DE3502909A1

DE3502909A1 - Univibrator-schaltung

Info

Publication number: DE3502909A1
Application number: DE19853502909
Authority: DE
Inventors: Gregory J. Tucson Ariz. Smith
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1984-07-25
Filing date: 1985-01-29
Publication date: 1986-01-30
Also published as: GB8518804D0; JPS6133012A; FR2568429A1; GB2162395A

Description

1Α-4844
437-Α-62

BURR-BROVJN, Corporation Tucson, Arizona, USA

Univibrator-Schaltung

Die Erfindung betrifft eine Univibrator-Schaltung und befaßt sich insbesondere mit Spannungsfrequenzwandler-Schaltungen, die ^Univibrator-Schaltungen mit hoher Genauigkeit verwenden.

Es besteht eine große Nachfrage nach Spannungsfrequenzwandler-Schaltungen mit hoher Genauigkeit. Ein typischer Spannungsfrequenzwandler arbeitet auf eine analoge Eingangsspannung ansprechend so, daß er den Strom ändert, den ein integrierender Kondensator dem faktisch geerdeten Eingang eines Verstärkers mit hohem Verstärkungsfaktor zu liefern hat. Eine Schaltstromquelle, die den Strom ableitet, der größer als der Strom ist, der dadurch geliefert wird, daß die analoge Ein-

gangsspannung über einen Eingangswiderstand gelegt wird, ist mit dem faktisch geerdeten Eingang des Verstärkers verbunden. Im typischen Fall ist eine Univibrator-Schaltung über einen Komparator angeschlossen, um die sägezahnförmige Wellenform mit einem vorgegebenen Schwellenwert zu vergleichen und dadurch die Dauer des positiven Anstiegs der sägezahnförmigen Wellenform zu bestimmen. Die Dauer des negativen Abfalls der sägezahnförmigen Wellenform ist durch die Höhe der analogen Eingangsspannung bestimmt und variabel. Das Ausgangssignal d_er Univibrator-Schaltung hat folglich eine Impulsbreite, die durch die internen Bauteile der Univibrator-Schaltung bestimmt ist, und eine Wiederholungsfrequenz, die durch die analoge Eingangsspannung bestimmt ist. Es erfolgt somit eine Spannungsfrequenzwandlung. Eine wichtige Begrenzung der Genauigkeit von Spannungsfrequenzwandlern dieser Art liegt in der Genauigkeit der verwandten oben erwähnten Univibrator-Schaltungen. Die gegenwärtig verfügbaren Univibrator-Schaltungen haben leider nicht die hohe reproduzierbare Genauigkeit, die für gewisse Spannungsfrequenzwandler mit sehr hoher Genauigkeit benötigt wird.Typische Univibrator-Schaltungen enthalten einen Kondensator, der anfangs auf eine erste oder anfängliche Bezugsspannung aufgeladen wird und der auf die Vorderflanke des Eingangsauslöseimpulses für den Univibrator ansprechend linear über eine Stromquelle auf einen zweiten Spannungspegel oder Endbezugsspannungspegel entladen wird. Die Vorderflanke des Eingangsauslöseimpulses setzt eine Flip-Flop-Schaltung, deren Ausgangssignal auch das Ausgangssignal der Univibrator-Schaltung ist. Wenn der Kondensator über den zweiten Schwellenwertpegel entladen wird, erzeugt ein Komparator ein Vergleichssignal, das die Flip-Flop-Schaltung rücksetzt, wodurch der Ausgangsimpuls der Univibrator-Schaltung beendet wird.

Die Ungenauigkeiten derartiger Univibrator-Schaltungen beruhen auf den Ungenauigkeiten in der anfänglichen oder ersten Bezugsspannung, auf die der Kondensator aufgeladen wird, und

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auf den Ungenauigkeiten in der Höhe des zweiten Schwellenwertpegels oder Endschwellenwertpegels, auf den der Kondensator entladen wird, sowie auf ungenauigkeiten in der Linearität der Entladung des Kondensators. Im typischen Fall wird eine Schaltung, die sättigende Bipolartransistoren verwendet, dazu benutzt, den einen oder beide Bezugsspannungspegel festzulegen, zwischen denen der Kondensator auf- und entladen wird. Die Sättigungsspannung V^ eines typischen Transistors ist beispielsweise im typischen Fall nur innerhalb von annähernd 100 Millivolt genau. Selbst wenn die Konstantstromquelle, die im typischen Fall dazu benutzt wird, den Univibrator-Kondensator zu entladen, eine hohe Linearität haben kann, nimmt die sättigende Transistorschaltung ^±_e der Festlegung des anfänglichen Bezugsspannungspegels und/oder der Entkopplung des Kondensators von der Schaltung zugeordnet ist, die den anfänglichen Bezugsspannungspegel festlegt, einen gewissen Strom von der Stromquelle auf, um Diffusionskapazitäten der gesättigten Transistoren zu entladen, bevor die wirkliche lineare Entladung des Univibrator-Kondensators erfolgen kann. Die Genauigkeit, mit der die bekannten Univibrator-Schaltungen bei herkömmlichen Herstellungsverfahren von integrierten Schaltungen reproduzierbar sind, ist daher nicht groß genug, um die Genauigkeit zu liefern, die für einige typische Spannungsfrequenzwandler-Schaltungen benötigt wird, da die Genauigkeit des Wandlers nicht größer als die Genauigkeit der darin benutzten Univibrator-Schaltung sein kann.

Es gibt daher gegenwärtig einen noch nicht befriedigten Bedarf an einer integrierten Univibrator-Schaltung mit stark verbesserten hoch reproduzierbaren Ausgangsimpulsen, wobei die

Univibrator-Schaltungen selbst mit hoher Genauigkeit reproduzierbar sind. Es besteht weiterhin ein Bedarf an einem wirtschaftlichen Spannungsfrequenzwandler mit hoher Genauigkeit.

Durch die Erfindung soll daher eine Univibrator-Schaltung geschaffen werden, die eine Ausgangsimpulsbreite hat, die

genauer und von Bauteil zu Bauteil reproduzierbarer ist als es bei den bisherigen integrierten Univibrator-Schaltungen der Fall ist.

Durch die Erfindung soll weiterhin ein Spannungsfrequenzwaridler geschaffen werden, der die Ungenauigkeiten vermeidet, die durch das Bauteil der erzeugten Zielfrequenz hervorgerufen werden, das von einer Univibrator-Schaltung gebildet wird.

Bei der erfindungsgemäßen Univibrator-Schaltung soll weiterhin der Anfangs- und Endpunkt der Entladung eines Kondensators im Univibrator genauer und stärker reproduzierbar bestimmt sein, als es bisher der Fall ist.

Durch die Erfindung soll schließlich eine Univitrator-Schaltung geschaffen werden, bei der Nichtlinearitäten in der Entladung eines Kondensators in der ' Univibrator-Schaltung aufgrund von Streukapazitätsanteilen der gesättigten Transistoren vermieden werden.

Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Univibratorschaltung mit hoher Genauigkeit weist einen Kondensator, der zwischen einen ersten Leiter und einen Bezugsleiter geschaltet ist, eine nicht sättigende Transistorschaltung, die mit einem zweiten Leiter zum Erzeugen einer genauen ersten Bezugsspannung gekoppelt ist, eine nicht sättigende Schaltung zum Erzeugen einer zweiten Bezugsspannung, eine erste Stromquelle, die mit dem ersten Leiter verbunden ist, um linear den Kondensator zu entladen, wenn die nicht sättigende Schaltung nicht mit dem ersten Leiter verbunden ist,, und eine Vergleichsschaltung auf, die die Spannung am zweiten Leiter mit der zweiten Bezugsspannung vergleicht, um ein Vergleichssignal zu erzeugen, wenn die Spannung am Kondensator eine vorbestimmte Beziehung zur zweiten Bezugsspannung hat, wobei das Vergleichssignal ein sofortiges genaues Ende des Ausgangsimpulses der Univibrator-Schaltung bewirkt. Bei dem beschrie-

benen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die erste Bezugsspannung am ersten Leiter durch einen ersten Emitterfolgertransistor erzeugt, dessen Basis mit dem zweiten Leiter verbunden ist, der auf der ersten Bezugsspannung durch eine Schaltung gehalten wird, die ein emittergekoppeltes Paar von Transistoren enthält, von denen der erste mit seiner Basis an einer Spannung gleich der ersten Bezugsspannung liegt und mit seinem Emitter mit einer zweiten Stromquelle verbunden ist, und von denen der zweite ein als Diode geschalteter Transistor ist, der mit seiner Basis und seinem Kollektor mit einer dritten Stromquelle mit genau der Hälfte der Stromstärke der zweiten Stromquelle verbunden ist. Die Basis und der Kollektor des zweiten Transistors sind gleichfalls mit dem zweiten Leiter verbunden. Die zweite Bezugsspannung wird durch einen zweiten Emitterfolgertransistor erzeugt. Eine Komparatorschaltung liegt mit ihrem Ausgang, an dem das Vergleichssignal erzeugt wird, am Rücksetzeingang einer RS-Flip-Flop-Schaltung, an deren Ausgang der Univibratorausgangsimpuls erzeugt wird. Der Setzeingang der RS-Flip-Flop-Schaltung ist mit einem Eingangsleiter verbunden, an dem ein Auslösesignal liegt, um das Ausgangssignal der Univibrator-Schaltung auszulösen. Eine vierte Stromquelle ist über einen nicht sättigenden Transistorschalter mit dem zweiten Leiter verbunden. Die Stromstärke der vierten Stromquelle ist größer als die Strom stärke der dritten Stromquelle, so daß dann, wenn die Flip-Flop-Schaltung gesetzt ist, die vierte Stromquelle bewirkt, daß der erste Emitterfolger vom ersten Leiter getrennt wird und die erste Stromquelle den Kondensator linear von seinem Anfangspunkt zu seinem Endpunkt entlädt. Die Genauigkeit des Anfangspunktes der Kondensatorentladung ist gleich der Genauigkeit der Basisemitterspannungen des ersten und zweiten emittergekoppelten Transistors. Die Genauigkeit des Endpunktes der Kondensatorentladung ist gleich der Genauigkeit der Basisemitterspannung des ersten Emitterfolger-zum zweiten

Emitterfolgertransistors und gleich der Genauigkeit der Verschiebungsspannung oder Offset-Spannung des Komparators. Das Fehlen von sättigenden Transistoren vermeidet Nichtlinearitäten in der Entladung des Kondensators durch die erste Stromquelle und Ungenauigkeiten der Sättigungsspannung der meisten Bipolartransistoren von Bauteil zu Bauteil. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der oben beschriebene Univibrator in eine Frequenzspannungswandler-Schaltung eingebaut, deren Eingangsstufe einen Integrator enthält, der eine linear ansteigende Spannung erzeugt, die an einem Komparator liegt, um die Auslösespannung zu erzeugen, die am Setzeingang der Univibrator-Schaltung liegt. Das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung steuert eine Schaltstromquelle, die mit einem Summierungsknotenpunkt eines Verstärkers verbunden ist, der im integrierenden Teil der Spannungsfrequenzwandler-Schaltung enthalten ist, um genau die Dauer des ansteigenden Teils der linear ansteigenden Spannung zu steuern, die durch die integrierende Schaltung erzeugt wird.

Im folgenden wird anhand der zugehörigen Zeichnung ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben. Es zeigen

Figur 1 das schematische Schaltbild des Ausführungsbeispiels der Erfindung und

Figur 2 eine Anzahl von Signalwellenformen zur Erläuterung der Arbeit der in Fig.1 dargestellten Spannungsfrequenzwandler-Schaltung.

Die in Fig.1 dargestellte Spannungsfrequenzwandler-Schaltung enthält eine Integratorschaltung mit einem Verstärker 6, einem integrierenden Kondensator 8, einem Widerstand 4, einem Leiter 3, an dem eine analoge Eingangsspannung V_T liegt, einem Stromschalter 12 und einer Konstantstromquelle 15. Die

Spannungsfrequenzwandler-Schaltung 1 enthält gleichfalls eine Univibrator-Schaltung 2 mit hoher Genauigkeit.

Was zunächst den integrierenden Schaltungsteil des Spannungsfrequenzwandlers 1 anbetrifft, so ist ein analoger Eingangsleiter 3 über den Widerstand 4 mit dem Leiter 5 verbunden. Die Spannung V₁ tritt am Leiter 5 auf und wird in bekannter Weise als Folge der Arbeit des Verstärkers 6 mit hoher Verstärkung faktisch auf Massepegel gehalten. Der positive Eingang des Verstärkers 6 ist mit dem Masseleiter 7 verbunden. Der negative Eingang des Verstärkers 6 ist mit dem Leiter 5 verbunden. Die spezielle Schaltung zur Ausführung des Verstärkers 10 ist nicht von ausschlaggebender Bedeutung und kann in bekannter Weise ausgeführt werden.

Der integrierende Kondensator 8 ist zwischen den Leiter 5 und den Leiter 9 geschaltet, der mit dem Ausgang des Verstärkers 6 verbunden ist. Die Spannung V~ tritt am Leiter 9 auf.

Der Leiter 9 ist mit einem Kontakt 14 eines Stromschalters verbunden. Der Kontakt 13 des Stromschalters 12 ist mit dem Leiter 5 verbunden. Ein einpoliger Kontakt 12A des Schalters ist mit einem Anschluß einer Konstantstromquellenschaltung verbunden, deren anderer Anschluß auf -V liegt. Die Stärke des Stromes der Stromquellenschaltung 15 ist gleich I.. Ein Steuereingang des Stromschalters 12 ist mit dem Leiter 16 verbunden. Die Spannung auf dem Leiter 16 bestimmt, ob das einpolige Schaltelement 12A des Schalters 12 mit dem Kontakt oder 14 verbunden ist. Der Kontakt 14 des Schalters 12 ist mit dem Leiter 9 verbunden, um eine konstante Stromlast am Ausgang des Verstärkers 6 beizubehalten.

Der Leiter 16 ist mit dem Ausgang einer RS-Flip-Flop-Schaltung 17 verbunden, die im Univibrator 2 enthalten ist.

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Der Leiter 9, an dem die Ausgangswellenform 41 von Fig. 2 durch eine Sägezahnintegrator-Schaltung erzeugt wird, ist mit dem negativen Eingang eines Komparators 10 verbunden. Der positive Eingang des Komparators 10 ist mit einem Leiter verbunden, an dem die Spannung ^V _THRESH liegt. Der Ausgang des Komparators 10 ist mit einem Leiter 11 verbunden, an dem eine Spannung V_g erzeugt wird, die durch die Wellenform 42 in Fig. 2 dargestellt ist. Die RS-Flip-Flop-Schaltung 17 erzeugt an ihrem Ausgang Q, d.h. am Leiter 18, eine Spannung V_0UT· In Fig. 2 ist die Wellenform 43 dieser Spannung V_nn_, dargestellt.

Im folgenden wird im einzelnen die Ausführung eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Univibrator-Schaltung mit hoher Genauigkeit beschrieben. Der Setzeingang der RS-Flip-Flop-Schaltung 17 ist mit dem die Spannung V- führenden Leiter 11 verbunden. Der Rücksetzeingang der Flip-Flop-Schaltung 17 ist über den Leiter 19 mit dem Ausgang eines Komparators 20 verbunden. Der negative Eingang des Komparators 20 liegt über einen Leiter 25 an einem Anschluß eines Kondensators 26, dessen anderer Anschluß mit dem Masseleiter 7 verbunden ist. Eine Konstantstromquellenschaltung 28 liegt mit einem Anschluß am Leiter 25 und mit dem anderen Anschluß an -V. Ein Strom I_v wird durch die Konstantstromquelle 28 geliefert. Der Leiter 25 ist auch mit dem Emitter eines NPN-Transistors 27 verbunden, dessen Kollektor an +V liegt und dessen Basis mit dem Leiter 29 verbunden ist.

Der positive Eingang des Komparators 20 ist über den Leiter mit dem Emitter eines NPN-Transistors 23 verbunden. Der Emitter des Transistors 23 ist auch mit einer Stromquelle 22 verbunden, über die ein geeigneter Strom I_v fließt. Die Basis des Transistors 23 liegt über einen Leiter 24 an einer stabilen Bezugsspannung mit einem Wert V-.„„~. Der Kollektor des

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Transistors 23 liegt an +V. Der Transistor 23 und die Stromquelle 22 bilden somit einen Emitterfolger, der eine genaue

Schwellenspannung von V_REF2 ~ ^vbe(231 ^an

legt, mit der die Spannung V-, am Leiter 25 verglichen wird, um das Rücksetzsignal V_R am Leiter 19 zu erzeugen. In Fig. 2

ist die Wellenform 45 des Signals V_ dargestellt. In Fig. 2

ist gleichfalls die Wellenform 44 der Spannung V dargestellt.

Der Leiter 25 ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors 27 verbunden, dessen Basis mit dem Leiter 29 verbunden ist. Der Leiter 29 liegt an einem Anschluß einer Konstantstromquelle 30, deren anderer Anschluß an +V liegt. Die Konstantstromquelle 30 erzeugt einen Strom I . Der Leiter 29 ist auch mit dem Kollektor und der Basis eines als Diode geschalteten NPN-Transistors 35 verbunden, dessen Emitter am Leiter 39 liegt. Der Leiter 39 ist gleichfalls mit dem Emitter eines NPN-Transistors 36 verbunden, der genau zum Transistor 35 paßt. Die Basis des Transistors 36 ist mit dem Leiter 37 verbunden, an dem eine stabile Bezugsspannung V-.^^. liegt. Der Kollektor

Kc>r I

des Transistors 36 liegt an +V. Eine Konstantstromquelle 38 ist mit einem Anschluß mit dem Leiter 39 verbunden und liegt mit dem anderen Anschluß an -V. Die Stromquelle 38 liefert einen Strom 21...

Eine Klemmdiode ist mittels eines NPN-Transistors 40 ausgebildet, dessen Emitter mit dem Leiter 29 verbunden ist und dessen Basis und Kollektor mit dem Leiter 24 verbunden sind, an dem die Spannung V₂ liegt.

Der Leiter 29 ist auch mit einem Anschluß 33 eines gesteuerten einpoligen Umschalters 32 verbunden. Der einpolige Kontakt 32A des Schalters 32 ist mit dem einpoligen Kontakt 12A des Schalters 12 gekoppelt, wie es durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist. Der andere Kontakt 34 des Schalters 32 ist mit dem Masseleiter 7 verbunden.

Die genaue Schaltung, durch die die Flip-Flop-Schaltung 17 und die Komparatoren 10 und 20 ausgebildet sind, kann leicht vor-

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gesehen werden, da eine breite Vielzahl von praktischen Ausführungen dieser Schaltungen allgemein bekannt ist. Es sei jedoch darauf hingewiesen/ daß der Komparator 20 einen Pegel des Eingangsvorstromes, der verglichen mit I„ unbedeutend ist, einen niedrigen Eingangs-Offset, der kleiner als der erwartete Fehler des Univibrators ist,und eine möglichst kleine Laufverzögerungszeit haben sollte. Viele geeignete Komparatorschaltungen sind allgemein bekannt.

Die einpoligen Umschalter 12 und 32 können gleichfalls leicht in bekannter Weise vorgesehen werden. Beispielsweise kann eine Schaltung aus einem differenzgeschalteten NPN-Transistorpaar benutzt werden.

Nachdem nunmehr der Aufbau der Spannungsfrequenzwandler-Schaltung 1 einschließlich der genauen Konstruktion der Univibrator-Schaltung 2 beschrieben ist, wird die Arbeitsweise dieser Schaltungen im einzelnen anhand des Zeitdiagramms von Fig. beschrieben.

Zunächst wird die Grundarbeitsweise der Spannungsfrequenzwandler-Schaltung 1 soweit im einzelnen beschrieben, daß erkennbar ist, wie die Univibrator-Schaltung 2 die Anstiegszeit der Spannung V₂ steuert. Anschließend wird die genaue Arbeitsweise der Univibrator-Schaltung 2 unter Betonung der Tatsachen beschrieben, die für die sehr hohe Genauigkeit sorgen.

Die Arbeit der Spannungsfrequenzwandler-Schaltung läßt sich am besten dadurch beschreiben, daß am Anfang angenommen wird, daß sich der Schalter 12 in der Stellung 14 befindet, während der Schalter 32 die Stellung 34 hat. Dieser Schaltungszustand tritt dann auf, wenn am Ausgang Q der Flip-Flop-Schaltung ein Ausgangssignal, d.h. ein Signal V_0UT auftritt, das den logischen Viert Null hat. Bei dieser Arbeitsweise muß der in den Summierungsknotenpunkt 5 als Folge der Spannung ^vt_N/^R4 (R₄ ist der Widerstandswert des Widerstandes 4) fließende

Strom durch den Kondensator 8 aufgenommen werden, da die Spannung V₁ notwendigerweise durch den Verstärker 6 faktisch auf Massepotential gehalten wird. Die einzige Art, in der der Kondensator 8 diesen Strom aufnehmen kann, besteht darin, die Spannung V₂ schräg nach unten abfallen zu lassen, wie es bei 4ID in der Wellenform V₂ in Fig.2 dargestellt ist.

Der schräge Abfall der Spannung V₂ am Leiter 9 setzt sich fort, bis die Spannung V₂ etwas unter die Spannung V_,_HRESH geht, wobei zu diesem Zeitpunkt der Komparator 10 umschaltet und einen Impuls 42A erzeugt, der durch die V_c-We11enform 42 in Figur 2 dargestellt ist. Der Impuls V liegt am Setzeingang der Flip-Flop-Schaltung 17, die nach einer Verzögerungszeit 55 in Figur 2 bewirkt, daß die Ausgangsspannung V_nnT vom Pegel Null bei 56 auf den Pegel Eins bei 57 umschaltet.

Das führt dazu, daß die Schalter 12 und 32 in die Stellungen 13 und 33 jeweils umschalten. Das Umschalten des Schalters 12 bewirkt, daß der Summierungsknotenpunkt 5 mit der Stromquelle 15 verbunden wird. Da die Stromstärke des Stromes 11 immer größer als der Strom V /R. ist, wird aus dem Summierungsknotenpunkt 5 und somit aus dem Kondensator 8 ein Reststrom gezogen. Der Ausgang des Verstärkers 6 muß daher eine schräg ansteigende Spannung am Leiter 9 erzeugen, um die Reststromdifferenz in den Summierungsknotenpunkt 5 zu liefern. Diese schräg ansteigende Spannung V^ ist durch die V^-Wellenform 41A in Fig. 2 dargestellt.

Durch das Umschalten des Schalters 32 von der Stellung 34 auf die Stellung 33 wird die Arbeit der Univibrator-Schaltung 2 ausgelöst, wie es im folgenden beschrieben wird. Am Ende eines Zeitintervalls, das gemäß der Erfindung genau durch die Univibrator-Schaltung 2 bestimmt ist, wird die Flip-Flop-Schaltung 17 rückgesetzt, wodurch beide Schalter 12 und 32 auf ihre Anfangsstellungen geschaltet werden und dadurch der Schräganstieg 41A (Fig.2) des Signals V₂ beendet und ein wei-

terer Schrägabstieg 41B des Signals V₂ begonnen wird, wie es in Fig.2 dargestellt ist. Die Neigung und damit die Dauer des Schrägabfalls 41D und 41B in Fig.2 ist durch die Amplitude des analogen Eingangssignals V bestimmt, da die Kapazität des Kondensators 8 und der Widerstandswert des Widerstandes 4 feste Werte sind. Der vorliegende Wert des Eingangssignals V_n bestimmt somit die vorliegende Frequenz der Spannungsfrequenzwandler-Schaltung 1, wobei die vorliegende Frequenz der Umkehrwert der Summe einer festen Schräganstiegszeit 41A (die konstant und durch die Dauer des Ausgangsimpulses der Univibrator-Schaltung 2 bestimmt ist) und einer variablen Abstiegszeit 41B ist, die aus dem vorliegenden Wert des Eingangs signal s V_JT, am Eingangsleiter 3 resultiert.

Es ist somit ersichtlich, daß die Genauigkeit der Frequenz des Spannungsfrequenzwandlers 1 nicht größer als die Genauigkeit der Dauer des Schräganstiegs 41A, d.h. der Dauer der Ausgangsimpulse 57 der Univibrator-Schaltung 2 sein kann.

Im folgenden wird die Arbeitsweise der Univibrator-Schaltung 2 beschrieben. Es sei zunächst darauf hingewiesen, daß die hohe Genauigkeit des Univibrators 2 dadurch erzielt wird, daß der Spannung V-, über dem Kondensator 26 ein sehr genauer Anfangswert 46 (Fig.2) gegeben wird, indem für einen sehr linearen Schrägabfall 47 (Fig. 2) der Spannung V-, während der Entladung des Kondensators 26 durch die Konstantstromquelle 28 und schließlich für einen sehr genauen Endpegel 48 (Fig.2) zum Vergleich mit dem Schrägabfall der Spannung V_ gesorgt wird. Es ist ohne weiteres ersichtlich, daß keiner der Transistoren 35,36,27 oder 23 der Univibrator-Schaltung 2 jemals gesättigt wird. Es versteht sich weiterhin, daß die Genauigkeit der Anpassung zwischen den Basisemitterspannungen des als Diode geschalteten Transistors 35 und des Transistors reproduzierbar innerhalb von annähernd einem halben Millivolt bei dem gegenwärtigen Stand der Technik der Herstellung integrierter Schaltungen liegt. Bei dem gegenwärtigen Stand der Technik der Herstellung integrierter Schaltungen liegt im Ge-

gensatz dazu die Genauigkeit oder Reproduzierbarkeit der Kollektor-Emittersättigungsspannung von NPN-Bipolartransistoren grob bei 100 Millivolt.

Es ist somit ersichtlich, daß der Anfangswert, der am Leiter 29 als Folge der Tatsache erzeugt wird, daß der als Diode geschaltete Transistor 35 und der Transistor 36 gleich in Durchlaßrichtung vorgespannt sind, ein sehr stabiler reproduzierbarer Wert ist, der innerhalb von annähernd 1/2 Millivolt gleich ^V _REP ist. Diese Spannung wird durch die Basisemitterspannung V--,.,,-. des Transistors 27 nach unten umgesetzt oder transformiert,so daß der AnfangsStartpunkt 46 (Fig. 2) des Univibrator- Kondensators 26 sehr genau gleich V_np -V_11n,-,,

Kbr situ (Z ι) ist.

Wie es oben erwähnt wurde, löst der V_o-Impuls 42, der vom Komparator 10 erzeugt wird, die Arbeit der Univibrator-Schaltung 2 durch Setzen der Flip-Flop-Schaltung 17 aus, die ihrerseits die Stromquelle 31 mit dem Kontakt 33 des Schalters 32 verbindet, wodurch unmittelbar der in Diode geschaltete Transistor 35 sowie der Basisemitter-Verbindungspunkt des Transistors 27 in Sperrichtung vorgespannt werden. Da die Stromstärke 2I„ der Stromquelle 31 wesentlich größer als die Stromstärke I_w der Stromquelle 30 ist, wird der Leiter 29 schnell auf eine Klemmspannung ^vpef2~^Vbe(40) ^nerunter9^ezo9^en· Stromquelle 28 entlädt daher linear den Univibrator- -Kondensator 26 mit einer Geschwindigkeit gleich I_v/„, wobei C die Kapazität des Kondensators 26 ist.

In Fig.2 ist ein hochlinearer Schrägabfall 47 vom Anfangspunkt 46 zum Komparatorschwellenwert 48 des Komparators 20 beim Entladen des Univibrator -Kondensators dargestellt, wobei ein sehr kleines negatives Überschreiten der Spannung V_c über die Schwellenspannung am Leiter 21 vernachlässigt wird, die dazu benötigt wird, den Komparator 20 zu schalten. Ein nichtlinearer Schrägabfall 51 würde dann auftreten, wenn ein

' ~3Α·

bekannter Univibrator benutzt wird. Diese Nichtlinearität würde aus Verzögerungen resultieren, die auftreten, da der Strom I_v Streukapazitäten wie beispielsweise die Diffusionskapazität eines gesättigten Transistors zusätzlich zu der Kapazität 26 entladen müßte. Diese üngenauigkeiten bekannter Univibratoren sind von Schaltung zu Schaltung insbesondere bei Schaltungen auf verschiedenen Halbleiterplättchen bei dem Herstellungsverfahren nicht in zufriedenstellender Weise stabil und hochreproduzierbar.

Wenn die Entladung des Univibrator-Kondensators 26 einmal ausgelöst ist, geht die Spannung V„ weiter nach unten, wie es durch den Schrägabfall 47 der Wellenform V"_c in Fig. 2 dargestellt ist, bis die Spannung V-, den Punkt 48 erreicht und leicht in negativer Richtung den Pegel des Leiters 21 überschreitet. Der Spannungspegel des Leiters 21 ist gleich V_REF--^vt>tt./i->\ ^und sehr genau innerhalb eines Bereiches von annähernd einem halben Millivolt. Das führt zu einem Schalten des Komparators 20, der den Impuls 58 am Leiter 19 erzeugt, der durch die V -Wellenform 45 in Fig.2 dargestellt ist.

Dadurch wird die Flip-Flop-Schaltung 17 mit einer kleinen hochreproduzierbaren Verzögerung 59 in der V₀-WeIlenform 45 von Fig.2 rückgesetzt und dadurch der V_0UT-Impuls 57 beendet. Die Flip-Flop-Schaltung 17 kann eine herkömmliche Hochgeschwindigkeits-RS-Flip-Flop-Schaltung sein. Eine derartige Schaltung kann in bekannter Weise ohne Schwierigkeiten vorgesehen werden.

In Fig.2 sind die positive oder negative Genauigkeit 49 von einem halben Millivolt des Punktes 46 und die positive oder negative Genauigkeit 50 von einem halben Millivolt des Punktes 48 dargestellt.

Die schnelle Wiederherstellung der Spannung am Leiter 29 auf den Wert V_REp, die dann auftritt, wenn die Flip-Flop-Schaltung 17 rückgesetzt wird und der Schalter 32 von der Stel-

lung 33 auf die Stellung 34 geht, bewirkt, daß der Emitterfolgertransistor 27 die Spannung V_c schnell auf ihren ursprünglichen Ausgangspegel hochzieht, wie es mit 53 bei der Vp-WeIlenform von Fig.2 dargestellt ist.

ORIGINAL INSPLOTcD

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1. Univibrator-Schaltung mit hoher Genauigkeit sowie einem Eingangsleiter und einem Ausgangsleiter, gekennzeichnet durch

a) eine Ausgangsschaltungseinrichtung, die auf ein Eingangssignal am Eingangsleiter (11) ansprechend einen Ausgangsimpuls am Ausgangsleiter (18) auslöst und gleichfalls auf & ein Vergleichssignal ansprechend den Ausgangsimpuls beendet,

b) einen Kondensator (26), der zwischen einen ersten Leiter (25) und einen Bezugsspannungsleiter geschaltet ist,

c) eine erste nicht sättigende Transistorschaltung (35,36) , die mit einem zweiten Leiter (29) verbunden ist und eine erste genaue Bezugsspannung am zweiten Leiter (29) erzeugt,

d) eine nicht sättigende Schalteinrichtung (27) , die auf das Vergleichssignal anspricht, um steuerbar den zweiten Leiter (29) mit dem ersten Leiter (25) zu verbinden und dadurch einen genauen Anfangspegel am Kondensator (26) zu liefern, und den zweiten Leiter (29) vom ersten Leiter (25) zu trennen, um eine Entladung des Kondensators (26) zu ermöglichen,

e) eine Stromquelleneinrichtung, die mit dem ersten Leiter (25) verbunden ist, um den Kondensator (26) linear zu entladen, wenn die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) den ersten Leiter (25) nicht mit dem zweiten Leiter (29) verbindet,

ORIGINAL INSPECTED

f) eine zweite nicht sättigende Transistorschaltung (23) , die mit einem dritten Leiter (21) verbunden ist und eine genaue zweite Bezugsspannung am dritten Leiter (21) erzeugt, und

g) eine Vergleichsschaltung (20), die mit dem ersten und dem dritten Leiter (25,21) verbunden ist und das Vergleichssignal erzeugt, wenn die Spannung am ersten Leiter (25) eine vorbestimmte Beziehung zu der zweiten Bezugsspannung hat, damit die Ausgangsschaltungseinrichtung den Ausgangsimpuls beendet und damit gleichfalls die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) die erste Bezugsspannung am zweiten Leiter (29) wiederherstellt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) indirekt auf das Vergleichssignal und direkt auf das Ausgangssignal anspricht, um den ersten Leiter (25) wieder mit dem zweiten Leiter (29) zu verbinden.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltungseinrichtung eine Flip-Flop-Schaltung (17) enthält, deren Ausgang mit dem Ausgangsleiter (18) verbunden ist und an deren Rücksetzeingang das Vergleichssignal liegt.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste nicht sättigende Transistorschaltung (35,36) einen ersten und einen zweiten Transistor enthält, deren Emitter mit einer ersten Stromquelle (38) verbunden ist, wobei der Kollektor und die Basis des ersten Transistors (35) mit dem zweiten Leiter (29) und einer zweiten Stromquelle (30) verbunden sind, die weniger Strom als die erste Stromquelle (38) liefert, und die Basis des zweiten Transistors (36) mit einer ersten Spannungsquelle (37) verbunden ist, deren Spannungspegel genau gleich der ersten Bezugsspannung ist.

* 3-

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste nicht sättigende Transistorschaltung (35,36) eine dritte Stromquelle (31), die mehr Strom als die zweite Stromquelle (30) liefert; und eine erste Stromschalteinrichtung (32) enthält, die zwischen die dritte Stromquelle (31) und den zweiten Leiter (29) geschaltet ist und auf das Ausgangssignal ansprechend das Trennen des ersten Leiters (25) vom zweiten Leiter (29) bewirkt.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) einen dritten Transistor enthält, dessen Basis mit dem zweiten Leiter (29) und dessen Emitter mit dem ersten Leiter (25) verbunden sind.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite nicht sättigende Transistor- r schaltung (23) einen vierten Transistor enthält, dessen Emitter mit dem dritten Leiter (21) verbunden ist und dessen Ba- * sis an einer zweiten Spannungsquelle (24) liegt.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung (20) eine Komparatorschaltung enthält, die das Vergleichssignal erzeugt.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsleiter (11) mit dem Setzeingang der Flip-Flop-Schaltung (17) verbunden ist.

10. Spannungsfrequenzwandler-Schaltung gekennzeichnet durch

a) eine integrierende Schaltungseinrichtung (3,4,6,8,12,15) mit einem Analogeingang und einem Steuereingang, die eine sich wiederholende Sägezahnwellenform mit einem ersten Schrägteil, der durch ein analoges Signal bestimmt ist, das am Analogeingang liegt, und mit einem benachbarten zweiten Schrägteil, dessen Dauer durch ein Ausgangssignal der Spannungsfrequenzwandler-Schaltung bestimmt ist, das >

am Steuereingang liegt,

b) eine Komparatoreinrichtung (10), die auf die sägezahnförmige Wellenform anspricht und ein zweites Signal erzeugt, wenn die sägezahnförmige Wellenform eine bestimmte Beziehung zu einer ersten Schwellenspannung hat, und

c) eine "Univibrator-Schaltung (2) mit hoher Genauigkeit und einem Ausgangsleiter, wobei die Univibrator-Schaltung (2)

1. eine Ausgangsschaltungseinrichtung, die auf das zweite Signal ansprechend, den Ausgangsimpuls am Ausgangsleiter (18) auslöst und auf ein Vergleichssignal ansprechend den Ausgangsimpuls beendet,

2. einen Kondensator (26), der zwischen einen ersten Leiter (25) und einen Bezugsspannungsleiter geschaltet ist,

3. eine erste nicht sättigende Transistorschaltung (35,36) die mit einem zweiten Leiter (29) verbunden ist und eine genaue erste Bezugsspannung am zweiten Leiter (29) erzeugt,

4. eine nicht sättigende Schalteinrichtung (27) , die auf das Vergleichssignal anspricht und steuerbar den zweiten Leiter (29) mit dem ersten Leiter (25) verbindet, um einen genauen Anfangsspannungspegel am Kondensator (26) zu erzeugen, und den zweiten Leiter (29) vom ersten Leiter (25) trennt, um eine Entladung des Kondensators (26) zu ermöglichen,

5. eine Stromquelleneinrichtung, die mit dem ersten Leiter (25) verbunden ist, um den Kondensator (26) linear zu entladen, wenn die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) den ersten Leiter (25) nicht mit dem zweiten Leiter (29) verbindet,

6. eine zweite nicht sättigende Transistorschaltung (23), die mit einem dritten Leiter (21) verbunden ist und eine genaue zweite Bezugsspannung am dritten Leiter (21) erzeugt, und

7. eine Vergleichsschaltungseinrichtung (20) umfaßt, die mit dem ersten und dem dritten Leiter (25,21) verbunden ist und das Vergleichssignal erzeugt, wenn die Spannung am ersten Leiter (25) eine vorbestimmte Beziehung zur zweiten Bezugsspannung hat, damit die Ausgangsschaltungseinrichtung den Ausgangsimpuls beendet und gleichfalls die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) die erste Bezugsspannung am zweiten Leiter (29) wiederherstellt.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht sättigende Schalteinrichtung (27) indirekt auf das Vergleichssignal und direkt auf das Ausgangssignal anspricht, um den ersten Leiter (25) vom zweiten Leiter (29) zu trennen.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltungseinrichtung eine Flip-Flop-Schaltung (17) enthält, deren Ausgang mit dem Ausgangsleiter (18) verbunden ist und an deren Rücksetzeingang das Vergleichssignal liegt.

13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die erste nicht sättigende Transistorschaltung (35,36) einen ersten und einen zweiten Transistor enthält, deren Emitter mit einer ersten Stromquelle (38) verbunden sind, wobei der Kollektor und die Basis des ersten Transistors (35) mit dem zweiten Leiter (29) und einer zweiten Stromquelle (30) verbunden sind, die weniger Strom als die erste Stromquelle (38) liefert, und die Basis des zweiten Transistors (36) mit einer ersten Spannungsquelle (37) verbunden ist, deren Spannungspegel genau gleich der ersten Bezugsspannung ist.

14. Schaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die erste nicht sättigende Transistorschaltung (35,36) eine dritte Stromquelle (31), die mehr

Strom als die zweite Stromquelle (30) liefer^ und eine erste Stromschalteinrichtung (32) enthält, die zwischen die dritte Stromquelle (31) und den zweiten Leiter (29) geschaltet ist und auf das Ausgangssignal ansprechend ein Trennen des ersten Leiters (25) vom zweiten Leiter (29) bewirkt.

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht -sättigende Schalteinrichtung (27) einen dritten Transistor enthält, dessen Basis mit dem zweiten Leiter (29) und dessen Emitter mit dem ersten Leiter (25) verbunden sind.

16. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite nicht sättigende Transistorschaltung (23) einen vierten Transistor enthält, dessen Emitter mit dem dritten Leiter (21) verbunden ist und dessen Basis an einer zweiten Spannungsquelle (24) liegt.

17. Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltungseinrichtung (20) eine Komparatorschaltung enthält, die das Vergleichssignal erzeugt.

18. Verfahren zum auf einen Eingangsimpuls ansprechenden Erzeugen eines Ausgangsimpulses mit sehr genauer Breite, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Bezugsspannung an die Basis eines ersten Transistors gelegt wird, dessen Emitter mit dem Emitter eines zweiten Transistors und einer ersten Stromquelle verbunden ist, dafür gesorgt wird, daß der Strom von einer zweiten Stromquelle mit niedrigerer Stromstärke als die der ersten Stromquelle in einen ersten Leiter fließt, mit dem die Basis und der Kollektor des zweiten Transistors verbunden sind, um dadurch eine erste Bezugsspannung am ersten Leiter zu erzeugen, die erste Bezugsspannung, die am ersten Leiter erzeugt wird, an die Basis eines dritten Transistors gelegt wird, dessen Emitter

mit einem zweiten Leiter und einer dritten Stromquelle verbunden ist, um dadurch einen genauen Anfangsspannungspegel am Kondensator zu erzeugen, eine zweite Bezugsspannung, die von der ersten Bezugsspannung verschieden ist, an die Basis eines vierten Transistors gelegt wird, dessen Emitter mit einem dritten Leiter und einer vierten Stromquelle verbunden ist, um dadurch am dritten Leiter eine dritte Bezugsspannung zu erzeugen, ein Eingangssignal an den Setzeingang einer Flip-Flop-Schaltung gelegt wird, um dadurch zu bewirken, daß das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung in einen ersten Zustand schaltet, bewirkt wird, daß ein Stromschalter eine fünfte Stromquelle, die stärker als die zweite Stromquelle ist, auf das Umschalten in den ersten Zustand ansprechend mit dem ersten Leiter verbindet, um den zweiten und dritten Transistor in Sperrichtung vorzuspannen und zu ermöglichen, daß die dritte Stromquelle den Kondensator linear mit einer Geschwindigkeit entlädt, die genau durch die Kapazität des Kondensators und die dritte Stromquelle bestimmt ist, eine dritte Bezugsspannung mit der Spannung am zweiten Leiter verglichen und ein Vergleichssignal erzeugt wird, wenn die Spannung am zweiten Leiter eine vorbestimmte Beziehung zu der dritten Bezugsspannung hat, das Vergleichssignal an den Rücksetzeingang der Flip-Flop-Schaltung gelegt wird, damit das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung sich in einen zweiten Zustand ändert, und bewirkt wird, daß der Stromschalter die fünfte Stromquelle vom ersten Leiter auf das Umschalten in den zweiten Zustand ansprechend trennt, damit die zweite Stromquelle den ersten Kondensator wieder auf eine Spannung aufladen kann, die genau gleich der ersten Bezugsspannung ist.