DE1537612C - Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode mit verbesserten Eigenschaften - Google Patents
Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode mit verbesserten EigenschaftenInfo
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Description
Bei den heute bekannten Halbleiterdioden ist der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung relativ groß.
So beträgt er bei Halbleiterdioden aus Germanium mehr als 0,1 V. Bei Siliziumdioden, die wegen der
höheren zulässigen Umgebungstemperatur und Sperrspannung vielfach an Stelle von Germanium-Dioden
verwendet werden, ist der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung sogar größer als 0,5 V. Noch höhere
Werte ergeben sich für Halbleiterdioden aus Galliumarsenid und anderen Halbleitermaterialien. Dieser to
Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung ist für viele Anwendungszwecke störend. Außerdem ist er auch stark
temperaturabhängig, was ebenfalls eine unerwünschte Eigenschaft darstellt. Schließlich ist die Strom-Spannungs-Kennlinie
der herkömmlichen Halbleiterdioden durch physikalische Gesetze bestimmt und daher in
ihrer Kurvenform nur bedingt beeinflußbar, was bedeutet, daß auch der differentielle Innenwiderstand
dieser in Vorwärtsrichtung gepolten Halbleitervorrichtung nur sehr bedingt beeinflußbar ist.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode anzugeben,
bei der die genannten Nachteile der herkömmlichen Halbleiterdioden weitgehend beseitigt sind. Eine
Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode durch zwei Transistoren ist bereits bekannt. Die
bekannte Schaltung ist jedoch speziell auf die Erfordernisse von Tunneldioden ausgerichtet.
Dieses wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die Basiselektroden zweier Transistor-Verstärkerstufen
miteinander verbunden und über einen Widerstand an den einen Pol der Betriebsstromquelle angeschlossen
sind und daß der Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe, der durch geeignete Wahl des
Basis- und Emitterpotentials im Sperrzustand der Diodennachbildung gesperrt und im Dürchlaßzustand
leitend ist, mit einer Klemme verbunden ist,. die der einen Elektrode einer herkömmlichen Diode
(z. B. Kathode) entspricht, während der Emitter der zweiten, im Durchlaß- wie im Sperrzustand der
Diodennachbildung leitenden Transistorstufe außer mit dem anderen Pol der Betriebsstromquelle noch
mit einer weiteren Klemme verbunden ist, die der
zweiten Elektrode (z. B. Anode) einer herkömmlichen Diode entspricht.
Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung ist der Kollektor der zweiten Transistor-Verstärkerstufe
mit deren Basis verbunden.
Entsprechend einer Weiterbildung der Schaltung gemäß der Erfindung wird der größte Teil des die
Klemmen der Diodennachbildung durchfließenden Stromes von einem zusätzlichen Verstärker geliefert,
dessen Eingang mit dem Kollektor der ersten Transistor-Verstärkerstufe und dessen Ausgang mit dem
Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe verbunden ist.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Schaltung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß
eine der Klemme, die mit der zweiten Transistor-Verstärkerstufe verbunden ist, zuzuführende Bezugsspannung,
z. B. von einem parallel zur Betriebsstromquelle liegenden Spannungsteiler/' abgegriffen wird,
so daß die durch den Spannungsteiler /' gebildete Bezugsspannungsquelle nur mit dem geringen und
quasi konstanten Emitterstrom der zweiten Transitorstufe
und nicht mit dem starken, die Klemme 1 durchfließenden Strom belastet wird.
Weitere Hin/cihcitcn der Erfindung ergeben sich
aus der Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung in Verbindung mit den Zeichnungen,
von denen zeigt
Fig. 1 eine erste Schaltung nach der Erfindung,
F i g. 2 eine Schaltung mit gegenüber der Schaltung nach F i g. 1 verbesserten Eigenschaften,
F i g. 3 die Strom-Spannungs-Kennlinie einer Halbleiterdiode, die durch die Basis-Emitterstrecke eines
Transistors gebildet wird, im Vergleich zur Emitterstrom-Basisspannungskennlinie
dieses Transistors,
F i g. 4 die Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach Fig. 1,
F i g. 5 die Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung
nach F i g. 2,
Fig. 6 eine weitere Schaltung gemäß der Erfindung,
F i g. 7 eine Schaltung mit zwei emittergekoppelten Transistoren Γ 5 und T 6, durch deren Verwendung
an Stelle der Transistorstufe Γ 3 die Temperaturabhängigkeit der Spannungsverstärkung dieser Stufe
eliminiert wird,
F i g. 8 die Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 6,
F i g. 9 eine Variante der Schaltung nach F i g. 6, ,
Fig. 10 und 11 als Blockschaltbilder das Zusammenschalten
der Schaltung nach der Erfindung mit einem Zweipol, um für den Innenwiderstand der Gesamtschaltung
eine bestimmte gewünschte Charakteristik zu erzielen.
In F i g. 1 ist eine erste der erfindungsgemäßen Schaltungen mit verbesserten Diodeneigenschaften
dargestellt. Die Schaltung enthält zwei NPN-Transistoren Tl und T 2, deren Basiselektroden miteinander
verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren Tl und Tl sind über die Kollektorwiderstände
Rl und R3 mit dem Pluspol einer Betriebsstromquelle 4 verbunden, an den auch das eine Ende des
den beiden Transistoren Tl und Tl gemeinsamen Basiswiderstandes R1 angeschlossen ist. Der Emitter
des Transistors Tl ist mit einer Klemme 1 verbunden, die der Kathode einer üblichen Diode entspricht,
während der Emitter des Transistors Tl mit dem Minuspol der Betriebsstromquelle 4 und einer
Klemme 2 verbunden ist, die der Anode einer herkömmlichen
Diode entspricht.
Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 ist folgende: Solange das Potential der Klemme 1 wesentlich
positiver ist als das der Klemme 2, ist die Basis-Emitterspannung UB!.:i des Transistors Tl
wesentlich kleiner als die des Transistors T 2. Daher ist der Transistor T 2 leitend und der Transistor Tl
gesperrt. Die Schaltung befindet sich im Sperrzustand. In diesem Zustand weist das mit den beiden Basiselektroden
verbundene Ende des Basiswiderstandes Rl ein um etwa 0,8 V positiveres Potential auf als
die Klemme 2. Sobald das Potential der Klemme 1 soweit abgesenkt wird, daß wegen der nun größer
werdenden Basis-Emitterspannung UBE x des Transistors
Tl der Transistor Tl zu leiten beginnt, fließt ein immer größerer Teil des über den Basiswiderstand
R1 eingespeisten quasi konstanten Stromes auch in die Basis-Emitterdiode des Transistors Tl,
bis schließlich beide Transistoren etwa gleiche Emitterströme führen. Die Schaltung befindet sich jetzt
im Durchlaßzustand.
Der Vorteil der Schaltung nach F i g. 1 gegenüber einer herkömmlichen Diode, die die gleichen Eigenschaften
wie die Basis-Emitterdiode desTransistors
Tl habe, besteht einmal, wie ein Vergleich der in F i g. 3 dargestellten Strom-Spannungs-Kennlinie der
herkömmlichen Diode mit der in F i g. 4 wiedergegebenen Kennlinie der Schaltung nach F i g. 1 zeigt,
in der verkleinerten Vorwärtsspannung.
Vergleicht man die Steilheit der beiden Kennlinien für gleiche Stromwerte, z. B. für 3 mA, so ergibt sich
eine größere Steilheit der Kennlinie für die Schaltung nach Fig. 1, was einem verringerten differentiellen
Innenwiderstand dieser Schaltung gegenüber dem der herkömmlichen Diode entspricht. Durch den beim
Leitendwerden des Transistors Tl fließenden Emitterstrom verkleinert sich nämlich der zwischen den
Klemmen 1 und 2 gemessene differentielle Innenwiderstand der Schaltung nach F i g. 1 gegenüber dem
Innenwiderstand einer herkömmlichen Diode, die die Eigenschaften der Basis-Emitterstrecke des Transistors
Tl habe, bei gleichem Basisstrom etwa um den Stromverstärkungsfaktor β des Transistors T1.
Die in F i g. 4 wiedergegebene Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 1 gibt den Zu-
~\ sammenhang zwischen dem die Klemmen 1 und 2,
J die der Kathode und der Anode einer herkömmlichen Diode entsprechen, durchfließenden Strom und der
zwischen diesen Klemmen bestehenden Spannung U21
wieder. Der die Klemmen 1 und 2 durchfließende Strom ist der Emitterstrom lE x des Transistors Tl.
In der F i g. 3 ist er gestrichelt als Funktion der Basis-Emitterspannung UBE x eingetragen. Die zwischen
den Klemmen 2 und 1 bestehende Spannung U21 ergibt sich auf Grund der Kirchhoffschen
Maschenregel 21 U=O als Differenz der beiden Basis-Emitterspannungen
UBE ± —UBE2. Man erhält somit
die Strom-Spannungs-Kennlinie für die Schaltung nach Fig. 1, indem man von der zu einem bestimmten
Stromwert des Emitterstromes IEl gemäß der gestrichelten
Strom-Spannungs-Kennlinie nach F i g. 3 ■gehörenden Basis-Emitterspannung UBEl die dann
am Transistor T 2 vorhandene Basis-Emitterspannung UßEc, subtrahiert und über dieser Spannungsdifferenz
d"en zugehörigen Stromwert IE x aufträgt.
Auf Grund der Tatsache, daß in der Schaltung ^ nach Fig. 1, wie bereits erwähnt, im Durchlaß-
J zustand durch den Transistor T 2 ein etwa gleich großer Emitterstrom 1E 2 fließt wie der vom Transistor
Tl in die angeschlossene äußere Schaltung gelieferte Emitterstrom 1E v läßt sich durch geeignete Dimensionierung
der Schaltung immer erreichen, daß bei einem verlangten Emitterstrom IE x die Spannung U2J
praktisch null Volt beträgt.
Ein zweiter Vorteil der Schaltung nach F i g. 1 besteht darin, daß nur ein Bruchteil des Stromes, der
hi die an die Klemmen 1 und 2 angeschlossene äußere Schaltung geliefert wird, über den Widerstand R 2
fließt. Infolgedessen wirken sich durch die äußere Schaltung bedingte Schwankungen des in ihr fließenden
Stromes auch nur zu einem Bruchteil, nämlich als um den Kehrwert des Stromverstärkungsfaktors β
des Transistors Tl reduzierte Schwankungen seines Basisstromes aus. Da die Schwankungen des Basisstromes
des Transistors Tl infolge des über den Widerstand R 2 fließenden quasikonstanten Stromes
gegensinnige Schwankungen des Basisstromes des Transistors T 2 zur Folge haben, ändert sich daher
das Potential des Verbindungspunktes 5 der beiden Basiselektroden mit dem Widerstands2 nur entsprechend
den Schwankungen des Basisstromes. Das Potential des Punktes 5 sollte jedoch möglichst
wenig schwanken, weil sich sonst der Bezugspunkt für die Basis-Emitterspannung des Transistors Tl
und damit das Emitterpotential, d. h. das Eingangspotential verschieben würde.
Eine gegenüber der Schaltung nach F i g. 1 weiter verbesserte Schaltung ist in F i g. 2 dargestellt. Die
Schaltung nach F i g. 2 unterscheidet sich dadurch von der nach Fig. 1, daß der Kollektor des Transistors
Tl direkt mit dem Pluspol der Betriebsstromquelle 4 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors
T2 ist jetzt an das untere Ende des Basiswiderstandes R 2 angeschlossen.
Die Schaltung nach F i g. 2 weist einmal ein günstigeres Hochfrequenzverhalten als die Schaltung nach
F i g. 1 auf, da infolge der Gegenkopplung vom Kollektor des Transistors T2 auf dessen Basis der Transistor
T 2 nicht im Sättigungsbereich arbeiten kann.
Außerdem sind bei der Schaltung nach F i g. 2 Schwankungen des Potentials des Verbindungspunktes
5 der Basiselektroden mit dem Widerstand R 2 und damit Schwankungen der Basis-Emitterspannung
UBE 2 des Transistors 2 auf Grund von Schwankungen
des in die angeschlossene äußere Schaltung fließenden Stromes durch die Gegenkopplungsverbindung
unterdrückt. Dies erklärt sich so: Der quasikonstante Strom, der durch den Widerstand R 2
fließt, fließt zum größten Teil (etwa zu 98 °/o) in den Kollektor des Transistors T 2. Ein kleiner Rest des
den Widerstand R 2 durchfließenden Stromes fließt in die Basen der Transistoren Tl und T2. Benötigt die
Basis des Transistors Tl auf Grund einer Erhöhung des in der angeschlossenen äußeren Schaltung fließenden
Stromes mehr Basisstrom, so erhält die Basis des Transistors T 2 entsprechend weniger Basisstrom.
Dadurch wird das Potential des Punktes 5 vorübergehend geringfügig abgesenkt. Damit wird der Transistor
T 2 weniger leitend, der Kollektorstrom sinkt etwas ab. Das hat aber zur Folge, daß der für die
beiden Basen übrigbleibende Teil des quasikonstanten Stromes durch R2 ansteigt, so daß der Basisstrom
für den Transistor T 2 wieder ansteigt und das Potential des Punktes 5 praktisch wieder den ursprünglichen
Wert annimmt. Die von der äußeren Schaltung indirekt verursachte Erhöhung des Basisstromes
des Transistors Tl wurde also bei dieser verbesserten Schaltung nach F i g. 2 nach dem Einschwingen
des Regelvorgangs im Wesentlichen durch eine entsprechende Reduzierung des Kollektorstromes
des Transistors T 2 ausgeglichen.
Die durch die Gegenkopplung bei der Schaltung nach F i g. 2 erzielte Stabilisierung des Potentials am
Verbindungspunkt 5 der beiden Basiselektroden mit dem Widerstand/?, und dem Kollektor des Transistors
T 2 verkleinert in vorteilhafter Weise den differentiellen Innenwiderstand der Gesamtschaltung. Der
verringerte differentielle Innenwiderstand der Schaltung nach F i g. 2 spiegelt sich in der größeren Steilheit
der zugehörigen Kennlinie der F i g. 5 wieder. Vergleicht man diese Kennlinie mit der in Fig. 4
dargestellten Kennlinie der Schaltung nach F i g. 1, so erkennt man diesen Steilheitszuwachs. Gegenüber
der in F i g. 3 wiedergegebenen Diodenkennlinie ist die Steilheit der Kennlinie nach F i g. 5 etwa um den
Faktor 3 besser, was einem gegenüber einer Diode mit einer Kennlinie nach F i g. 3 auf ein Drittel verringerten
differentiellen Innenwiderstand entspricht.
In F i g. 6 ist eine weitere Schaltung, bei der die Schaltung nach der Erfindung angewendet wird, dar-
gestellt. Der wesentliche Unterschied dieser Schaltung mit verbesserten Diodeneigenschaften gegenüber
der nach F i g. 2 besteht darin, daß sie einen zusätzlichen Verstärker enthält, durch den der Innenwiderstand
dieser Schaltung gegenüber der nach F i g. 2 weiter verringert wird. Wählt man die Verstärkung
des Verstärkers genügend hoch, so läßt sich dadurch der Innenwiderstand der Schaltung auf
Kosten ihrer Grenzfrequenz sehr weitgehend, d. h. bis auf wenige mQ verringern. Die Schaltung unterscheidet
sich von der nach F i g. 2 noch dadurch, daß der Kollektor des Transistors 1 und die mit ihm verbundene
Klemme 3 über den Kollektorwiderstand Al an den Pluspol einer Betriebsstromquelle 6 angeschlossen
sind. Der Widerstand R1 weist einen verhältnismäßig hohen Ohmwert auf, z. B. 20 kQ, damit
schon bei kleinen Kollektorströmen des Transistors Tl ein großer Spannungsabfall am Widerstand R1
auftritt und damit möglichst wenig Basisstrom über ihn in den Transistor Ti hineinfließt und dieser
Transistor nicht zu sehr im Sättigungsbereich arbeitet. Sonst würde die Ansprechzeit dieser Transitorstufe
wegen der Speicherzeit der in der Basis gespeicherten Minoritätsträger zu groß werden. Andererseits
darf der Wert des Widerstandes auch nicht zu groß gewählt werden, weil bei zu kleinem Basisstrom
für den Transistor Γ 3 dessen Kollektorpotential zu positiv wird und damit der Transistor T 4, wie das
noch erläutert wird, zu bald leitend würde. Der den beiden Transistoren Tl und Γ 2 gemeinsame Basiswiderstand
besteht in dieser Schaltung aus der Reihenschaltung eines Festwiderstandes R2 b mit
einem Abgleichwiderstand R2 a. Mit letzterem wird
der Schnittpunkt der in F i g. 8 dargestellten Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 6 mit
der Stromachse innerhalb bestimmter Grenzen festgelegt.
Der Eingang des die Transistoren Γ 3 und T 4 enthaltenden
zweistufigen Zusatzverstärkers ist an die mit dem Kollektor des Transistors Tl verbundene
Klemme 3 angeschlossen, während der Ausgang des Verstärkers an die mit dem Emitter des Transistors
Tl verbundene Klemme 1 angeschlossen ist, die der Kathode einer herkömmlichen Diode entspricht. Der
Emitter der Transistorenstufe T 3 ist mit dem Minuspol einer Betriebsstromquelle 7, ihr Kollektor mit
einer Klemme 8 und der Basis der nachfolgenden Transistorstufe Γ 4 sowie über den Kollektorwiderstand
R 4 mit dem Pluspol der Betriebsstromquelle 7 verbunden. Der Kollektor der Verstärkerstufe Γ 4 ist
über den Kollektorwiderstand R 5 mit dem Pluspol der Betriebsstromquelle 6 verbunden, während der
Emitter mit der Ausgangsklemme 1 der Schaltung verbunden ist.
Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 6 ist folgende: Im Sperrzustand der Schaltung leiten die
Transistoren Γ 2 und T 3, während die Transistoren Tl und Γ 4 gesperrt sind. In diesem Zustand beträgt
die Kollektor-Emitterspannung UCE3 des Transistors
T 3 etwa 0,3 V, während seine Basis-Emitterspannung UBE3 etwa 0,75 V beträgt. Der Transistor Γ 3
arbeitet somit im Sättigungsbereich. Bei geeigneter Wahl der Betriebsstromquellen 6 und 7 bleibt der
Transistor Γ 4 sicher gesperrt. Sobald das Potential der Klemme 1 der Schaltung wesentlich negativer
wird als das des Verbindungspunktes 5, wird, wie das schon von der Beschreibung der Schaltungen nach
den F i g. 1 und 2 bekannt ist, auch der Transistor Tl leitend. Beide Transistoren Π und Γ2 führen
jetzt etwa gleiche Emitterströme. Durch den beim Leitendwerden des Transistors Tl fließenden Kollektorstrom
wird der Basis des Transistors Γ 3 ein Teil des über den Widerstand Rl eingespeisten
Basisstromes entzogen. Dieser Transistor wird daher beim Leitendwerden des Transistors Tl weniger leitend,
wodurch sein Kollektorpotential ansteigt. Sobald dieses Kollektorpotential etwa 0,5 bis 0,6 Volt positiver
wird als das Potential am Punkt 1 der Schaltung, beginnt der Transietor Γ 4 zu leiten.
Der nach dem Leitendwerden des Transistors Γ 4 aus der Klemme 1 herausfließende Strom wird zu
mehr als 99% von dem Transistor Γ 4 geliefert. Daher weist die in F i g. 8 gezeigte Strom-Spannungs-Kennlinie
der Schaltung nach Fi g. 6, die wieder den die Klemmen 1 und 2 durchfließende Strom in Abhängigkeit
von der zwischen diesen Klemmen bestehenden Spannung darstellt, nach dem Leitendwerden
des'Transistors Γ 4 einen fast senkrecht verlaufenden Teil auf, der den äußerst geringen differentiellen
Innenwiderstand dieser Schaltung erkennen läßt. Der obere Knick der Kennlinie ist durch die *
Strombegrenzung bedingt, die der Widerstand R5 bewirkt.
Fügt man eine Bezugsspannungsquelle zwischen der Klemme 2 und dem Erdpotential einer Schaltung,
die die Diodennachbildung enthält, ein, so läßt sich die Kennlinie der Schaltung nach F i g. 6 längs der
Spannungsachse nach links oder rechts verschieben. Entsprechendes gilt auch für die Kennlinien der
Schaltungen nach F i g. 1 und 2.
Da die Basis-Emitterspannung der Transistorstufe Γ 3 temperaturabhängig ist, ist auch der Ansprechpunkt
des Verstärkers noch geringfügig temperaturabhängig. Verwendet man an Stelle des Transistors
Γ 3 und seine Kollektorwiderstandes R 4 die Schaltung nach F i g. 7, die zwei emittergekoppelte Transistoren
Γ 5 und Γ 6 enthält, indem man den Verbindungspunkt der KollektorwiderständeR6 und Rl
an den Pluspol und das untere Ende des Emitterwiderstandes R8 an den Minuspol der Betriebsstromquelle 7 anschließt, und den Punkt 9 mit dem
Punkt 5 oder einer anderen geeigneten Bezugsspan- ( nungsquelle verbindet, so läßt sich die Temperaturabhängigkeit
des Ansprechpunktes des Verstärkers eliminieren. Die Elimination ist hauptsächlich durch
die gegensinnige Polung der beiden Basis-Emitterdioden der Schaltung nach F i g. 7 bedingt.
Die Wirkungsweise dieser verbesserten Schaltung ist folgende: Im Sperrzustand der Schaltung, d. h.
solange kein Strom aus der Klemme 1 herausfließt, sind die Transistoren Tl und Γ 4 gesperrt, während
die Transistoren T 2, T 5 leiten und der Transistor T 6 schwach leitend ist. Sobald das Potential an der
Klemme 1 beim Absinken das der Klemme 2 annähert, wird auch der Transistor Tl leitend. Die
Transistoren Tl und Γ 2 führen dann etwa gleiche Emitterströme. Durch den beim Leitendwerden des
Transistors Π an dessen Kollektorwiderstand R1
auftretenden Spannungsabfall wird der Transistor T 5 weniger leitend, so daß der Transistor T 6 einen Teil
des Stromes, der vorher durch den Transistor Γ 5 floß, übernimmt, bis beide Transistoren Γ 5 und Γ 6
gleich stark leiten. Durch die Stromreduzierung im Transistor T 5 steigt dessen Kollektorpotential an,
so daß der Transistor Γ 4 leitend wird und einen Strom zur Klemme 1 schickt.
Während bei den Schaltungen nach den Fig. 1, 2
und 6 der aus der Klemme 1 herausfließende Strom nach dem Durchfließen der angeschlossenen äußeren
Schaltung wieder über die Klemme 2 zur Betriebsstromquelle der Diodennachbildung zurückfließt, und
damit auch eine zwischen die Klemme 2 und das Erdpotential eingefügte Bezugsspannungsquelle belastet,
ist diese Belastung der Bezugsspannungsquelle durch den aus der Klemme 1 herausfließenden Strom bei
der Schaltung nach F i g. 9 vermieden. Hier wird die Bezugsspannung von einem parallel zur Betriebsstromquelle 6 liegenden Spannungsteiler P abgegriffen,
dessen Abgriff mit der Klemme 2 verbunden ist. Das Schaltbild nach F i g. 9 läßt erkennen, daß der
aus der Klemme 1 herausfließende Strom nach dem Durchfließen der äußeren Schaltung, die als Block
11 dargestellt ist, an der Klemme 10 in die Betriebsstromquelle zurückfließt und die Bezugsspannungsquelle
nicht belastet.
Die geringe Temperaturabhängigkeit, die allen beschriebenen Schaltungen eigen ist, ist hauptsächlich
durch die gegensinnig geschalteten Basis-Emitterdioden der Transistoren Tl und Γ 2 bedingt. Erzeugt
man diese beiden Transistoren in monolithischer Technik durch einen gemeinsamen Diffusionsprozeß
und sorgt man durch eine geeignete Dimensionierung der Schaltung für nahezu gleiche Emitterströme in
beiden Transistoren, dann erhält man einmal eine nahezu vollkommene Temperaturkompensation und
zum anderen sehr kleine Fertigungsstreuungen der Vorwärtsspannung. Der in der Schaltung nach F i g. 6
vorgesehene Abgleichwiderstand R 2 α wird damit für die meisten Anwendungsfälle entbehrlich.
Grundsätzlich kann, wie das in den F i g. 10 und 11 angedeutet ist, allen beschriebenen Schaltungen 12
ein passiver Zweipol Z (einfachstes Beispiel: reeller Widerstand) oder ein aktiver Zweipol Z der Klemme 1
oder der Klemme 2 vorgeschaltet werden, um für den Innenwiderstand der Kombination eine bestimmte
gewünschte Charakteristik zu erzielen, die im wesentliehen durch den der Diodennachbildung vorgeschalteten
Zweipol bedingt ist. Ebenso ist es möglich, die erfindungsgemäße Diodennachbildung in einen Vierpol
einzubauen.
Die Bezugsspannung UBe2, die der Klemme 2 der
Schaltungen zugeführt wird, kann beliebig gewählt werden. Sie kann daher auch die Ausgangsspannung
eines Regelverstärkers sein. Damit läßt es sich erreichen, daß das Übergehen der Diodennachbildung
vom Sperr- in den Durchlaßzustand und umgekehrt einer vorgegebenen Regelfunktion folgt, um z. B. der
Temperaturabhängigkeit anderer Bauelemente oder Schaltungen oder deren Spannungsempfindlichkeit zu
begegnen.
Von den vielen Anwendungsmöglichkeiten der Diodennachbildung gemäß der Erfindung seien besonders
genannt die Verwendung in sehr genau arbeitenden Begrenzerschaltungen, in Differentialverstärkern,
in elektronischen Sicherungen und Regelverstärkern.
Claims (4)
1. Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode mit gegenüber einer herkömmlichen Halbleiterdiode
verbesserten Eigenschaften und einstellbarer Diodenkennlinie,dadurch gekennzeichnet,
daß die Basiselektroden zweier Transistor-Verstärkerstuf en (Tl, Tl; Fig. 1)
miteinander verbunden und über einen Widerstand (R 2) an den einen Pol der Betriebsstromquelle
(4) angeschlossen sind und daß der Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe (Ti),
die durch geeignete Wahl des Basis- und Emitterpotentials im Sperrzustand der Diodennachbildung
gesperrt und im Durchlaßzustand leitend ist, mit einer Klemme (1) verbunden ist, die der einen'
Elektrode einer herkömmlichen Diode (z. B. der Kathode) entspricht, während der Emitter der
zweiten, im Durchlaß- wie im Sperrzustand der Diodennachbildung leitenden Transistorstufe
außer mit dem anderen Pol der Betriebsstromquelle (4) noch mit einer weiteren Klemme (2)
verbunden ist, die der zweiten Elektrode (z. B. Anode) einer herkömmlichen Diode entspricht.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor der zweiten
Transistor-Verstärkerstufe mit deren Basis verbunden
ist.
3. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der größte
Teil des die Klemmen (1 und/oder 2) durchfließenden Stromes von einem Verstärker (T 3, Γ 4) geliefert
wird, dessen Eingang mit dem Kollektor der ersten Transistor-Verstärkerstufe (Γ1) und
dessen Ausgang mit dem Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe (Γ1) verbunden ist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Klemme (2), die mit
dem Emitter der zweiten Transistorstufe (T 2) verbunden ist, zuzuführende Bezugsspannung von
einem parallel zur Betriebsstromquelle (6) liegenden Spannungsteiler (P) abgegriffen wird, so daß
die durch den Spannungsteiler (P) gebildete Bezugsspannungsquelle nur mit dem geringen und
quasi konstanten Emitterstrom der zweiten Transistorstufe (T 2) und nicht mit dem starken, die
Klemme (1) durchfließenden Strom belastet wird.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 009 548/317
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1764014B1 (de) * | 1968-03-22 | 1972-05-31 | Ibm Deutschland | Schaltung zur nachbildung der strom-spannungskennlinie einer halbleiterdiode |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1764014B1 (de) * | 1968-03-22 | 1972-05-31 | Ibm Deutschland | Schaltung zur nachbildung der strom-spannungskennlinie einer halbleiterdiode |
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