CH660267A5 - Ladungsverstaerkerschaltung. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Ladungsverstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker, einem Gegenkopplungskondensator zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Operationsverstärkers und einer Rückstelleinrichtung zur Entladung des Gegenkopplungskondensators.

Bei beispielsweise in piezoelektrischen Messsystemen verwendeten Ladungsverstärkern ist es notwendig, möglichst hochisolierende Eingangsstufen zu verwenden; d.h., die Eingangsleckströme sollen sehr klein sein, damit sie keine störende Drift der Ausgangsspannung verursachen. Diese Forderung wird üblicherweise durch die Verwendung einer sehr hochohmigen Eingangsstufe (MOSFET, J-FET) und einer hochisoliert ausgeführten Leitungsführung für die Eingangsleitung erfüllt. MOS-FET-Eingangsstufen haben den Nachteil, dass sie gegenüber Überspannungen sehr empfindlich sind. Bei Spannungen über etwa 100 V wird der MOSFET meist durch einen Durchschlag zerstört. Obwohl im normalen Betrieb durch das Ladungsverstärker-Prinzip die Spannung am Eingang auf Null bleibt, können in manchen Fällen höhere Spannungen auftreten; z.B.

durch Berührung oder beim Anschliessen eines Kabels bzw. Aufnehmers. Es ist zwar bekannt, die extrem hochohmige MOSFET-Eingangsstufe gegen Überspannung zu schützen; die in Frage kommenden Schutzelemente (Zenerdioden, Halbleiterdioden, Überspannungsabieiter) verschlechtern jedoch die Isolationseigenschaften und bewirken daher Leckströme.

J-FET-Eingangsstufen haben gegenüber MOSFET-Ein-gangsstufen den Vorteil, dass sie nicht empfindlich gegen Überspannungen sind, sie haben jedoch gegenüber MOSFET-Ein-gangsstufen einen grösseren Leckstrom, der zudem stark temperaturabhängig ist. Je 8°C Temperaturerhöhung verdoppelt sich beim J-FET der Leckstrom.

Nach dem heutigen Stand der Technik gibt es demnach zwei Grundtypen von Eingangsschaltungen für Ladungsverstärker:

1) Extrem hochohmige MOSFET-Eingangsschaltungen, die sich für quasistatischen Messbetrieb eignen, jedoch den Nachteil haben, dass sie empfindlich gegenüber Überspannungen sind.

2) J-FET-Eingangsschaltungen, die wegen der Eingangsleckströme mit Gegenkopplungswiderstand (Fig. 1) betrieben werden und deshalb nur für dynamische Messungen geeignet sind.

3) Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ladungsverstärkerschaltung der eingangs genannten Art zu realisieren, die quasistatischen Messbetrieb erlaubt und zusätzlich unempfindlich gegenüber Überspannungen ist.

Diese Aufgabe wird gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass zur Kompensation der Drift der Ausgangsspannung des Ladungsverstärkers am Ausgang des Ladungsverstärkers eine Schaltungsanordnung mit einem Gleichspannungsverstärker, einem A/D-Wandler, D/A-Wandler und Widerstand vorgesehen ist, welche vor der Messung in einer Abgleichphase automatisch die Eingangsleckströme durch einen von ihr erzeugten Strom Ic kompensiert und diesen Strom während der anschliessenden Messphase konstant hält.

Eine bevorzugte Ausführung der Ladungsverstärkerschaltung besteht in weiterer Ausgestaltung der Erfindung darin,

dass der Ausgang des Ladungsverstärkers über den Gleichspannungsverstärker mit dem A/D-Wandler verbunden ist, dass der A/D-Wandler einen Eingang aufweist, über welchen er so steuerbar ist, dass er — mit fixer Abtastrate laufend — das ihm vom Gleichspannungsverstärker zugeführte Analogsignal digitalisiert (Zustand «ABGLEICHEN»), bzw. dass er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang beendet und den letzten Digitalwert festhält (Zustand «MESSEN»), dass der Ausgang des A/D-Wandlers mit einem D/A-Wandler verbunden ist, dem das Ausgangssignal des A/D-Wandlers zugeführt ist, und dass der Analogausgang des D/A-Wandlers über den Widerstand mit dem Signaleingang des Operationsverstärkers verbunden ist.

Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung besteht in der Verwendung eines zusätzlichen zweiten typengleichen Operationsverstärkers, der so angeordnet ist, dass er im Betrieb der Schaltung möglichst gleiche Temperatur wie der erste Operationsverstärker aufweist und welcher mit Hilfe eines

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

3

660 267

RückkopplungsWiderstandes, eines am Ausgang angeordneten Potentiometers und eines den Potentiometerabgriff mit dem Signaleingang des ersten Operationsverstärkers verbindenden Widerstandes einen Strom Ig erzeugt, der annähernd gleich gross ist und gleichen Temperaturgang wie der Strom Im am Signaleingang des ersten Operationsverstärkers aufweist und dadurch diesen Strom grob vorkompensiert, womit über den Gleichspannungsverstärker, A/D-Wandler, D/A-Wandler und Widerstand nur mehr der Strom Ic zur Feinkompensierung erzeugt wird. Damit kann der Eingangsleckstrom mit Hilfe der zusätzlichen Schaltung grob hinsichtlich Temperatureinflüssen vorkompensiert werden, wodurch der A/D-Wandler geringere Auflösung haben kann, da er nur die Feinkompensierung durchzuführen hat.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, dass eine RückStelleinrichtung, bestehend aus einer monostabilen Kippstufe und einem von dieser über ein Relais gesteuerter Kontakt, verwendet wird, dass am Beginn der Abgleichphase über den Eingang die Kippstufe so gesteuert ist,

dass der Kontakt kurzzeitig schliesst und damit den Gegenkopplungskondensator entlädt.

Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird für den A/D-Wandler eine Ausführungsform verwendet, welche vom Prinzip her Eingangssignale mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt.

Die Erfindung wird an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Ladungsverstärkerschaltung bekannter Art, Fig. 2 eine Gegenüberstellung von dynamischem und quasistatischem Verhalten,

Fig. 3 eine Ausführung gemäss der Erfindung im Block-schaltplan und

Fig. 4 und 5 je eine weitere Ausführungsform gemäss der Erfindung in gleicher Darstellungsweise.

Gleiche Teile sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Die Summe aller im Eingangskreis auftretenden Leckströme verursacht eine Drift der Ausgangsspannung, welche üblicherweise dadurch begrenzt wird, dass man (vergleiche Schaltplan Fig. 1) parallel zum Gegenkopplungskondensator Cl einen Widerstand R1 schaltet. Der Widerstand R1 bewirkt, dass die Ausgangsspannung Ui nur bis zu jenem Wert driftet, bei dem der Strom Ii gleich gross wie die Summe aller Leckströme (liso + Iin) ist. Durch den Widerstand R1 wird aber auch der Kondensator Cl entladen, der die vom nicht dargestellten Aufnehmer abgegebene Ladung (Nutzsignal) speichert. Diese Entladung hat den Nachteil, dass wegen der Zeitkonstante R1 Cl nur kurze Messzeiten ohne Signalverzerrungen möglich sind.

Der Unterschied zwischen dynamischem und quasistatischem Verhalten wird in Fig. 2 dargestellt. Die gestrichelten Linien 23, 25 und 27 zeigen das Driftverhalten, die Sprungantwort und den Frequenzgang für den quasistatischen Ladungsverstärker; die Kurven 24, 26 und 28 zeigen dieselben Charakteristika für den dynamischen LadungsVerstärker. Man sieht,

dass beim dynamischen Ladungsverstärker entsprechend der Kurve 24 die Drift begrenzt bleibt, was aber den Nachteil mit sich bringt, dass die untere Grenzfrequenz entsprechend Kurve 28 nicht mehr Null ist und ausserdem ein Rechtecksignal entsprechend Kurve 26 verzerrt wiedergegeben wird.

Der eigentliche Ladungsverstärker besteht gemäss Fig. 3 aus dem Operationsverstärker 1 und dem Gegenkopplungskondensator 2. Ohne die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung würde der Ausgang 3 des Ladungsverstärkers eine Drift der Ausgangsspannung aufweisen, die von den Strömen 4 (Iin) und 5 (liso) verursacht wird.

Die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung besteht aus einem Gleichspannungsverstärker 6, einem A/D-Wandler 7, einem D/A-Wandler 8 und einem Widerstand 9. Über den Eingang 18 kann der A/D-Wandler 7 so gesteuert werden, dass er

— mit fixier Abtastrate laufend — das ihm vom Gleichspannungsverstärker 6 zugeführte Analogsignal digitalisiert (Zustand «ABGLEICHEN»), oder dass er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang beendet und anschliessend den letzten Digitalwert festhält (Zustand «MESSEN»), Mit dem D/A-Wandler 8 wird das digitale Ausgangssignal des A/D-Wandlers 7 wieder in ein analoges Spannungssignal zurückgewandelt. Dieses Spannungssignal wird dem Widerstand 9 zugeführt, wodurch ein Strom 10 (Ic) in den Summierpunkt 11 des Operationsverstärkers 1 fliesst.

Im Zustand «ABGLEICHEN» bildet die beschriebene Schaltung mit den Elementen 6, 7, 8, 9 zusammen mit dem Ladungsverstärker 1, 2 einen geschlossenen Regelkreis. Die Eingangsleckströme 4 und 5 würden eine Drift der Ausgangsspannung 3 verursachen; diese Spannung wird jedoch verstärkt und dem A/D-Wandler zugeführt, wodurch über den D/A-Wandler und den Widerstand 9 ein Kompensationsstrom 10 entsteht, welche die Eingangsleckströme 4 und 5 kompensiert und somit der Drift der Ausgangsspannung 3 entgegenwirkt. Die Ausgangsspannung 3 wird dadurch auf einen vernachlässigbar kleinen Wert gehalten. Es wird also nicht nur der Eingangsleck-Strom 4 (Iin) der Eingangsstufe des Operationsverstärkers 1 kompensiert, sondern darüber hinaus auch noch ein eventuell fliessender Isolationsleckstrom 5 (liso)- Dieser Isolationsleckstrom 5 wird einerseits durch die temperaturabhängige Eingangsoffsetspannung des Operationsverstärkers 1 und andererseits durch den Isolationswiderstand eines angeschlossenen nicht dargestellten Messwertaufnehmers, beispielsweise eines piezoelektrischen Messwertaufnehmers, mit Kabel und Stecker bestimmt. Durch die erfindungsgemässe Kompensationsschaltung ist es daher möglich, auch mit Aufnehmern und Kabeln, die keine extrem hohe Isolation aufweisen, etwa mit Isolationswerten bis herab zu IO9 Ohm, quasistatisch zu messen.

Im Zustand «MESSEN» ist der Regelkreis unterbrochen, da sonst auch das Nutzsignal auf Null geregelt würde. Der vom Regelkreis zuletzt eingestellte Kompensationsstrom 10 (Ic) bleibt erhalten, solange sich das System im Zustand «MESSEN» befindet, da sein Wert von der am Ausgang des A/D-Wandlers 7 anstehenden digitalen Information bestimmt wird.

Die Leckströme 4 und 5 ändern sich nur langsam, da sie vorwiegend exemplar- und temperaturabhängig sind. Sie werden daher auch während der Zeitspanne, in der sich das System im Zustand «MESSEN» befindet, mit genügender Genauigkeit vom konstanten Strom 10 (Ic) kompensiert.

Durch den auflösungsbedingten Quantisierungsfehler des A/D-Wandlers 7 können die Leckströme 4 (Iin) und 5 (liso) nicht exakt kompensiert werden. Die Präzision der Regelung ist somit abhängig von Offsetspannung und Verstärkungsfaktor des Verstärkers 6 und von der Auflösung des A/D-Wandlers 7.

Ist der notwendige Variationsbereich des Kompensationsstromes gross und soll gleichzeitig der Quantisierungsfehler klein gehalten werden, ist ein hochauflösender A/D-Wandler notwendig.

Bei der Ausführung nach Fig. 4 sind der erste Operationsverstärker 1 und ein zweiter Operationsverstärker 12 typengleich und so in der Schaltung angeordnet, dass sie möglichst gleiche Temperaturen haben. Der Operationsverstärker 12 erzeugt mit Hilfe des Widerstandes 13 eine Spannung am Ausgang 16, welche proportional seinem Eingangsstrom 17 ist.

Bei den typengleichen Operationsverstärkern ändern sich die Eingangsleckströme in Abhängigkeit von der Temperatur nach der gleichen Gesetzmässigkeit.

Wird das Potentiometer 14 z.B. bei Raumtemperatur so eingestellt, dass der Strom 15 (Ig) dem Strom 4 (Iin) entspricht, so bleibt das Gleichgewicht auch dann zumindest annähernd erhalten, wenn sich die Temperatur ändert.

Der Regelkreis (1, 2, 6, 7, 8, 9), wie zu Fig. 3 bereits be5

io

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

660 267

4

schrieben, muss nun nur noch die Differenz der Ströme 15 (Ig) und 4 (Iin) und den Strom 5 (liso) kompensieren.

Erfindungsgemäss kann der Gegenkopplungskondensator 2 mit Hilfe der in Fig. 5 dargestellten zusätzlichen Schaltung 19, 20, 21 entladen werden. Dieser Vorgang erfolgt immer am Beginn einer Abgleichphase, wobei über den Eingang 18 und die monostabile Kippstufe 19 das Relais 20 so gesteuert wird, dass der Kontakt 21 kurzzeitig geschlossen wird. Dies bewirkt, dass am Anfang des Abgleichvorganges der Gegenkopplungskondensator 2 bereits entladen ist und somit die Dauer des Abgleichvorganges verkürzt wird.

Im Eingangskreis des Ladungsverstärkers fliessen nicht nur Leckströme, sondern unter Umständen auch von benachbarten Netzleitungen induzierte Fehlerströme. Diese Ströme sind Wechselströme und sollen daher nicht von der Kompensations-s einrichtung 6, 7, 8, 9 kompensiert werden, da ansonsten der Kompensationsstrom 10 (Ic) bei Beendigung des Abgleichvorganges um den zu diesem Zeitpunkt fliessenden Augenblickswert des Fehlerwechselstromes verfälscht wird. Aus diesem Grund wird für den A/D-Wandler eine Ausführungsform ver-10 wendet, welche vom Prinzip her Eingangssignale mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt.

v

2 Blätter Zeichnungen

Claims (5)

660 267

1. Ladungsverstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker, einem Gegenkopplungskondensator zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Operationsverstärkers und einer RückStelleinrichtung zur Entladung des Gegenkopplungskondensators, dadurch gekennzeichnet, dass zur Kompensation der Drift der Ausgangsspannung des Ladungsverstärkers am Ausgang (3) des Ladungsverstärkers eine Schaltungsanordnung mit einem GleichspannungsVerstärker (6), einem A/D-Wandler (7), D/A-Wandler (8) und Widerstand (9) vorgesehen ist, welche vor der Messung in einer Abgleichphase automatisch die Eingangsleckströme (4 und 5) durch einen von ihr erzeugten Strom (Ic, 10) kompensiert und diesen Strom während der anschliessenden Messphase konstant hält (Fig. 3).

2. Ladungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang (3) des Ladungsverstärkers über den Gleichspannungsverstärker (6) mit dem A/D-Wandler (7) verbunden ist, dass der A/D-Wandler einen Eingang (18) aufweist, über welchen er so steuerbar ist, dass er — mit fixer Abtastrate laufend — während der Abgleichphase das ihm vom Gleichspannungsverstärker (6) zugeführte Analogsignal digitalisiert, bzw. dass er während der anschliessenden Messphase den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang beendet und den letzten Digitalwert festhält, dass der Ausgang des A/D-Wand-lers (7) mit dem D/A-Wandler (8) verbunden ist, dem das Ausgangssignal des A/D-Wandlers (7) zugeführt ist, und dass der Analogausgang des D/A-Wandlers (8) über den Widerstand (9) mit dem Signaleingang des Operationsverstärkers (1) verbunden ist.

2

PATENTANSPRÜCHE

3. Ladungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch die Verwendung eines zusätzlichen zweiten typengleichen Operationsverstärkers (12), der so angeordnet ist, dass er im Betrieb der Schaltung möglichst gleiche Temperatur wie der erste Operationsverstärker (1) aufweist und welcher mit Hilfe eines Rückkopplungswiderstandes (13), eines am Ausgang angeordneten Potentiometers (14) und eines den Potentiometerabgriff mit dem Signaleingang des ersten Operationsverstärkers (1) verbindenden Widerstandes (22) einen Strom (Io, 15) erzeugt, der annähernd gleich gross ist und gleichen Temperaturgang wie der Strom (Iin, 4) am Signaleingang des ersten Operationsverstärkers (1) aufweist, und dadurch diesen Strom grob vorkompensiert, womit über den Gleichspannungsverstärker (6), A/D-Wandler (7), D/A-Wandler (8) und Widerstand (9) nur mehr der Strom (Ic, 10) zur Feinkompensierung erzeugt wird (Fig. 4).

4. Ladungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass eine Rücksteileinrichtung, bestehend aus einer monostabilen Kippstufe (19) und einem von dieser über ein Relais (20) gesteuerten Kontakt (21) verwendet wird, dass am Beginn der Abgleichphase über den Eingang (18) die Kippstufe so gesteuert ist, dass der Kontakt (21) kurzzeitig schliesst und damit den Gegenkopplungskondensator (2) entlädt (Fig. 5).

5. Ladungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass für den A/D-Wandler (7) eine Ausführungsform verwendet ist, welche Eingangssignale mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt.