- 7 - für

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für den Anstiegsversetzungsstrom, der eine minimale Neigung bewirkt, wenn das Signal von der ursprünglichen Spannung ausgehend sich verändert. Dadurch wird die Rauschimmunität erhöht und die Linearität zwischen dem digitalen Ausgangssignal und der Amplitude der Eingangsspannung wesentlich verbessert. Der Zähler des digitalen Untersystems ist derart ausgelegt, dass er zusätzliche Zählschritte ausführt, um diesen Anstiegsversetzungsstrom zu kompensieren. Überdies sind Temperaturkompensationen und Gleichlaufmassnahmen getroffen, um den Wandler unabhängig von Temperaturänderungen zu machen. Mit Hilfe von Klemmschaltungen wird der dynamische Bereich der Signale im analogen Untersystem begrenzt und dadurch die Geschwindigkeit vergrössert, mit der die Umwandlung stattfindet, und die Umwandlungsfrequenz auf ein Maximum gebracht.

- 8 - Die

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Die Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich auch aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung-. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm, aus dem der Steuersignalfluss zwischen"einer integrierten Schaltung mit einem analogen Untersystem 'und einer integrierten Schaltung mit einem digitalen Untersystem hervorgeht, aufgrund dessen ein Analog-Digital-Umsetzer für Signale mit; gegenläufig geneigt verlaufenden Kurvenabschnitten entsteht;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des analogen Untersystems nach einer Ausführungsform der Erfindung, das mit dem digitalen Untersystem verbunden ist;

Fig. 3 Zeitdiagramme, die die Wirkungsweise des analogen Untersystems gemäss Fig. 2 erläutern;

Fig. 4- das analoge Untersystem gemäss Fig. 2, welches teilweise im Block und teilweise als Schaltbild dargestellt ist;

Fig. 5 einen Teil der Schaltung gemäss Fig. 4, mit welchem die Temperaturkompensation und die Linearitätsfunktionen verwirklicht werden;

Fig. 6 ein Diagramm, aus dem die Eingangs-Ausgangslinearität hervorgeht;

Fig. 7 ^eiⁿ Schaltbild des analogen Untersystems, das für die Herstellung als integrierte Schaltung mit den Mitteln der Bipolar-Technologie geeignet ist.

- 9 - Wie

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Wie aus Fig. 1 hervorgeht, ist ein kompletter Analog-Digital-Umsetzer für Signale mit gegenläufig geneigt verlaufenden Kurvenabschnitten aus einem auf einem integrierten Halbleiterplättchen 12 angebrachten analogen Untersystem und einem auf einem integrierten Halbleiterplättchen 14- angebrachten digitalen Untersystem aufgebaut. Das analoge Untersystem 12 dieses Umsetzers 10 spricht auf die Spannungsamplitude eines Eingangssignals an, das zwischen den Klemmen 15 und 16 angelegt wird, um ein Taktsignal an der Ausgangsklemme 17 zu liefern, welche mit der Klemme 18 des digitalen Untersystems 14- verbunden ist. Ein Anstiegssteuersignal wird an der Klemme 20 des digitalen Untersystems 14- zur Verfügung gestellt und über die Verbindung mit der Klemme 22 des analogen Untersystems 12 an dieses übertragen. Die Versorgungsspannung, welche zwischen +5 und +18 Volt liegen kann, wird über eine Klemme 24- zugeführt, die mit den entsprechenden Klemmen 26 und 28 für die Stromversorgung des analogen Untersystems 12 und des digitalen Untersystems 14- verbunden ist. Wie aus Fig. 1 hervorgeht, sind ein Integrationskondensator 30, ein Eichpotentiometer 32 und ein O-Abstimmpotentiometer 34- die einzigen externen Komponenten, die für das analoge Untersystem 12 benötigt werden. Das Eichpotentiometer 32 liegt zwischen den Klemmen 25, 27 und 29 und das Abstimmpotentiometer 34- zwischen den Klemmen 31, 33 und 35-

Das Zusammenwirken des analogen Untersystems 12 und des digitalen Untersystems 14- wird anhand der Fig. 2 beschrieben. Dabei werden grundsätzlich für die nachfolgende Beschreibung gleiche Bezugszeichen für gleiche Teile bzw. Funktionen in den einzelnen Figuren verwendet. Das analoge Untersystem 12 umfasst einen eingangsseitigen Operationsverstärker 4-8 mit den Eingangsklemmen 4-9 und 50, die an die System-Eingangsklemmen 15 und 16 angeschlossen sind. Die Ausgangsklemme 53 eines eingangsseitigen Spannung-Stromumsetzers 52, der den Operationsverstärker 4-8 mit umfasst, liegt an der Eingangs-

- 10 - klemme

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klemme 5^- eines Stromsteuernetzwerkes 56, welches auch mit einem Generator 58 für einen Anstiegsversetzungsstrom verbunden ist. Der Umsetzer 52 zieht einen Strom von der Ausgangsklemme bzw. dem Ausgangsknoten 53, dessen Augenblicksamplitude proportional der Augenblicksamplitude der Eingangsspannung ist.

Eine BezugsSpannungsversorgung 60 hat eine Eingangsklemme 59, an welche die Stromversorgungsspannung anschliessbar ist. An der Ausgangsklemme 61 liegt das Eichpotentiometer 32, dessen Abgriff an einem Operationsverstärker 66 für die Bezugsspannung liegt. Die Bezugsspannungsversorgung 60 liefert eine Spannung über die Klemme 61, deren Amplitude z.B. auf 1,2 Volt stabilisiert ist. Mit der Ausgangsklemme 67 des Operationsverstärkers 66 ist ein Bezugsspannungs-Stromwandler 68 verbunden, dessen Ausgangsklemme mit der zweiten Eingangsklemme 72 des Stromsteuernetzwerkes 56 in Verbindung steht. Der Operationsverstärker 66 für die Bezugsspannung liefert eine Spannung zur Steuerung des Wandlers 68, deren Spannung stabilisiert und durch die Einstellung des Eichpotentiometers 32 bestimmt ist. Der Bezugsspannung-Stromwandler 68 erzeugt einen Strom mit einer konstanten Amplitude, der in eine entgegengesetzte Richtung wie der Strom des Wandlers 52 zu fHessen tendiert.

Die Ausgangsklemme 78 des Stromsteuernetzwerkes 56 ist mit einer ersten Eingangskiemme 80 eines Integrators 82 verbunden. Die zweite Eingangsklemme 84 dieses Integrators 82 ist mit der zweiten Ausgangsklemme 86 der Bezugsspannungsversorgung 60 verbunden. Diese BezugsspannungsVersorgung 60 liefert eine temperaturabhängig veränderliche Spannung an der Klemme 86 mit einer Amplitude von beispielsweise etwa 2,1 Volt. Der Integrationskondensator 30 ist von der Eingangsklemme 80 zur Ausgangsklemme 88 des Integrators 82 geschaltet und bewirkt eine Ausgangsspannung, die entweder auf den Strom des Wandlers 52 oder des Wandlers 68 anspricht, welcher jeweils mit dem Stromsteuernetzwerk 56 verbunden ist. Da der Integrator 82 strom-

- 11 - gesteuert

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gesteuert ist, stellen die Verstärkung und die eingangsseitio Spannungsabweichung keine kritischen Faktoren dar.

Die Eingangskiemme 90 eines !Comparators 92 ie\t mit der Ausgangsklemme 88 des Integrators 82 verbunden. Die Ausgangsklemme 93 des Komparators liegt an der Anschlussklemme 17 der, integrierten analogen Untersystems 12. Der Komparator 92 spricht auf die Amplitude der Ausgangsspannung des Integrators 82 an, wenn diese ein Schwellwertniveau von z.B. 1 Volt durchläuft und schaltet das Ausgangssignalniveau um, um damit ein -Taktsteuersignal zu liefern. Dieser Komparator 92 soll eine sehr kleine Hysterese und verhältnismässig langsame Anstiegs- und Abfallzeiten aufweisen, um das Systemrauschen zu verringern.

Das digitale Untersystern 14, das auf einem getrennten integrierten Halbleiterplättchen angebracht ist, kann aus komplementären MOS-Halbleiterelementen aufgebaut sein. Dieses digitale Untersystem umfasst einen Taktgenerator 100, der ein Rechtecksignal mit konstanter Wiederholungsfrequenz, z.B. in der Höhe von 10MHz an der Ausgangsklemme 102 zur Verfügung stellt, welche mit der einen Eingangsklemme 104 eines UND-Gatters 106 verbunden ist. Die andere Eingangsklemme 108 des UND-Gatters! 106 ist über' die Anschlussklemme 17 mit dem Komparator 92 im analogen Untersystem 12 .verbunden. Zu diesem Zweck ist an dem digitalen Untersystem eine Anschlussklemme 18 vorgesehen, die mit einem Leiter 110 an die Anschlussklemme 17 angeschlossen ist. Die Ausgangsklemme 111 des UND-Gatters 106 ist mit der Ansteuerklemme 112 eines Zählers 114 verbunden. Dieser Zähler besitzt eine Vielzahl von Ausgangsklemmen 116, die mit einer entsprechenden Vielzahl von Eingangsklemmen 120 einer Sperr- oder Speicherschaltung 122 verbunden sind. Die Ausgangsklemmen der Sperr- oder Speicherschaltung 122 sind mit einem Multiplexer 124 verbunden, dessen Ausgang wiederum an den Anschlussklemmen 126 und 127 liegt,

- 12 - an

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an welche eine Ausgangsstufe 128 angeschlossen sein kann. Diese Ausgangsstufe 128 kann eine binär kodierte Dezimalschaltung und eine numerische Anzeige aus entweder Flüssigkeitskristallen oder lichtemittierenden Dioden umfassen. Die Ausgangsklemme 130 des Zählers 114 ist mit der Eingangsklemme 132 eines bistabilen Multivibrators 134 verbunden. Dieser bistabile Multivibrator bzw. Flip-Flop 134 ist., ausgangsseitig über die Klemme 136 an die Anschlussklemme 20 angeschlossen, die zur Herstellung einer Kontaktverbindung zwischen dem HaIbleiterplättchen des analogen Untersystems mit dem Halbleiterplättchen des digitalen Untersystems dient und dazu über eine· äussere Leitung mit der Anschlussklemme 22 in Verbindung steht. Die Eingangsklemme 141 für das Anstiegssteuersignal zum An-■ legen an das Stromsteuernetzwerk 56 ist mit der Anschlussklemme 22 des Halbleiterplättchens verbunden.

Zur Erläuterung der Funktionsweise des Wandlers wird angenommen, dass eine Gleichstrom- oder Analogspannung eingangsseitig an die Eingangsklemmen 15 und 16 des Systems angelegt wird und die Amplitude dieser Spannung zu messen und darzustellen ist. Ferner wird angenommen, dass das Stromsteuernetzwerk 56 anfänglich die Eingangsklemme 54 mit der Ausgangsklemme 78 verbindet. Ferner wird davon ausgegangen, dass das Stromsteuernetzwerk 56 den ausgangsseitigenfStrom vom Bezugsspannungs-Stromwandler 68 nach Masse ableitet. In Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals zieht der Spannungs-Stromwandler 52 einen Strom vom Integrationskondensator 30 über das Stromsteuernetzwerk 56 nach Masse. Als Folge davon wird der Kondensator 30 geladen, während ein Taktsignal von dem Taktgenerator 100 über das UND-Gatter 106 zum Zähler 114 übertragen wird, welcher für eine bestimmte Zeitdauer zwischen Tq und T, gemäss Fig. 3 Zählschritte ausführt. Zum Zeitpunkt T, hat der Zähler 114 einen bestimmten Signalzustand, z.B. entsprechend einem maximalen Zählerstand, und liefert ein Steuersignal an den Flip-Flop 134. In Abhängigkeit von

- 13 - diesem

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diesem Steuersignal wird das Anstiegssteuersignal 142 gemäss Fig. 3, C, an der Ausgangsklemme 136 des Flip-Flops 134 vom niedrigen Signalniveau 143 auf das hohe Signalniveau 144 geändert. Dieses hohe Signalniveau 144 des Anstiegssteuersignals 142 verursacht, dass das Stromsteuernetzwerk 56 den Strom vom Eingang des Spannungs-Stromwandlers 52 nach Masse führt und der Bezugsstrom vom Wandler 68 dem Integrator zugeführt wird. Da der Bezugsstrom in einer Richtung fliesst, die dem Eingangsstrom entgegengesetzt ist, wird durch diese Punktion der Anstieg der Flanke 150 der Ausgangs spannung des Integrators 82 zum Zeitpunkt T-, beendet, wie aus ^ig. 3, A, hervorgeht. Gleichzeitig beginnt die Ausgangsspannung von diesem Zeitpunkt an abzufallen, wodurch sich die abfallende Flanke 152 ergibt. Der Zähler. 114 wird in Abhängigkeit von seinem vorbestimmten Signalzustand, der zum Zeitpunkt T, auftritt, zurückgestellt.

Da der Bezugsstrom den Kondensator 30 für eine festliegende Zeit auflädt, ist die Spannungsspitze 153 des Integrator-Ausgangssignals proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Während der Zeit T^ und Tg entlädt der Strom vom Wandler 68 den Integrationskondensator 30, wie sich aus der abfallenden Flanke 152 gemäss Fig. 3, A, ergibt und bewirkt, dass die Aus gangs spannung des Integrators 82 in Eichtung auf das Bezugsniveau 155 abfällt. Zum Zeitpunkt T~ schaltet die Aus gangsspannung des Komparators 92 vom hohen Signalniveau 156 auf das niedrige Signalniveau 158 um, wobei diese Umschaltung in Abhängigkeit vom Durchlaufen des Schwellwertoder Bezugsniveaus des Komparators durch die Ausgangsspannung des Integrators erfolgt, wie sich aus dem Kurvenverlauf 154 gemäss Fig. 3_} B, ergibt. Das Bezugs- oder Schwellwertniveau kann dabei auf einem Volt liegen. Das niedrige Signalniveau 158 des Komparatorausgangssignals macht das UND-Gatter 106 nicht leitend und beendet dadurch den Fluss des Taktsignals zum Zähler 114. Der Zähler 114 speichert somit ein binär

- 14 - kodiertes

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ir²⁶

kodiertes Dezimalsignal, dessen Zählgrösse proportional dem maximalen Spannungsniveau 153 ist, welches vom Integrationskondensator 30 erhalten wird. Da der Spitzenwert 153 proportional der Amplitude der Eingangsspannung und die Neigung der abfallenden Flanke 152 konstant sind, ist die Zählgrösse proportional der Amplitude der Eingangsspannung. Das digitale Ausgangssignal des Zählers 114 wird in der Sperr- oder Speicherschaltung 122 gespeichert und über den Multiplexer 124 an die Ausgangsschaltung 128 übertragen. Von dieser Ausgangsschaltung 128 wird entweder in Abhängigkeit von der Amplitude der Eingangsspannung eine Anzeige oder ein Steuersignal ausgelöst.

Der Generator 58 für den Anstiegsversetzungsstrom gemäss Fig. 2 liefert ein konstantes Neigungssignal entsprechend der ansteigenden Flanke I50 gemäss Fig., A, am Ausgang des Intetrators 82 zwischen der Zeit T_Q und T-, . Dieses minimale Neigüngssignal stellt sicher, dass das Stromsteuernetzwerk 56 in Funktion bleibt, selbst wenn entweder keine Eingangsspannung oder nur eine Exngangsspannung mit sehr kleiner Amplitude an die Eingangsklemmen 15 und 16 angelegt werden. Damit wird die Neigung des Analog-Digital-Umsetzers,einen unerwünschten eingeschwungenen Zustand anzunehmen oder unerwünscht auf Rauschsignale anzusprechen, verringert. Zur Kompensation dieser minimalen Neigung der ansteigenden Flanke 15O und damit der minimalen Neigung der abfallenden Flanke 152, welche durch den vom Integrationskondensator durch den Generator 58 gezogenen Strom verursacht wird, ist es notwendig, zusätzliche Zählschritte im Zähler 114 vorzusehen. Wenn der Strom der Anstiegsversetzung eine Vergrösserung der Neigung der ansteigenden Flanke I50 um 3% durch das Ziehen von 5% &es vollen Stromes bewirkt, muss der Zähler 114 verzögert werden oder zusätzliche Zählschritte ausführen, die 5% eier Anzahl der Zählschritte entsprechen, die notwendig sind, um das Anstiegssteuersignal 142 vom niedrigen Signalniveau auf ein hohes

- 15 - Signalniveau

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Signalniveau zu ändern. Wenn dies nicht der Fall wäre, würde ein vergrösserter Anstieg den Analog-Digital-Umsetzer dazu veranlassen, ungenaue Ablesungen auszulösen. Der Anstiegssteuerstrom wird dem Integrator 82 über das Stromsteuernetzwerk 56 nur zwischen der Zeit Tq und T, eines jeden Umwandlungszyklus zugeführt.

Wie aus Fig. 3> A, hervorgeht, verläuft die anfallende Flanke 152 unter das Schwellwertniveau 155 und erreicht den tiefsten Punkt zum Zeitpunkt T,, was sich ereignet, nachdem das Komparator-Ausgangssignal mit dem Niveau I58 das Gatter zum Zeitpunkt T~ abschaltet. Zum Zeitpunkt T, ändert der Flip-Flop 134- das Anstiegssteuersignal 142 vom hohen Signalniveau auf das niedrige Signalniveau 160, was eine Umschaltung des Stromsteuernetzwerkes bewirkt und erneut zulässt, dass der Anstiegsversetzungsstrom und der Eingangsstrom vom Wandler die Integrator-Ausgangsspannung beeinflussen. Damit beginnt die ansteigende Flanke 162 gemäss Fig. 3, A, zum Zeitpunkt T,, Zum Zeitpunkt T₂, durchläuft die ansteigende Flanke 162 des Integrators 82 das Schwellwertniveau 155 und schaltet den Komparator 92 um, der dann ein hohes Signalniveau 170 an der Ausgangsklemme 93, wie in Fig. 3, B, dargestellt, liefert. Dieses hohe Komparator-Ausgangssignal 170 macht das Gatter 106 zum Zeitpunkt T. leitend und ermöglicht, dass das Taktsignal vom Taktgenerator 100 den Zähler 114 erneut startet, um mit einem neuen Umwandlungszyklus zu beginnen, der dem vorausgehend beschriebenen entspricht.

Zwischen dem Zeitpunkt ¹H^ und T₂, bleibt der Signalzustand des Zählers 114 unverändert, und zwar aufgrund der Verzögerung, welche durch den Flip-Flop 134 ausgelöst wird, so dass die Sperr- oder Speicherschaltung 122 den binären Zählerstand speichern kann,· womit die gemessene Amplitude des Eingangssignals angezeigt wird. Der Zähler 114 wird nach dem Zeitpunkt T, und vor dem Zeitpunkt T., nachdem die Information in

- 16 - die

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die Sperr- oder Speicherschaltung 122 übertragen ist, zurück- ■ gestellt. Diese Abschaltperiode des Zählers zwischen der Zeit T, und T^ ist in Fig. 3 für IllustrsbLonszwecke vergrössert dargestellt. Diese Abschaltzeit hat keinen Einfluss auf die Genauigkeit der Messung der Amplitude der Eingangsspannung. Damit ist der generelle Betriebsablauf während eines Umwandlungszyklus beschrieben. Die Zeitdauer zwischen der Zeit T„ und Tp ist die aktive Umwandlungsperiode und die Zeitdauer zwischen der Zeit Tp und T^ ist die Abschaltzeitdauer des Zählers.

Ein detailliertes Schaltbild des analogen Untersystems auf dem Halbleiterplättchen 12 ist in Fig. 4 dargestellt. Wie bereits vorher erwähnt, ist der Spannungsverstärker 48 und der eingangsseitige Spannung-Stromwandler 52 in einer Brückenschaltung 176 vereinigt, die auch die Eingangswiderstände und 184 und die Ausgangswiderstände 186 und 188 umfasst. Die diffundierten Siliciumwiderstände 182 und 184 haben Widerstandswerte in'der Grössenordnung von z.B. 4000 Ohm, wogegen die Widerstände 186 und 188 in der Grössenordnung von etwa 1000 Ohm liegen. Diese Brückenschaltung erzeugt einen Ausgangsstrom, dessen Amplitude proportional der eingangsseitigen Spannungsdifferenz ist, welche an die Eingangsklemmen 15 und 16 angelegt wird.

Der Vorteil der Brückenschaltung 176 besteht darin, dass sie einen Differenzbetrieb von einer einzigen Stromversorgung aus zulässt, vorausgesetzt dass ein bipolares Potential vorhanden ist. Die Eingangs- und Ausgangsklemmen des Verstärkers 48 können wegen des Spannungsabfalls an den Widerständen 182 und 184 hoch liegen. Wenn die positive Anschlussklemme 15 geerdet ist, werden negative Spannungen durch Anlegen an den Widerstand . 184· gemessen. Wenn dagegen die negative Anschlussklemme 16 geerdet ist, werden die positiven, an den Widerstand 182 angelegten Spannungen gemessen. Um diese Messmöglichkeiten

- 17 - vorzusehen

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vorzusehen, kann eine Umschaltung mit den Anschlussklemmen 15 und 16 verbunden sein.

Das Stromsteuerungsnetzwerk 56 besteht aus den Transistoren 190 und 192 und den Dioden 194 sowie 196. Der Anstiegssteuerungstransistor 200 dient der Ansteuerung des Netzwerkes 56 und ist mit der Basiselektrode an die Klemme 141 für das Anstiegssteuerungssignal angeschlossen. Der Kollektor liegt an Masse und der Emitter ist über die Spannungsquelle 202 mit der Klemme 26 für die positive Versorgungsspqnnung verbunden. Die Stromquelle 202 liegt ferner über die Klemme 140 an der Basis der Stromsteuerungstransistoren 19O und 192. Der Kollektor des Transistors 192 liegt an der positiven ■Versorgungsspannung der Klemme 26, wogegen der Kollektor des Transistors 190 an Masse angeschlossen ist. Die Anode der Diode 194 ist mit dem Emitter des Transistors 190 und einer Klemme 72 verbunden. Die Kathode der Diode 194 steht mit der Anode der Diode 196 und der Klemme 78 in Verbindung. Die Kathode der Diode 196 ist mit dem Emitter des Transistors 192 und der Klemme 54 verbunden. Damit ergibt sich für das Stromsteuerungsnetzwerk 56 ebenfalls eine Brückenkonfiguration, so dass dieses Netzwerk 56 eine hohe Umschaltgeschwindigkeit bzw. eine rasche Steuerung des Stromes der Wandler 52 und 86 ermöglicht, ohne dass hierfür Feldeffekttransistoren notwendig sind. Das Wetzwerk 56 ermöglicht ein weiches und schnelles Umschalten der Wandlerströme von der Integratorklemme 80 an die Klemme der Versorgungsspannung. Durch das Brückennetzwerk ergeben sich damit in der Tat keine Diskontinuitäten bzw. keine Sättigung und auch keine Probleme bezüglich einer¹ Verzögerung.

Der Operationsverstärker 66 für die Bezugs spannung hat eine hohe Eingangs impedanz, so dass das EJdipotentiometer 32 für die Einstellung des Systems benutzt werden kann. Überdies ist das Niveau der Aus gangs spannung des Verstärkers 66

- 18 - festgelegt

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festgelegt durch einen diffundierten Siliciumwiderstand 206, ¹ dessen Widerstandswert dem Widerstand der eingangsseitigen Brückenwiderstände 182 und 184 in Abhängigkeit von der Temperatur folgt. Die PNP Transistoren 208, 210 und 212 stellen Stromquellen dar, die von der Amplitude der Ausgangsspannung des Verstärkers 66 gesteuert werden. Im einzelnen bilden die Transistor.en 208 und 210 den Bezugsspannungs-Stromwandler, welcher einen Bezugsstrom konstanter Amplitude zwischen der Zeit T, und T2 gemäss Fig. 3 liefert, und welcher dem Integrator 82 über das Strömsteuerungsnetzwerk 56 zugeführt wird. Der Transistor 212 liefert einen Vorspannungsstrom für die Stromquelle 58, die die Transistoren 214, 215, 216 und die Widerstände 218 und 220 und ein O-Einstellpotentiometer 34 umfasst.

Im Betrieb wird durch die Einstellung des Eichpotentiometers 32 ein bestimmter Spannungsanteil V_R der stabilisierten Bezugsspannung von der Klemme 61 der Bezugsspannungsversorgung 60 an die Klemme 64 des Verstärkers 66 angelegt. Wegen der hohen Verstärkung des Verstärkers 66 bleibt auch die Spannung an der anderen Eingangsklemme 69 innerhalb eines Millivolt der ausgewählten Bezugsspannung V_R. Infolge davon fliesst in den Widerstand 206 ein Strom vom Kollektor des Transistors 208, der in der Grosse V^ gehalten wird. Der Widerstand 206 führt einen Strom, der gleich dem Wert Vp dividiert durch den Widerstandswert ist und bewirkt einen Kollektor strom, eine Basis-Emitterspannung für den Transistor 208 und eine fixierte Spannung am Emitterwiderstand 223. Die Basis-Emitterspannung des Transistors 208 sowie die Spannung am Widerstand 223 steuern die Basis-Emitterspannung des Transistors' 210, welcher somit einen Strom mit einer Amplitude liefert, welche ebenfalls gleich der Bezugsspannung Vj, ist, dividiert durch den Widerstandswert des Widerstandes 206.

- 19· - Die

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Die Geometrie des Transistors 212 und der Vert des Widerstandes 223 können so festgelegt werden, dass der Transistor 212 einen Strom mit einer Amplitude liefert, die der Hälfte der Amplitude des Bezugsstromes durch den Transistor 210 ist. Der Kollektorstrom des Transistors 212 bewirkt eine Vorspannung für den Transistor 214, der eine Vorspannung für den Transistor 216 liefert. Die Geometrie des Transistors 216 kann so ausgelegt sein bezüglich der Geometrie der Transistoren 214 und 212, dass der Transistor 216 einen Strom zieht, der proportional dem vom Transistor 208 gezogenen Strom ist. Im speziellen kann der Transistor 214 derart ausgelegt sein, dass er den fünffachen Strom wie der Transistor 210 führt, so dass der Transistor 216 einen Strom zieht, der bezüglich der Amplitude einem Zehntel der Amplitude des Bezugsstromes entspricht. Damit wird der von den Transistoren 208, 210, 212, 216 gezogene Strom schliesslich durch die Einstellung des Eichpotentiometers 22 bestimmt. Daraus folgt, dass der Versetzungsstrom einem festliegenden bekannten Prozentwert des Bezugsstromes entspricht. Der Zähler 114 ist derart ausgelegt, dass er eine bestimmte Verzögerung aufweist oder 5% des gesamten Zählerstandes in der Zeit von T_Q bis T₁ extra zählt, um diesen Versetzungsstrom zu kompensieren.

Die Emitterwiderstände 223, 245 und 225 sind zwischen die Emitter der Transistoren 208, 210 und 212 und die Klemme 26 der positiven Versorgungsspannung geschaltet. Diese Widerstände bewirken eine negative Rückkopplung, um das thermische Verhalten zu verbessern und die Ausgangsimpedanz der Transistoren zu erhöhen. Die Parameter der Transistoren 208, 210 und 212 sind derart ausgelegt, dass sie bezüglich der Temperaturänderung einander folgen, da sie auf dem Halbleiterplättchen nahe beieinander angeordnet sind. Die Dioden 227 und 229 sind in den Kollektorkreis des Transistors 208 geschaltet, um die Zahl der Diodenabfälle in den Kollektorkreisen der Transistoren 210 und 212 einander anzugleichen, damit die

- 20 - Temperaturangleichunp;

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Temperaturangleichung günstiger verläuft und eine Basisbreitenmodulation 2SU kompensieren sowie das Verhältnis der Ströme durch die Transistoren 210 und 212 konstant zu halten.

Die dynamische Betriebsweise der Schaltung gemäss Fig. 4, beginnend mit dem Zeitpunkt Tq, wird nachfolgend erläutert. Wie aus Fig. 3» C, hervorgeht, befindet sich das Anstiegssteuersignal 142 auf einem niedrigen Signalwert 143, womit die positive Spannung am Emitter des PNP Transistors 200 den Transistor 200 einschaltet. Da dadurch der Widerstand des Transistors 200 niedrig wird, überträgt dieser ein positives, jedoch nahe bei Masse liegendes Potential an die angeschlossenen Basen der Transistoren 190 und 192. Damit wird der Transistor 190 leitend und der Transistor 192 zu diesem Zeitpunkt T_Q nicht leitend. Die Vorspannung an der Eingangsklemme 80 des Integrators) 82 ist etwa gleich der temperaturabhängigen Vorspannung an der Eingahgsklemme 84, welche von der Bezugsspannungsversorgung 60 derart kontrolliert wird, dass die Spannung weniger positiv als die Versorgungsspannung an der Klemme 26 ist. Wegen des verringerten Spannungsabfalls am Widerstand 179 und der Spannung an der Klemme 80 wird die Diode 194 nicht leitend und die Diode 196 leitend. Damit fliesst zwischen der Zeit Tq und T, gemäss Fig. 3 der Strom von dem als Bezugsstromquelle wirksamen Transistor 210 über die .Transistoren 190 und 200 nach Masse, wobei von den Stromquellen 52 und 58 Ströme vom Integrationskondensator 30-abgezogen werden.

Im speziellen ist zwischen der Zeit T_Q und T- die Diode 196 leitend aufgrund des nicht leitenden Transistors 192. Da der Eingang 84 des Integrators 82 mit dem Ausgang 86 der Bezugsspannungsversorgung 60 verbunden ist, wird an der Eingangsklemme 80 durch den Integrator 82 eine Spannung erzeugt, die gleich der Bezugsspannung von beispielsweise 1,2 Volt plus einem Diodenabfall ist. Während der Zeit Tq und T-, macht die Spannung die Diode 196 leitend, so dass ein Strom von dem Integrationskondensator 30 abgezogen wird. Dieser Strom plus

- 21 - dem

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dem von dem Transistor 216 gezogenen Strom erzeugt die ansteigende Flanke 150 gemäsa Fig. 3, A, welche bis zu einem Scheitel 153 ansteigt und eine Funktion der an die■Eingangsklemmen 15 und 16 angelegten Differenzspannung ist- Da das Potentiometer 34- parallel zum Emitterwiderstand 220 liegt, wird durch eine Verstellung des Abgriffes 230 der Betrag des Versetzungsstromes geändert, so dass die Analogschaltung im Gleichgewicht gehalten werden kann.

Eine Äquivalentschaltung des wirksamen Teiles der Schaltung gemäss Fig. 4- zwischen der Zeit Tq und T, ist in Fig. 5 dargestellt. Wenn das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 186 und 182 gleich dem Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 188 und 184 ist, wird der Ausgangsstrom der Brücke I76 über die Klemme 53 unabhängig von der Spannung an der Klemme 53· Bei monolithischen Schaltkreisen können diese Widerstandsverhältnisse jedoch nicht leicht eingestellt werden, so dass eine Fehlanpassung in der Grössenordnung von 0,5% existieren kann. Wenn man eine entsprechende Änderung der Ausgangsspannung zuliesse, würde die Genauigkeit des Systems aufgrund der Änderung der Amplitude der Brückenausgangsströme darunter leiden. Deshalb sind Vorkehrungen getroffen worden, um bei der Ausfuhrungsform gemäss der Erfindung die Amplitude der Ausgangsspannung konstant zu halten, um eine Fehlanpassung der Widerstände zu kompensieren.

Der Spannungsabfall an der Brückendiode 196 ändert sich mit der Temperatur, wobei die Tendenz besteht, dass sich die Spannung an der Klemme 53 des Verstärkers 82 unerwünscht mit der Temperatur ändert. Die Spannung an der Diode -211, welche über den Operationsverstärker 82 von der Eingangsklemme 84 aus an die Klemme 80 angelegt wird, ändert sich in entgegengesetzter Richtung mit der Temperatur, verglichen mit der Spannungsänderung, welche sich an der Eingangsklemme 53 aufgrund der Wirkung der Diode 196 einstellt. Damit tendiert die Spannung an

- 22 - der

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•der Klemme 53 an der Brückenschaitang 156 unabhängig von der Temperatur konstant zu bleiben, wodurch der von der Eineunßnklernme 80 gezogene Strom sich nur mit der eingangsseitigen Differenzspannung ändert, welche an den Klemmen 15 und 16 wirksam ist. Dies ist der lall, obwohl das Verhältnis der Widerstände 186 zu 182 verschieden von dem Verhältnis der Widerstände 188 zu 184- ist.

Die Stromquelle 58 fordert, dass ein minimaler Strom immer über die Diode 196 fliesst, so dass sich auch, immer einminimaler Spannungsabfall einstellt. Dadurch wird die Stromauslenkung durch und die Spannung an der Diode 169 begrenzt. Als Ergebnis arbeitet die Diode 196 in der Nähe des linearen Teils ihrer Kennlinie. Die lineare Charakteristik des Wandlers 1?6 wird durch die Kurve 232 gemäss Pig. 6 angedeutet, welche den ausgangsseitigen Fehler relativ zu einer 100% betragenden Ablesung auf der Achse 234 als Funktion des Stromes Iq darstellt, der über die Klemme 53 fliesst und welcher auf der Achse 236 aufgetragen ist. Aus Fig. 6 kann man für die schlechteste und ungünstigste Anpassung der Widerstände von 0,5% entnehmen, dass der durch die Nichtlinearität bewirkte Fehler des Wandlers auf weniger als 0,0075% begrenzt ist. Eine Fehlanpassung der Widerstände liegt üblicherweise jedoch in der Grössenordnung von nur 0,2%.

Wie bereits vorausstehend erwähnt, geht das Anstiegssteuersignal 142 gemäss Fig. 3> C, auf einen hohen Signalwert 144-, Dadurch wird der Transistor 200 nicht leitend gemacht., was bewirkt, dass der Transistor 192 leitend und der Transistor 190 nicht leitend wird, da die am Emitter des Transistors 200 entstehende positive Spannung wirksam wird. Die Diode 194 wird dadurch leitend und die Diode 196 nicht leitend gemacht. Damit wird der Strom von dem Transistor 210 über die Diode-194. zum Integrationskondensator 30 geleitet

- 23 - und bewirkt

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und "bewirkt die abfallende Planke 192 des am Integratorausgang entstehenden Signals gemäss Fig. 3, A. Der eingangsseitige Spannungs-Stromwandler 52 und die Stromquelle 85 ziehen einen Strom über den Transistor 192. Wenn die Spannung an der Klemme 142 somit hochgezogen wird, wird der Eingangsstrom vom Integrator weggeleitet, so dass die Änderung der Ausgangsspannung der Widerstandsbrücke und das nachfolgende Abklingen das Systemverhalten nicht beeinträchtigen. Damit hat der eingangsseitige Verstärker 48 genügend Zeit, sich einzustellen, bevor die Planke den Komparator aus- und zurücktriggert, um einen weiteren Umwandlungszyklus zu beginnen.

Die Klemmschaltung 240 umfasst zwei ENP Transistoren 242 und 244 in Darlington-Schaltung, die zwischen der Klemme 140 und der Klemme 61 der Bezugsspannungsversorgung 60 liegen. Die Klemmschaltung 240 versucht die Schaltgeschwindigkeit zu vergrössern, indem die Amplitude der Spannung begrenzt wird, die an der.Basis des Transistors 192 entsteht, wenn dieser zum Zeitpunkt T-, leitend gemacht wird, womit sich· der Transistor 192 rascher vom Einschaltzustand in den abgeschalteten Zustand in Abhängigkeit von dem abfallenden Anstieg-Steuersignal 142 zum Zeitpunkt T, ändern kann. Es wurde zum Ausdruck gebracht _y dass zwei wesentliche Übergangsvorgänge existieren, die im analogen Untersystem 12 auftreten. Der eine erfolgt beim Spitzenwert 153 der ansteigenden Planke I50 zum Zeitpunkt T, , wenn der Bezugsstrom von der linken Seite des Brückennetzwerkes 56 auf die rechte Seite umschaltet und der andere zum Zeitpunkt T,, wenn der Bezugsstrom von der rechten Seite zur linken Seite des Brückennetzwerkes 56 umschaltet. Die Klemme 72 befindet sich auf verschiedenen Spannungsniveaus vor und nach der Änderung des Bezugsstromes. Da jedoch die Brücke des Stromsteuernetzwerkes 56 vom Kollektor des Transistors 210 aus angesteuert wird, ist es.nicht notwendig, die Vorspannungsbedingungen an den Bezugsverstärker vor und nach der Änderung

- 24 - . · der

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der Flankenneigung anzupassen, wie es bei den bisher bekannten Schaltungen notwendig ist. Die Änderung der Kollektorspannung des Transistors 210 verursacht keine nennenswerte Änderung des Ausgangsstromes des !Transistors 210 aufgrund der durch die Erfindung gegebenen Schaltungskonfiguration.

Zum Zeitpunkt T,, wenn das Anstiegssteuersignal 142 vom hohen Signalniveau 144- auf das niedrige Signalniveau'160 übergeht, werden die Transistoren 200 und 190 sowie die Diode 196 leitend und die Diode 194 sowie der Transistor 192 nicht leitend gemacht. Infolgedessen wird ein Strom vom Integrationskondensator 30 des Integrators 82 über das Stromsteuernetzwerk 56 und die Brücke 176 gezogen, um die ansteigende Flanke 162 gemäss Fig. 3, A an der Klemme 80 spannungsmässig wirksam werden zu lassen. Die Ausgangsspannung · gemäss Fig. 3, B des Komparators ändert sich nicht vom niedrigen Signalniveau 158 auf "das hohe Signalniveau 17O₅ bis der Flankenteil 162 die Schwellwertspannung zum Zeitpunkt T. durchläuft. Damit beginnt auch der Zähler 114 vor dem Zeitpunkt T. nicht zu zählen und de.r Brückenverstärker 176 hat genügend Zeit, sich einzustellen, nachdem er an die Eingangsklemme 80 des Integrators 82 zum Zeitpunkt T,, und zwar bevor das Taktsignal vom Taktgenerator 100 zum Zähler übertragen ist, angeschlossen wird. Dadurch wird das Verhalten des analogen Untersystems 12 nicht durch Schwingerscheinungen innerhalb des Brückenkreises 176 nachträglich beeinflusst, welche als Folge der Änderung der Lastimpedanz der Eingangsspannung oder von Störsignalen auftreten können, die durch die Umschaltfunktion des Stroms teuemetzwerke s 56 zum Beginn eines Umwandlungszyklus entstehen können. Überdies beeinflusst ein Einschwingvorgang in der Brückenschaltung 176, welcher unmittelbar nach dem Zeitpunkt T^ auftritt, das Schaltverhalten nicht, da die Brückenschaltung 56 die Brückenschaltung 176 von der dem Integrator zugeordneten Eingangsklemme 80 zum Zeitpunkt T₁ abtrennt.

- 25 - In

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In Fig. 7 ist ein Schaltbild eines kompletten Analog-Untersystems nach einer Ausführungsform gemäss der Erfindung dargestellt, das in geeigneter Form auf einem einzigen Halbleiterplättchen als elektrische Schaltung verwirklicht werden kann. Ein Halbleiterplättchen, auf dem diese Schaltung angebracht ist, kann Abmessungen in der Grössenordnung von etwa 2 χ 2,2mm haben. Gemäss Fig. 7 haben die Operationsverstärker 48 und 66 im wesentlichen denselben Schaltungsaufbau. Diese Operationsverstärker umfassen jeweils eine Rückkopplung, um eine Wandlung von einem symmetrischen in einen unsymmetrischen Signalzustand zuzulassen und eine gute Gleichstrombalance, eine niedrige thermische Drift der eingangsseitigen Versetzungsspannung und die Unterdrückung einer hohen Versorgungsleistung sicherzustellen. Der Integrator 82 gemäss Fig. 7 besteht aus einer einzigen Verstärkerstufe für eine breite Bandbreite. Die geringe Übertragungsverzögerung und die geringe Ausgangsimpedanz des 'Integrators 82 verringern die Flankenspitzen und verhindern eine Änderung der Eingangsspannung aufgrund der ausgangsseitigen Stromumkehr während des Übergangs von einer Flanke auf eine gegenläufige Flanke. Der eingangsseitige V_or_ spannungsstrom des Integrators 82 liegt in der Grössenordnung von 10 Nanoampere, was zu vernachlässigbaren Fehlern beiträgt. Der Komparator 90 gemäss Fig. 7 hat eine geringe Hysterese durch die Beibehaltung einer konstanten Verlustleistung unabhängig von dem ausgangsseitigen Zustand. Durch Temperaturänderungen der¹ Komparator-Schwellwertspannunq werden keine Fehler in das System eingeleitet, wobei diese Schwellwertspannung einen Wert von 1 Volt bei 25°C haben kann. Der Betrieb im nicht gesättigten Zustand für die Ausgangsstufe des !Comparators 90 wird möglich ohne die Verwendung einer Golddotierung oder von Schottky-Dioden. Die Spannungsverstärkung des !Comparators liegt in der Grössenordnung von etwa 40 000, wenn eine Transistor-Transistorlogik angesteuert wird, und bei etwa 2 000 000, wenn eine MOS-Logik angesteuert wird. Der Transistor 258 gemäss Fig. 7 stellt die Spannungsquelle 202 der

- 26 - Schaltungsanordnung

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Schaltungsanordnung gemäss Fig. 4 dar. Die Bezugsspannungsversorgung 60 besitzt eine ausgezeichnete Temperaturstabilität bei niedriger ausgangsseitiger Impedanz und einer sehr hohen Unterdrückung von Änderungen der Stromversorgungsleistung. Eine Startschaltung umfasst in der Bezugsspannungsversorgung 60 einen Transistor 259, Dioden 260, 262, 264 und 266 sowie Widerstände.268 für einen zuverlässigen Betrieb.

Die Schaltung 250 des analogen Untersystems gemäss Fig. 7 h.at eine Fehlergenauigkeit von weniger als ± 0,01% bei einem Temperaturbereich zwischen 15 bis 35 C. Die Verlustleistung beträgt etwa 50 Milliwatt bei einer Spannungsversorgung von etwa 5 Volt und besitzt eine Versorgungsleistungsempfindlichkeit von weniger als ± 0,02% 'pro Volt. Die Impedanz des differentiellen Eingangs der Schaltung 250 liegt in der Grössenordnung von etwa 4 000 0hm und kann durch die Ansteuerung an den Eingangsklemmen 15 und 16 über einen Operationsverstärker weiter vergrössert werden. Da der Schwellwert für das Anstiegssteuersignal in der Grössenordnung von 1,4 Volt liegt und der Eingangsstrom in der Grössenordnung von 25/uA, ist das analoge Untersystem 250 kompatibel verwendbar mit Untersystemen in Form einer Transistor-Transistorlogik oder einer MOS-Logik.

Vorausstehend wurde ein Analog-Digital-Umsetzer beschrieben mit einem analogen Untersystem, das auf einem einzigen integrierten Halbleiterplättchen hergestellt werden kann. Dieses analoge Untersystem benötigt keine Feldeffekttransistoren und kann mit herkömmlichen bipolaren Verfahrensschritten in einfacher Weise als Massenartikel fabriziert werden. Die analoge Schaltungskonfiguration gleicht unerwünschte thermische Ströme aus. Überdies wird durch einen Generator für den Anstiegsversetzungsstrom innerhalb des analogen Teiles die Störimmunität wesentlich vergrössert, das Hängenbleiben der Schaltung im statischen Zustand verhindert und die Linearität wesentlich verbessert. Ferner wird durch die Verwendung von

¹ - 27 - Diodenklemmschaltungen'

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Diodenklemmschaltungen die Umschaltgeschwindigkeit erhöht. Das analoge Untersystem kann leicht im Ansprechen auf Eingangsspannungen jeglicher Polarität angepasst werden und benötigt eine Leistungsversorgung lediglich in Form eines Spannungspotentials und eines Massepotentials. Das analoge Untersystem gemäss der Erfindung bietet viele neue Möglichkeiten, Daten festzustellen und ist besonders nützlich für die Verwendung in digitalen Messgeräten, digitalen Mehrfachmessgeräten sowie Datenfernerfassungssystemen.

- 28 - Patentansprüche

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Claims

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Patentansprüche

Analog-Digital-Umsetzer mit einem digitalen Untersystem, das ein erstes Steuersignal liefert und ein !Taktsignal zu einer Zeit nach dem ersten Steuersignal benötigt, wobei diese Zeit proportional zur Amplitude des Analogsignals ist, welches in ein digitales Signal umgewandelt wird, und mit einem analogen Untersystem, welches das Taktsignal liefert, dadurch gekennzeichnet, dass eine Bezugsspannungsversorgung (60, 66, 68) einen Bezugsstrom mit konstanter Amplitude an seiner Ausgangsklemme (70) liefert, dass ein Analog^S?romwanaler (48, 52) an seinen Eingangsklemmen (15, 16) mit einer analogen Spannung beaufschlagbar ist und an seiner Ausgangsklemme (53) einen Analogstrom liefert, dessen Amplitude porportional der Amplitude der Analogspannung ist, dass ein Stromsteuernetzwerk (56) mit einem ersten Eingang (72) an die Ausgangsklemme (70) der Bezugsspannungsversorgung und mit einem zweiten Eingang (54) an die Ausgangsklemme (53) des Analogspannung-Stromwandlers angeschlossen ist und an einem Steuereingang (140) mit dem ersten Steuersignal (142) beaufschlagbar ist, während an der Ausgangsklemme (78) des Stromsteuernetzwerkes (56) ein Bezugsstrom in Abhängigkeit von dem ersten Steuersignal zur Verfügung steht, dass ferner eine triggerbare Schaltung (82, 92) an die Ausgangsklemme des Stromsteuernetzwerkes (56) angeschlossen ist und mit dem Bezugsstrom beaufschlagt wird, dass die triggerbare Schaltung ferner mit dem

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Analogstrom "beaufschlagt wird und das Taktsignal (158) an einerAusgangsklemme (93) zur Vergügung stellt, und dass die triggerbare Schaltung (82, 92) mit dem digitalen Untersystem (14) in Verbindung steht.
2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die triggerbare Schaltung einen Integrator (82) umfasst, der eingangsseitig an das Stromsteuernetzwerk (56) angeschlossen ist, dass der Integrator in Abhängigkeit von dem empfangenen Analogstrom eine Ausgangsspannung (150) einer ersten FoIarität mit einer der Amplitude der Analogspannung proportionalen Amplitude liefert und ferner in Abhängigkeit von dem Bezugsstrom die Amplitude der Ausgangsspannung linear gegen ein Schwellwertpotential (155) ändert, wobei die Ausgangsspannung des Integrators dieses Schwellwertpotential zu einer Zeit T2 nach dem ersten Steuersignal (142) erreicht und diese Zeit Tp proportional der Amplitude des Analogsignals ist, und dass die triggerbare Schaltung ferner einen Komparator (92) umfasst, der eingangsseitig an den Ausgang des Integrators (82) angeschlossen ist und ausgangsseitig das Taktsignal (158) liefert, wenn die Ausgangsspannung des Integrators das Schwellwertpotential (155) erreicht.
3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Bezugsspannungsquelle eine Bezugsspannungsversorgung (60), die eine konstante Spannung an der Ausgangsklemme (61) liefert, und einen Bezugsspannung-Stromwandler (66, 68) umfasst, der in Abhängigkeit von der konstanten Ausgangsspannung einen Bezugsstrom an seiner Ausgangsklemme (70) zur "Verfügung■stellt, der eine konstante Amplitude aufweist und in einer ersten Richtung fliesst.

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4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Ebzugsspannung-Stromwandler einen ersten Operationsverstärker (66) umfasst.
5· Analog-Digital-Umsetzer nach einem oder Mehreren der Ansprüche 1 bis 4-, dadurch gekennz e ichnet, dass ein Generator (58) für einen Anstiegsversetzungsstrom vorhanden ist, der an das Stromsteuernetzwerk (56) angeschlossen ist.
6. Analog-Digital-Umsetzer nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5₅ dadurch gekennzeichnet, dass das Stromsteuernetzwerk (56) ein. erstes elektronisches Steuerelement (190) umfasst, das zwischen die erste Eingangsklemme (72) und den Steuereingang (140) geschaltet ist, dass ein zweites elektronisches Steuerelement (194) zwischen die erste Eingangsklemme (72) und die Ausgangsklemme (78) äes Stroms te uernetzwerkes (56) geschaltet ist, dass ein drittes elektronisches Steuerelement (196) zwischen die Ausgangsklemme (78) und die zweite Eingangsklemme (54) des Stromsteuernetzwerkes (56) geschaltet ist, und dass ein viertes elektronisches Steuerelement (192) zwischen dem Steuereineingang (140) und der zweiten Eingangsklemme (54) des Stromsteuernetzwerkes (56) liegt.
7. Analog-Digital-Umsetzer nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennz e ichnet, dass der Analogspannung-Stromwandler einen Operationsverstärker (48) umfasst.

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