DE2524997A1 - Schaltung zum messen des effektivwertes eines elektrischen signals - Google Patents

Description

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Va/FF/BECK 29-^1-1975

"Schaltung zum Messen des Effektiverer te s eines elektrischen Signals"

Die Erfindung bezieht sich auf eine

Messschaltung zum Messen des Effektivwertes eines elektrischen Wechselstromsignals, enthaltend ein erstes Wärmeableitungselement, dem das zu messende Wechselstromsignal zugeführt wird; ein mit diesem ersten Wärmeableitungselement thermisch gekoppeltes erstes temperaturempfindli^hes Element zur Umwandlung der von dem ersten Wärmeableitungselement erzeugten Wärmeleistung in ein erstes elektrisches Signal; ein zweites Wärmeableitungselement; ein mit diesem zweiten Wärmeablei tungselement thermisch gekoppeltes zweites temperaturempfindliches Element zur Umwandlung der· von dem zv/eiten Wärmeableitungselement erzeugten Wärme-

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leistung in ein zweites elektrisches Signal, und einen Differenzverstärker mit zwei Eingängen, denen das erste und das zweite elektrische Signal zxigeführt werden, und mit einem Axxsgang, an dem ein Gleichstromausgangssignal zur Verfügung steht, das dem zweiten Wärmeableitungselement zugeführt wird.

Als Effektivwert eines elektrischen

Wechselstromsignals kann dasjenige Gleichstromsignal betrachtet werden, das imstande ist, eine gleiche Leistung wie das genannte Wechselstromsignal zu erzeugen. Bei den eingangs genannten Messschaltungen wird diese Tatsache benutzt. Dem zweiten Wärmeableitungselement wird nämlich ein derartiges Gleichetromsignal zugeführt, dass die von diesem Gleichstromsignal in dem zweiten Wärmeableitungselement abgeleitete Leistung gleich der von dem Wechselstromsignal in dem ersten Wärmeableitungselement abgeleiteten Leistung ist. Das gewünschte Gleichstromsignal wird vom Differenzverstärker erzeugt, dessen Eingängen die beiden von den temperaturempfindlichen Elementen erzeugten und somit der in den beiden Wärmeableitungselementen abgeleiteten Leistungen proportionalen Signale zugeführt werden und an dessen Ausgang demzufolge ein derartiges Gleichstromsignal erhalten wird, dass seine beiden Eingangssign,ale und somit die in den beiden Wärmeableitungselementen abgeleiteten Leistungen einander gleich sind.

Eine derartige Messschal tiing ist z.B.

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aus der USA-Patentschrift 3,668.^28 bekannt. Bei der in dieser Patentschrift beschriebenen Messschaltung bestehen die Wärmeableitungselemente aus reinen Widerständen und die temperaturempfindlichen Elemente aus Halbleiterübergängen, z.B. axis zwei Dioden oder dem Basis-Emitter-Uebergang zweier Transistoren. Dabei wird also die Temperaturabhängigkeit der Spannungs-Strom-Kennlinie eines HalbleiterÜbergangs benutzt. Es ist jedoch auch möglich, andere temperaturempfindliche Elemente, wie z.B. Widerstände mit einem negativen Temperatiirkoef fizienten (NYC-Wi derstände) zu verwenden.

Diese Art Messschaltungen bildet grundsätzlich ein gegengekoppeltes System. Bei einer Zunahme des dem ersten Wärmeabieitungselement zugeführten Wechselstromsignals wird ja in ex-ster T-inie am Eingang des Differenzverstärkers ein Differenzsignal auftreten. Dadurch nimmt das Gleichstromausgangssignal zu, wodurch die in dem zweiten Wärmeableitungselement abgeleitete Leistung zunimmt und das Differenzsignal am Eingang des Differenzverstärkers abnimmt. Die Gegenkopplimg, die auf diese Weise erhalten wird, weist eine quadratische Abhängigkeit von dem Gleichstromausgangssignal auf, weil ja in dieser Gegenkopplung die Umwandlung dieses Gleichstromausgangssignals in Wärmeleistung aufgenommen ist. Dies bedeutet, dass die Grosse des Gegenkopplungsfaktors von der Grosse des Gleichstromausgangssignals abhängig ist. Dies beeinträchtigt in

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hohem Masse die Wirkung und die Zuverlässigkeit der Schaltung.

Zunächst wird infolge dieser Gegenkopplungsweise die Nullpunkteinstellung der Messschaltung erheblich erschwert. Bei dieser Nullpunkteinstellung ist ja kein Messignal vorhanden, so dass auch das Gleichstromausgangssignal Null sein soll. Bei diesem Wert Null des Gleichstromausgangssignals ist aber aiich der Gegenkopplungsfaktor gleich Null, so dass die Messschal tang überhaupt nicht mehr gegengekoppelt ist. Dies bede\itet, dass die Nullpunkteinstellung, die z.B. dadurch erfolgt, dass die beiden temperaturempfindlichen Elemente im Gegentakt angeordnet werden, besonders kritisch wird, weil aich eine geringe Aenderung des Eingangsdifferenzsignals des Differenzverstärkers nun über den geöffneten Verstärker in verstärkter· Form im Gleichstromausgangssignal bemerkbar macht.

Ein zweites mit dem obenstehenden Problem zusammenhängendes Problem wird durch die Temperaturdrift dieses Nullpunktes gebildet. Dadtirch, dass dabei die Gegenkopplung auch praktisch nicht wirksam ist, beeinflusst diese Drift in erheblichem Masse dieses Gleichs tromausgangssignal.

Ein drittes Problem besteht schliess-

lich darin, dass infolge der quadratischen Rückkopplung bei einem negativen Wert von V„ eine positive Rückkopplung auftreten wird. Diese Situation wird sich

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normalerweise nicht beim Vorhandensein eines Eingangswechselstromsignals ergeben. Wenn jedoch kein Eingcingssignal vorhanden ist, kann V~ in der Tat infolge einer Abweichung der Nullpunkteinsteilung negativ sein. ITm zu vermeiden, dass dann eine positive Rückkopplung erhalten wird, was zu einer Unstabilitat der Messschaltung führen wüi'de, wird meist eine Diode in dem Rückkopplungsweg angeordnet. Auf diese Weise wird zwar eine Unstabilität des Systems vermieden, aber für einen negcttiven V -Wert ist nun gar keine Rückkopplung mehr vorhanden, wodurch die Nullpunkteinstellung noch stärker erschwert wird.

Die Erfindung bezweckt, eine Messschaltung zu schaffen, in der die obengenannten Probleme beseitigt sind. Die Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass ein Gegenkopplungskreis vorhanden ist, der für Werte des Gleichstromausgangssignals unterhalb eines gewissen Schvellwertes ein wenigstens um den Nullwert linear von diesem Gleichs trontaus gangssignal abhängiges- Gegenkopplungssignal liefert, das wenigstens einem der beiden, von den tempera tiirempfindlichen Elementen gelieferten elektrischen Signal zugesetzt wird.

Durch die erfindungsgemässe Massnahme

wird erreicht, dass zu jeder Zeit eine Gegenkopplung erhalten bleibt, die bei kleinen Gleichstromausgangs-Signalen nafrurgemäss praktisch lediglich durch die genannte lineare Gegenkopplung gebildet wix-d. Dadurch

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ist eine viel bessere Nullpunkteinstellung: möglich geworden, während der Einfluss der genannten Temperaturdrift herabgesetzt ist. Dadiirch, dass diese lineare Gegenkopplung zu V„ = 0 symmetrisch ist, ist diese Nullpunkteinstellung auch von der Polarität des Gleichstromausgangssignals tmabhängig. Ausserdem stellt sich heraus, dass infolge dieser zusätzlichen Gegenkopplung die Frequenzkennlinie der Messschaltung auf einfache Weise verbessert werden kann, wodurch eine erheblich schnellere Wirkung der Messschaltung erhalten werden kann. Infolge der Anbringung dieser linearen Gegenkopplung ist für Werte des Gleichstromausgangssignals unterhalb des genannten Schwellwertes selbstverständlich keine Messung des Effektivwertes des Messignals mehl· möglich. Dies ist aber gar nicht wichtig, weil doch durch Umschaltung des Messbereiches dieser Effektivwert stets bei einem möglichst grossen Skalenausschlag des Anzeigerinstruments und nicht in dieser aussersten Lage, z.B. kleiner als 10 $ des vollen Skalenausschlags, ausgelesen werden wird.

Die genannte lineare Gegenkopplung kann

auf verschiedene Weise erhalten werden. Bei einer ersten bevorzugten Atisführungsform besteht der genannte Gegenkopplungskreis axis einem ersten und einem zweiten Spannungsteilerkreis mit je einer Anzapfungsklemme und je einer Klemroschaltiing zur Begrenzung des Aus-, gangssignals an der Anzapfungsklemme auf einen gewissen, den beiden Teilerkreisen gemeinsamen Klemmwert, wobei

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die lineare Beziehung- zwischen den Ausgangssignalen an den beiden Anzapfungsklemmen und dem den beiden Spannungsteil erkr ei sen zugeführten Gl ei chstroinaus gangs signal verschieden ist tind als gewünschtes Gegenkopplungssignal der Unterschied zwischen den beiden Ausgangssignalen benutzt wird.

Falls als temperaturempfiridliche Elemente zwei als Differenzpaar geschaltete Transistoren verwendet werden, kann nach einer weiteren bevorzugten Ausfühningsform· die Differenzerzeugung der beiden AusgangsslgnaIe der Spannungsteilerkreise dadurch erzielt werden, dass diese Ausgangssigriale je für sich den Steuerelektroden dieser Transistoren zugeführt werden.

Dank dem Vorhandensein der linearen

Gegenkopplung kann die Messschaltung sehr schnell einen genauen Messwert liefern, zxi welchem Zweck die Uebertragungskennlinie des Differenzverstärkers zwischen einer ersten und einer zweiten Grenzfrequenz einen konstanten, von der Freqvienz unabhängigen Verstärkungswert und unterhalb der ersten Freqiienz einen Teil mit negativer Neigung aufweist, wobei die erste Grenzfrequenz einen derartigen Wert besitzt, dass der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem Schwellwert des Gleichstromausgangssignals auftritt, kleiner als der genannte Verstärkungswert ist, während die zweite Grenzfrequenz einen derartigen Yert besitzt, dass der zu dieser

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Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem hochstzulässigen Wert des Gleichstromausgangssignals auftritt, grosser als der genannte Verstärkungswert ist.

Einige Ausführungsformen der Erfindung

sind in der Zeichnung dargestellt lind werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 die bekannte Messscheiltung, Fig. 2 das zugehörige Blockschaltbild, Fig. 3 die Kennlinie des dabei wirksamen Gegenkoppltmgsnetzwerkes,

Fig. h eine erste Ausführungsform der Messschaltung nach der Erfindung,

Figuren 5 und 6 die dabei auftretenden Kennlinien,

Fig. 7 eine zweite Ausführungsform der Messschaltung nach der Erfindxmg,

Figuren 8 und 9 die dabei auftretenden Kennlinien, und

Fig. 10 zur Illustrierung die Frequenzkennlinie der Messschaltung nach der Erfindung.

Die in Fig. 1 dargestellte bekannte

Messschaltung enthält zunächst einen Widerstand R. und einen Transistor T₁, die thermisch dadurch miteinander gekoppelt sijid, dass sie auf einer gemeinsamen Scheibe C₁ aus thermisch gut leitendem Material angebracht sind. Auf gleiche Weise sind ein Widerstand Rp und ein Transistor T auf einer gemeinsamen Scheibe C„ aus

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thermisch gut leitendem Material angebracht. Die beiden Transistoren sind als Differenzpaar geschaltet, wobei ihre Basis-Elektroden mit Erdpotential verbunden und ihre Emitter über einen gemeinsamen Einitterwiderstand R„ an eine Klemme 6 angeschlossen sind, an die die negative Speisespannung -V_ angeschlossen ist. Die Kollektoren dieser beiden Transistoren T^ und T„ sind über einzelne Widerstände R; und R_ mit einer Klemme verbunden, an die die positive Speisespannung +V_n

angelegt ist. Die über diesen beiden Widerständen Rr und R_ erzeugten Spannungen werden den beiden Eingangsklemmen h und 5 eines Differenzvers tarkers A zugeführt, der einer Ausgangskleinme 3 ein Gleichstromausgangssignal V„ liefert. Dieses Gleichstromsignal Vq wird weiter einem Ende des Widerstandes R zugeführt, dessen anderes Ende mit Erdpotential verbunden ist. Das zu messende Signal V. wird schliesslich zwischen den beiden Enden 1 und 2 des Widerstandes R^mgelegt, wobei das Ende 2 wieder mit Erdpotential verbunden ist.

Wenn dem Widerstand R₁ ein Wechsel-

stroinsignal V. zugeführt wird, wird in diesem Widerstand eine gewisse Wärmeleistung erzeugt, wodurch die Temperatur der Scheibe C. zunehmen wird, Dadurch ändert sich der Strom durch den Transistor T₁, %veil ja die Beziehung zwischen dem Kollektorstrom tind der Basis-Emitter-Spannung eines Transistors temperaturabhängig ist. Durch diese Aenderung des Kollektorstromes des Transistors T₁ tritt am Eingang des Differenz-

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Verstärkers A ein Differenzsignal auf, das nach Verstärkung als Gleichstromaixsgangssignal V_n an der Klemme 3 zur Verfugung steht. Dieses Gleichstromsignal V„ wird auch dem Widerstand R zugeführt, wodurch axich in diesem Widerstand eine gewisse Wärmeleistung erzeugt wird,, was eine Zunahme der Temperatur der Scheibe C ergibt. Dadurch nunrnit auch der Kollektorstrom des Transistors T zu, wodurch das Differenzsignal am Eingang des Verstärkers A abnimmt. Der Gleichgewichtszustand wird erreicht, wenn die beiden Scheiben C, und Cp die gleiche Temperatur aufweisen. Da in diesem Falle das Eingangssignal V. und das Gleichstromausgangssignal V„ gleiche Wärmeleistungen in den Widerständen R., und R erzeugen, ist dieses Gleichstromausgangssig-nal V ein Mass für den Effektivwert dieses Wechselstromsignals V.. Dabei wird naturgemäss vorausgesetzt, dass sowohl die Widerstände R₁ und R„ als auch die Transistoren T₁ und T„ einander genau gleich sind, und weiter, dass der Differenzverstärker A einen unendlich hohen Verstärkungsfaktor aufweist.

Um das Verhalten der Messschaltxing

nalier anzugeben, ist in Fig. 2 diese Messschaltung nochmals im Blockschaltbild dargestellt. Der Block C₁ entspricht dabei der Umwandlung des Eingangswechselstromsignals V. in eine Wärmeleistung und dann der Umwandlung dieser Wärmeleistung in eine elektrische Spannung V-. Der Block C₂ mit Uebertragungsfunktion β stellt auf gleiche Weise die Umwandlung des Gleich-

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stromausgangssignals Vq in eine Wärmeleistung und dann in eine elektrische Spannung V„ dar". Anschliessend
wird der Unterschied ^ V zwischen diesen beiden
Spannungen V₁ und V₉ bestimmt und mit Hilfe des Verstärkers A verstärkt.

Für V₁ kann geschrieben werden

wobei V-TjMc der Eff ekti\rwert (RMS--Wert) des Wechselstromsignals V. ist und K₁ eine Konstante darstellt. Für Vp kann geschrieben werden
V ²

wobei Kp wieder eine Konstante darstellt. Für die
Uebertragungsfunktion des Systems wird dann gefunden:

V₀ = a Δ V = B(V₁-V₂) = a (^- V² _±Rm - ^ V_Q ^a ) (3)

wobei a der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A ist. Daraus ergibt sich

^V0 ⁼ 2aK₂ ⁺ W _4a2_{K 2} ⁺ R₁K₂ ^V IRMS ^W

Für a unendlich gross folgt daraus:

^V0 ⁼ y R₁K₂ ' ^ViRMS '⁵^

Airas mit K₁ =. K_? und R₁ .= R das gewünschte Resultat

V-V (6)

^V0 - ^ViRMS ^K°^}

ergibt.

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Axis der Gleichxing (2) folgt, dass die

Gegenkopplungsspannung eine quadratische Abhängigkeit von dem Gleichstromausgangssignal V„ aufweist, welche Abhängigkeit in Fig. 3 dargestellt ist. Dies bedeutet, dass die Uebertragungsfunktion /b des Gegenkopplungsnetzwerkes C_ von Vq abhängig ist, und zwar

2K

^V0

was mit der gestrichelten Linie in Fig. 3 angedeutet ist. Dies bedeutet aber, dass bei kleinen Werten des Ausgangssignals V,. praktisch keine Gegenkopplung vorhanden ist.

Dies ist vor allem bei der Einstellung

des Nullpunktes der Messschaltung störend, wobei sich ja gerade diese Situation ergibt. Diese Nullpunkteinstellung erfolgt im allgemeinen dadurch, dass die .durch die Transistoren T₁ und T₅, gebildete Differenzstuf 3 im Gegentakt angeordnet wird, z.B. indem die Klemme 7 (Fig. 1) nicht direkt mit den Widerständen Rk und R₁., sondern mit dem Abgriff eines Potentiometers verbunden ist, dessen Enden mit diesen Widerständen verbunden sind. Durch Verschiebung dieses Abgriffs wird am Eingang des Verstärkers A eine Differenzspannung eingeführt', die den Einfluss etwaiger Ungleichheiten von Widerständen und Transistoren ausgleicht. Da nun aber der Verstärker A praktisch nicht gegengekoppelt ist, hat eine geringe Aenderung von Δ V am Eingang des VerstBrkere eine grosse Aenderung des Ausgangesignal V_n 509881/0763

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/3

zur Folge, so dass die Nullpunkteinsteilung besonders kritisch ist. Veiter wird auch eine TemperaUirdrift in den beiden Scheiben C₁ und C₀ einen grossen Verlauf dieser Nullpunkteinstell\mg zur Folge habe, weil diese Temperaturdrift ebenfalls eine Differenzspannung an dem zu diesem Zeitpunkt praktisch geöffneten Verstärker A herbeiführt.

Fig. h zeigt eine erste Ausführungsform

der Messschaltung nach der Erfindung, wobei entsprechende Elemente mit.den gleichen Bezugsbuchstaben und -ziffern wie bei der Schaltung nach Fig. 1 bezeichnet sind. Der Aufbau der Messschaltung ist dem der Schaltung nach Fig. 1 völlig analog. Zur Illustriemng ist nur das ziir >Tullpunkteinstell\mg dienende Potentiometer R- dargestellt, de;ssen Enden mit den Widerständen E. und R- verbunden sind und dessen Abgriff mit der Klemme 7 verbunden ist. "Die Messschaltung ist nun aber mit einem zusätzlichen Gegenkopplungsnetzwex'k S versehen.

Dieses Gegenkoppltmgsnetzwerk S enthält eine E:I ngarigskl emme. 8, der das Gleichs tromousgangssignal V₍. zugeführt wird. Diese Eingangsklemine 8 bildet das eine Ende zweier Spannungsteilerkreise mit den Widerständen R , R„, R bzw. R_1()t ^₁₁J ¹^i?' ^dere11 J^e~ weiligefc andere Ende mit Equipotential verbunden ist. Der Verbiiidungspuiikt zwischen den Widerständen R^ und Rg ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers B verbunden, dessen ni ehtinvertierender Eingang mit der Bezugsspannung V_n verbtmden ist und

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df

dessen invei'tierender Eingang und dessen Ausgang· über eine Diode O₁ miteinander gekoppelt sind. Auf gleiche Weise ist der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R_1n und R₁ mit einem Operationsverstärker B₀ verbunden, der von einer Diode D überbrückt ist und an seinem niclitxnvertxerenden Eingang die Bezugsspannung V empfängt. Der Verbindungspunkt der Widerstände IL und Rq bildet eine erste Ausgangsklemme 9 des Gegenkopplungsnetzwerks S und der Verbindungspiinkt der Widerstände R₁₁ und R₁O eine zweite Ausgangskieinme 10.

Die Virkungsweise dieses Gegenkopplungsnetzwerks S wird an Hand der Fig. 5 erläutert. Bei einer Zunahme der Spannung Vq wird sowohl die Spannung V an der Klemme 9 als axich die Spannung V an der

^C1 ^C2

Klemme 10 lineal" mit V_n zunehmen. Die Neigung, mit der dies erfolgt, hängt naturgemäss von der Wahl der Widerstände in den beiden Spannungsteilerkreisen ab. Hat die Spannung V_n dercirt weit zugenommen (V ), dass die Spanmmg am Verbindungspunkt der Widerstände R₇ und Rn gleich der Bezugsspannung V_n ist, so beeinflusst eine '

XV

weitere Zxmahme der Spannung V die Spannungen in diesem Spannungsteilerkreis überhaupt nicht mehr. Die Spannung an diesem \^re.rbindungspunkt der Widerstände R₇ tmd Ro wird dann nämlich mit Hilfe des Operationsverstärkers auf die Bezugsspannung V begrenzt, so dass

Xt

die Spannung V an der Ausgangskiemme 9 dann gleich ^C1

R₉
V - H^Tig ^VR

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/Γ

bleibt. Wenn die Spannung V_n weiter auf den Wert V zunimmt, wobei die Spannung am Verbindimgspunkt der

Widerstände R_1n und R₁ gleich der Bezugs spannung Y lull a

wird, beeinflusst auch eine weitere Zunahme dieser Spannung V_n die Spannungen in diesem Spannungsteilerkreis nicht mehr. Die Spannung an der Ausgangsklemme bleibt dann

γ _ 12 γ (α)

^C2 " ^R11 ^+K12 ^{R K }}

2- ^ ■ do)

R₈₊R₉ R₁₁₊R₁₂

gilt dann in diesem Falle V = V ·, wobei die

C₂ ■ n

Spannungen an den beiden Ausgangsklemmen 9 und 10 auf denselben Wert V_n ¹ begrenzt werden.

ix.

Die beiden Operationsverstärker B₁ und B„ bewirken also eine Begrenzung der Ausgangsspannungen V und V an den Klemmen 9 und 10 der beiden Span-

^C1 ^C2

nungsteilerkreise. Für diesen Zweck kann man selbstverständlich ebenso gut ¹Klemmschaltungen unmittelbar auf diese Klemmen 9 und 10 einwirken lassen. "Die gezeigte Konfiguration ist gewählt, weil dabei die Klemmschaltungen mit einer grösseren Klemmspannung als die endgültig an den Klemmen 9 und 10 benötigte Klemmspannung wirken können.

Um ein geeignetes Ge genkoppl tings signal

zu erhalten, muss das TJifferenzsignal V - V erzeugt

^C1 ^C2 werden, das den in Fig. 5 mit der vollen I-inie ange-

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deuteten Verlauf axifweist. Dieses Differenzsignal kann selbstverständlich mit Hilfe eines Differenzverstärkers erhalten werden, dessen einseitiges Ausgangssignal dann der Basis des Transistors T zugeführt werden muss. Da jedoch die beiden Transistoren T. und T„ selber eine Differenzverstärkerkonfiguration bilden, können die Ausgangssignale V und V den Basis-Elektroden dieser beiden Transistoren unmittelbar zugeführt werden,

Der Effekt dieser zusätzlichen Gegenkopplung lässt sich am deutlichsten an Hand der in Fig. 6 dargestellten Kennlinien nachweisen. Diese Figur (siehe Kennlinie i) zeigt zunächst die quadratische Beziehung zwischen dem Effektivwert ^V-_RMS ^des Eingangssignals V. und der sich daraus ergebenden Spannung V. für den Verstärker A (siehe Fig. 2). In der Kennlinie II ist die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V₀ und dem Gesamtgegenkopplungssignal V · dargestellt. Dieses Gegenkopplungssignal ist aus einer Komponente V₂ (siehe Figuren 2 und 3), die eine quadratische Abhängigkeit von V_Q aufweist, und einer Komponente

V ""Y aufgebaut, die mittels des zusätzlichen C₁ . i'c₂

Gegenkopplungskreis; ss S erhalten ist.

Das Gesamtgegenkopplungssignal V₂ ¹ weist

dadurch den in dieser Kennlinie II mit der vollen Linie angedeuteten Verlauf auf. Daraus lässt sich erkennen, dass für Ausgangssignale V_Q <^ V das Gegenkopplungssignal im wesentlichen durch V - V bestimmt wird, während

^C1 ^C2
für V₀ ^> Vg nur die quadratische Gegenkopplung V₂

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wirksam ist. Im Gegensatz zn der iirsprüng] i chen vollständigen qxiadratischen Gegenkopplung \^T _r. \veist die nun wirksame Gegenkopplung bei V = 0 eine Neigung ungleich Null, und zwar die Neigung der V - V -Kennlinie auf.

^C1 c2 Dies bedeutet, dass nun axich um V_Q ~ 0 eine effektive Gegenkopplung axiftritt, wodurch, die Null punkteins tel lung der Messschaltung viel einfacher und genauer stattfinden kann. Venn nun in dem quadratischen Gegenkopplungskreis eine Diode Ό (Fig. h) angebracht ist, um bei negativem V -Vert eine positive Rückkopplung zu vermeiden, kann die Nullpunkteinstellung trotzdem unabhängig von der Polarität von V erfolgen, weil die lineare Gegenkopplung unabhängig von diesel" Polarität wirksam bleibt.

Atis den beiden Kennlinien I und II lässt

sich mit Hilfe der Hilf«kennlinie III einfach die Kennlinie IV ableiten, die die Beziehung zwischen dem Effektivwert V.,,,,,, des Eingangssignals und der Ausgangsspannung V_ darstellt. Daraus ist ersichtlich, dass infolge der ziisätzlichen Gegenkopplung eine Hysterese-' funktion erhalten ist. Die Messung des Effektivwertes eines Eingangssignals muss denn auch in dem Teil der Kennlinie ausserhalb dieser Hysteresefunktion erfolgen, d.h., dass V._R,_{ / V. sein soll. Diese Bedingung kann selbstverständlich z\i jeder Zeit durch Umschaltung des Messbereiches des Messgerätes, d.h. durch Anpcissung eines der Messschaltung selber vorgeschalteten Messverstärkers erfüllt werden, welche Anpassung des Mess-

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bereiches meist automatisch stattfindet. TJm einen genügend grossen Bereich des zu dem Messgerät gehörigen Ableseinstruinents für Ablesezwecke verfügbar zu halten, wird daher der äusserste Wert V₀ der AusgangsSpannung V , für den die zusätzliche Gegenkopplung noch wirksam ist, verhäl tnismässig klein (z.B. 10 °ß> oder kleiner) in bezug auf den Hochs twex-t (vollständiger Skalenausschlag des Ableseinstruments) dieser Ausgangsspannung V_n gewählt werden.

Es ist ohne weiteres einleuchtend, dass die gewünschte Kennlinie für die zusätzliche Gegenkopplung durch passende Wahl der Widerstände in den beiden Spannungsteilerkreisen erreicht werden kann. Wenn z.B. R„ = R₁₁ und R_ = R gewählt wird, wird automatisch die Anforderung erfüllt, dass für beide Spannungsteilerkreise derselbe V_n' -Viert (Fig. 5) zutreffen muss. Die Widerstände R₁-, und R_1n bestimmen dann den Unterschied zwischen den Neigungen der Kennlinien V und V , wobei somit R_n, kleiner als R_1n

°1 ^C2 '

sein soll. Natxirgemäss sind viele Abwandlungen möglich, um diese gewünschte Kennlinie V - V zu erzielen,

^C1 ^C2 wobei z.B. auch in bezug auf die Klemmschaltungen

B₁, t) und Bp, Ό viele Abwandlungen möglich sind.

Fig. 7 zeigt eine zweite Aiisführungs-

form der Messschaltung nach der Erfindung. Der Aufbau der Messschaltung ist, abgesehen von dem zusätzlichen Gegenkopplungsnetzwerk, grösstenteils gleich dem der Schaltung nach Fig. k. Zur Illustrierung ist nun aber

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eine Gegentaktsdialtung in den Emitterkreisen der beiden Transistoren T₁ und T„ aufgenommen, welche Gegentaktschal tung ein Potentiometer 15 zwischen den Emittern der beiden Transistoren T und T„ und zwei einzelne Emitterwiderstände R₁^ und R₁~ enthält. Der Verbin-

Io Iy

dungspunkt dieser Emitterwiderstände R₁^- und R₁^₇ ist mit dem Schieber des Potentiometers R,„ verbunden, so

15

dass durch Verschiebung dieses Schiebers die gewünschte Nullpxmkteins tellxxng erhalten werden kann.

Das Gegenkopplungsnetzwerk S enthält nun einen Operationsverstärker E, dessen invertierender Eingang die Ausgangsspannung V„ und dessen nichtinvertierender Eingang eine Bezugsspannung V empfängt, die mit Hilfe der Widerstände Rpi> Rp2 ^unci **21 ^{von der der} Klemme 11 zugeführten Speisespannung +V„ abgeleitet wii^ Der Ausgang dieses Operationsverstärkers E ist über einen Widerstand R₁Q mit der Steuerelektrode eines als Schalter wirkenden Feldeffekttransistors T^ verbunden. Dieser Feldeffekttransistor T ist mit einer seiner Haixptelektroden an die Ausgangsklemme 3 angeschlossen, während die andere Haxiptelektrode über die Reihenschaltung der Widerstände R.ο und R₁ κ mit Erdpotential verbunden und der Verbindungspunkt der Widerstände R₁ κ

und R mit der Basis des Transistors T_p gekoppelt ist. 18 *

Solange die Ausgangsspannung V„ niedriger als die Bezugsspannung V ist, hält die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers E den Transistor T„ geöffnet, so dass über diesen Transistor und die

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Widerstände K₁O und R₁J, eine mit der Ausgangsspanming V lineare Gegenkopplung stattfindet. Sobald die Ausgangsspannung grosser als die Bezugsspt^nnung V wird, wird der Transistor T„ gesperrt und diese lineare Gegenkopplung ausgeschaltet. Der Verlauf der Gegenkopplungsspannung an der Basis des Transistors T₂ als Funktion der A\isgangsspanirung V„ ist in Fig. 8 (volle Linie) dargestellt, während Fig. 9 (volle Linien) entsprechend Fig. 6 die sich daraus ergebenden Kennlinien der Messschal txing zeigt. Daratis geht wieder hervor, dass die V. „„^-^"Kennlinie eine

iRMS 0

Hysterese aufweist.

Die Grosse dieser Hystereseschleife

kann mit Hilfe eines zusätzlichen gesteuerten Schalters im Gegenkopplungsnetzwerk S geändert werden. Dieser zusätzliche Schalter wird in Fig. 7 beispielsweise durch einen Transistor Tl gebildet, dessen Kollektor mit Erdpotential und dessen Emitter über einen Widerstand R„. mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R„„ und R „ verbunden ist. Die Basis empfängt über einen Schalter 12, der nur zur Illustrierung dient und nun stets geschlossen ist, und einen Widerstand R das gleiche Steuersignal wie die Steuerelektrode des Transistors T„. Weiter ist nun ein Kondensator C, zwischen dem Verbindxmgspunkt der Widerstände Rp„ und R₂„ lind Erde angeordnet.

Die Wirkungsweise der Schaltxing ist nun folgende. Solange die Steuerspanmmg an der Steuerelektrode des Transistors T„ positiv ist, ist

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a\ich der Transistor T> leitend und liefert der Kreis mit dem Widerstand R,,. und diesem Transistor T. einen Beitrag zu der Bezugsspannung an dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers E. Venn angenommen id rd, dass in dieser Situation diese Bezugsspannung wieder gleich V ist, wird für V ^ V die lineare Gegenkopplung wirksam sein, die ausgeschaltet wiz^d, sobald V grosser als V wi3"d, wodurch also die volle Kurve nach Fig. 8 erhalten wird. Sobald jedoch V grosser al s V geworden ist, wird aiisser dem Transistor T„ auch der Transistor T. gesperrt. Dadurch wixxl die Bezugsspannung an dein nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers E einen höheren Wert von z.B. V annehmen. Dieser neue Be--

^p2
zAigsv.ert V muss naturgemäss kleiner als der durch das Wegfallen der linearen Gegenkopplung neu erhaltene Wert von .V₀ sein. Weiter soll dafür gesorgt werden, dass, wenn die Ausgangsspanmmg V„ den Schwellwerk V überschreitet, die dann auftretende Zunahme von

^P1
V₀ auf den zxi dem dann lediglich eine quadratische Gegenkopplting enthaltenden System gehörigen Wert schneller als die Umschaltung der Bezugsspaumnig auf den Wert V erfolgt, weil sonst die lineare Gegen-

^P2
kopplimg immer wieder ein- und ausgeschaltet werden würde. Z\i diesem Zweck ist der Kondensator C aufgenommen, der dafür sorgt, dass die Zeitkonstante, mit der die Bezugsspanmmg umgeschaltet wird, grosser als die Zeitkonstante ist, mit der¹ die Ausgangsspannung

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ÄS.

zxminmit. Wenn V nun Avieder abnimmt, wird also die lineeirc Gegenkopplung wieder eingeschaltet, wenn V„

kleiner als V wird, so dass für einen abnehmenden ^P2

V -Wert die gestrichelten K\irven in den Fig. 8 und 9

zutreffen. Daraus ist ersichtlich, dass durch diese Massηahme die Hystereseschleife in der V ., -V,-Kenn-

IKHb vj linie verringert ist. Durch diese Umschaltung der Bezugsspanmmg V auf eine grössere Bezugsspannung

^P1

V wird erreicht, dass für einen abnehmenden V_o~Wert

die Umschaltung auf die lineare Gegenkopplung bei einem grossereη Wert des Eingangssignals V_x. als ohme Umschaltung der Bezugsspanrmng erfolgt, was die Eindeutigkeit und Sicherheit der Umschaltung fördern kann. Ztir Illustrierung ist in den beiden Figuren mit strichpunktierten Linien auch noch die Situation dargestellt, in der beim Ausschalten der linearen Gegenkopplimg auf eine niedrigere Bezugsspannung V umgeschaltet wird. Xn diesem Falle wird die Hystereseschleife in der V.,-,_q-V_n-Kennlinie vdrgrössert. Es

lexichtet ein, dass die Umschaltung der Bezugswerte auf viele dem Fachmann wohlbekannte Weisen stattfinden kann.

Dank der Anbringung der ziisätzli chen

linearen Gegenkopplung bei kleinen Werten des Gleichstromausgangssignals Y kann eine sehr schnelle und genaue Wirkung der Messschaltung erhalten werden, d.h. dass nach einem kurzen Zeitintervall nach dem Anlegen eines Eingangssignals ein genaues Messergebnis abgelesen werden kann, was an Hand der in Fig. 10 darge-

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stellten Kurven veranschaulicht wird. In diesel" Fig. 10 ist die Frequenz des Verstärkers 1/p (siehe Fig. 2) aufgetragen, was zxir Betrachtung der Stabilität des Messsystems genügend ist. Für die Uebertragungsfunktion des gegengekoppelten Systems nach Fig. 2 gilt ja

V₀ = B(V₁-V₂) = a(V_f β V₀) (11)

woraus für die Uebertragungsfunktion folgt

^V1 X ₊/S

Die Frequenzkennlirjie des Verstärkers

A besteht normalerweise aus einem flachen Teil, der oberhalb einer gewissen Grenzfrequenz von z.B. 1 Hz in eine abfallende Kennlinie mit einer· Neigung von -6 dB/okt. übergeht, wie in Fig. 10 mit einer gestrichelten Linie angegeben ist. Der Gegenkopplungsfaktor Π ist .von der Grosse der Ausgangsspannung V abhängig (siehe Formel 7)· Bei dem in der Formel (7) angegebenen Wert dieses Gegenkopplungsfaktors muss noch eine Zeitkonstante berücksichtigt werden, die dxirch die Wärmekapazität lind die Wärmeableitung zu der Umgebung der Scheibe C_? herbeigeführt wird. Für kann daher geschrieben werden

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O±e "\/pt -Kennlinie weist demzufolge ebenfalls einen flachen Teil auf, der oberhalb einer gewissen Grenzfrequenz in eine ansteigende Kennlinie mit einer Neigung +6 dB/okt. übergeht. Es stellt sich heraus,

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dass bei praktischen Ausführimgsformen diese Grenzfrequenz der 1/ß -Kennlinie gleichfalls in der Nähe von 1 Hz liegen kann, was naturgemäss durch die Wärmekapazität und die Wärmeübertragung der verwendeten Materialien bestimmt wird. Für 1//5 wird eine Kurvenschar mit der Ausgangsspannung V„ als Parameter erhalten. Es wird angenommen, dass die maximale Ausgangs spannung 10 V (vollständiger Ausschlag der Skala) beträgt, so dass die Kurvenschar auf niedrige Werte durch die 1/ β -Kennlinie (V_Q = 10 V) begrenzt wird. Wenn weiter angenommen wird, dass die ztisätzliche lineare Gegenkopplxing für V_Q ^ 0, 1 V wirksam wird, wird die Kurvenschar infolge dieser Massnahme nach der Erfindung auch auf höhere Amplitudeniverte durch die Kennlinie i/β (V_Q = 0,1 V) begrenzt. Pur V_Q </ 0,1 V wird ja diese lineare Gegenkopplung eingeschaltet und in beziig auf die quadratische Gegenkoppl \mg vorherrschend, so dass die 1/ β -Kennlinie dann gerade ist und z.B. einen konstanten Wert K besitzt. Zur Illustrierung ist auch noch die 1//j -Kennlinie (V₀ = 1 V) dargestellt, die zwischen den Grenzkennlinien 1/Ä (V₀ = 0,1 V) und 1//3 (V_Q = 10 V) liegt.

Aus der Figur geht hervor, dass die Kennlinie a des Verstärkers und die Kennlinien einander unter einem Winkel entsprechend einer Neigung von 12 dB/okt. schneiden. Dies bedeutet, aber, dass das System unstabil ist, weil dabei ja der Nenner der Formel (9) Null, und also VqZV₁ unendlich gross

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wird. Eine auf der Hand liegende Massnahme zur Lösung dieses Problems bestellt in der¹ Anpassung der Verstärkerkennlinie gemäss der strichpunktierten Linie a^!. Diese Kennlinie 'a · weist eine abfallende Neigung auf, die in beziig auf die der Kennlinie a derart weit zu niedrigeren Frequenzwerten verschoben ist, dass der Schnittpunkt mit der Kennlinie Λ/β (V„ = 10 Y) unter dein Knickpunkt dieser Λ/β -Kennlinie liegt. "Diese Kennlinie a' und die Λ/β -Kennlinien schneiden einander unter einem Winkel von 6 dB/okt., so dass das System stabil ist. Das System ist aber durch diese Anpassung der Verstärkerkennlinie träge geworden. Die Schnittpunkte der Verstärkerkennlinie und der l/A -Kennlinie, die endgültig die Knickpunkte der Gesamtübertragungskennlinie des gegengekoppelten Systems bilden und dadurch die Messgeschwindigkeit bestimmen, sind nun ,ja zu niedrigeren Frequenzwerten verschoben.

Eine Möglichkeit, ein stabiles System

zti erhalten, ohne dass eine trägere Wirkung aiiftritt, könnte darin bestehen, dass die Verstärkerkennlinie gemäss der strichpunktierten Linie a" angepasst wird. Zu diesem Zweck muss also ein sehr breitbandiger Verstärke!" mit einer flachen Kennlinie bis zu der Frequenz f„ ., die grosser als der Frequenzwert des Schnittpunktes mit der i//?> (V_Q = 10 V)-Kennlinie ist, verwirklicht werden. Aus der Figur ist ersichtlich, dass die Schnittpunkte der Λ/Λ — und der a"-Kennlinien

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bei höheren Frequenzwerten liegen, so dass die Wirkung des Messystems schneller als im Falle der a'-Kennlinie werden kann.

'Ba bei Verstärkern dem Prodtikt des

Verstärkungsfaktors und der Bandbreite eine Grenze gesetzt ist, bedeutet dies, dass die Grosse des Verstärkungsfaktors K(a") an Grenzen gebimden ist. Da jedoch die endgültige Messgenauigkeit des Messystems durch die Grosse dieses Verstärkungsfaktors bestimmt wird, ist auch diesel" Messgenauigkei t eine auf die benötigte Bandbreite des Verstärkers bezogene Grenze gesetzt.

Dank der erfindungsgemässen Massnahme

kann nun aber diese a"-Kennlinie für niedrigere Frequenzen in die a"*—Kennlinie umgewandelt werden. Die endgültige Verstärkerkennlinie ist dann flach bis zu einer Frequenz f , was z.B. dem Knickpunkt der a-Kennlinie entspricht, weist dann eine Neigung von z.B. -6 dB/okt. bis zu der Frequenz f„ auf, die kleiner als die Frequenz des Schnittpunktes mit der i/ß (V = 0,1 v) -Kennlinie ist, und entspricht dann der a"-Kennlinie. Der Vorteil dieser a·"-Kennlinie ist der, dass der Niederfrequenzverstarkungsfaktor K(a^f") grosser geworden ist, so dass auch die endgültige Messgenauigkeit der Messschaltung vergrössert ist. Durch Anwendung der a *"-Kennlinie ist somit sowohl eine grosse Messgeschwindigkeit (Schnittpunkte mit den λ/ή -Kennlinien liegen bei hohen Freqxienzen) als auch eine

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grosse Messgena\iigkei t (grosser Niederfrequenzverstärkungsfaktor) erreicht.

Diese a¹"-Kennlinie kann nur in Verbindung mi t der -zusätzlichen linearen Gegenkopplung verwendet werden, weil, falls diese lineare Gegenkopplung nicht vorhanden ist, die 1//3 -Kennlinienschar nach oben nicht begrenzt ist. Bann werden 1//J Kennlinien erhalten, wie die beispielsweise dargestellte λ/β (V₀ = 0,05 V)-Kennlinie, die die a«"-Kennlinie in dem abfallenden Teil schneiden. Da die Kennlinien einander in diesem Schnittpunkt wieder unter einem Winkel von 12 dB/okt. schneiden, wäre das System dann unstabil.

Es hat sich heraiisges teil t, dass dank

dieser Anpassung der Verstärkerkennlinie die Messzeit, die normalerweise etwa 1 Sekunde betrug, sogar auf etwa 100 msec herabgesetzt werden kann, wobei r.aturgemäss bestimmte Anforderungen in beziig atif das thermische Verhalten der thermischen Umsetzer gestellt werden müssen. Wenn der'Gewissheit halber für das endgültige Messergebnis eine längere Messzeit eingehalten werden soll, kann dieser schnell erhaltene Messwert wohl bereits für die Anpassung des Messbereiches, z.B. für die automatische Wahl des Messbereiches, verwendet werden.

Es wird jedem Fachmann klar sein,

dass sich die Erfindung keineswegs axif die in den Figuren dargestellten Axisführungsformen beschränkt.

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So kann statt der Widers tands-Transis tor-Konfiguration jeder beliebige thermische Umsetzer- Anwendung finden. Das lineiire Gegenkopplungssignal kann selbstverständlich ohne Bedenken direkt dem Eingang des Difi'erenzverstärkers A zugeführt werden. Schliesslich wird es einem Fachmann nicht schwer fallen, viele Abwandlungen der beiden dargestellten Gegenkopplungsnetzwerkes S z,u entwerfen imd auszuführen, ohne dass von dem diesen Netzwerken zugrunde liegenden Erfindungsgedanken abgewichen wird.

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Claims (1)

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   ΓΛΤΕΝΤΛλ^τ?·· PRUEC HE:

   \J Messschaltung zum Messen des Effektiv-

   wertes eines elektrischen Wechselstromsignals, enthaltend ein erstes Wärmeabi ei tungselement, dein das zn messende Wechsel s tronisi gnal zti ge führt wird; ein mit diesem ersten Varmeablei tungselement thermisch gekoppeltes erste tempera turempfindliches Element zur Umwand-lung dei' vom ersten Värmeableitungseleraent erzeugten Wärmeleistung in ein erstes elektrisches Signal; ein zweites Wärmeabi ei tungseleiaent; ein mit diesem zweiten Wärmeabi ei tun gii element thermisch gekoppel ten zwei tes tempera tuzempf iridl icbes Element zur Umwandlung der von dem zweiten Varmeableitungselement erzeugten Wärmeleistung in ein zweites elektrisches Signal und einen ■Differenzverstärker mit zwei Eingängen, denen das erste und das zweite elektrische Signal zugeführt werden, und einem Ausgang, an dem ein Gleichstromaxisgangssigiial zur VerfügTing steht, das dem zweiten Wärmeableitungselemeut zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Gegenkopplungskreis (s) vorgesehen ist, der füi' erte des Gleichstromausgangssignals (V, ) unterhalb eines gewissen Schvellwertes ein wenigstens um den Nullwert linear von diesem Gleichstromausgangssignal abhängiges Gegenkopplungssignal liefert, das wenigstens einem der beiden von den temperaturempfindlichen Elementen (¹T , T) gelieferten elektrischen . Signale ziigesetzt wird.

   ίί. Messschaltung nach Anspruch 1, dadurch

   gekennzeichnet, dass der Gegenkopplungskreis einen

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   ersten und einen zweiten Spannun^teilerkreis (l?r_;> Ro, Rg bzw. R ,, R₁₁J R₁₉) mit je einer Anzapfungskjeuinie (9> 10) und je einer Klemmschaltung (B-J₅ Ό bzw. B , Dy) zur Begrenzung des Ausgangssignals an der zugehörigen Anzapfungsklemme (9, 10) auf einen gewissen, den beiden Teilerkreisen gemeinsamen Kletnmwert (v>) enthält, wobei die lineare Beziehung zwischen den Ausgemgssignalen an den beiden Anzapf ungsklenimen (9₅ 10) und dem den beiden Spanmingsteilerkreisen (R₇, Rg» Rq bzw. R_1n, ^11» ^i cj) zugeführten Gleichstromausgangssignal (V„) verschieden ist lind als gewünschtes Gegenkopplungssignals der Unterschied der beiden Auegangssignale benutzt wird.

   3. Messschaltung nach Anspruch 2, bei

   der die teniperaturempfindli clien Elemente axis zwei als Differenzpaar geschalteten Transistoren bestehen, dadxarch gekennzeichnet, dass die beiden Ausgangssi gnale (V ,V ) an den Anzapfungsklemmen (9, 10) je für

   ^C1 ^C2
   sich den Steuerelektroden der beiden Transistoren (T„,

   T₁) zugeführt sind.

   h. Messschaltung nach Ansprach 1, dadurch

   gekennzeichnet, dass der Gegenkopplungskrei^ einen Spannungsteilerkreis (R₁Oj R-i/i) enthält, dessen einem Anzapfungspunkt (Basis T„) das Gegenkopplungssignal entnommen wird und in dem ein Schalttransistor (T„) aufgenommen ist, dessen Steiierelektz^ode ein Schaltsignal von einer Vergleichsschaltung (e) empfängt, die den Wert des Gleichstromausgangssignals mit einem den Schwellwert festlegenden Bezugssignal vergleicht und 509881/0763

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   für dieses Bezugssignal unterschreitende Werte des Gleichstromausgangssignals den Schalttransistor (T„) leitend macht.

   5. Messschaltimg nach Anspruch k, dadux'ch gekennzeichnet, dass das Bezugssignal zwei verschiedene Verte annehmen kann, wobei der erste Wert wirksam ist, wenn und solange das Gleichstromausgangssignal kleiner als diesel' erste Wert ist, und der zweite Wert wirksam wird, wenn dieser erste Wert überschritten wird, während dieser zweite Wert wirksam bleibt, solange danach das Gleichstromaiisgangssignal grosser als dieser Wert bleibt, und wieder auf den ersten Wert umgeschaltet wird, wenn das Gleichstromausgangssignal kleiner als der zweite Wert wird.

   6. Messschaltung nach Anspruch 5> dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Wert des Bezugssignals den ersten Wert überschreitet und das Umschalten des Bezugssignals mit Hilfe eines Umschaltnetzwerks (Tn, R,,, ^-2k* ^t) erfolgt, das eine Zeitkonstante aufweist, die grosser als die Zeitkonstante des gegengekoppelten Systems ist.

   7. Messchaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadtirch gekennzeichnet, dass die Uebertragungskennlinie des Oifferenzverstärkers (A) zwischen einer ersten und einer zweiten Grenzfrequenz einen konstanten von der Frequenz unabhängigen Verstärkungswert und unter der ersten Grenzfreqiienz einen Teil mit einer negativen Neigung axifweist, wobei die erste Grenzfrequenz einen derartigen Wert besitzt, dass der

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   zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem Schwellwert des Gleichs tromaus gangs signal s ariftritt, kleiner als der genannte Verstärkungswert ist, während die zweite Grenzfrequenz einen derartigen Wert aufweist, dass der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem höchstzulässigen Wert des Gleichstromaxisgangssignals auftritt, grosser als der genannte Verstärkungswert ist.

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