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Die Erfindung bezieht sich auf eine Ladungsverstärker-
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schaltung mit einem Operationsverstärker, einem Gegenkopplungskondensator
zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Operationsverstärkers und einer
Rückstelleinrichtung zur Entladung des Gegenkopplungskondensators.
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Bei beispielsweise in piezoelektrischen Meßsystemen verwendeten Ladungsverstärkern
ist es notwendig, möglichst hochisolierende Eingangsstufen zu verwenden; das heißt,
die Eingangsleckströme sollen sehr klein sein, damit sie keine störende Drift der
Ausgangsspannung verursachen.
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Diese Forderung wird üblicherweise durch die Verwendung einer sehr
hochohmigen Eingangsstufe (MOSFET, J-FET) und einer hochisoliert ausgeführten Leitungsführung
für die Eingangsleitung erfüllt. MOSFET-Eingansstufen haben den Nachteil, daß sie
gegenüber Überspannungen sehr empfindlich sind. Bei Spannungen über etwa 100 V wird
der MOSFET meist durch einen Durchschlag zerstört. Obwohl im normalen Betrieb durch
das Ladungsverstärker-Prinzip die Spannung am Eingang auf Null bleibt, können in
manchen Fällen höhere Spannungen auftreten; z.B. durch Berührung oder beim Anschließen
eines Kabels bzw. Aufnehmers. Es ist zwar bekannt, die extrem hochohmige MOSFET-Eingangsstufe
gegen Überspannungen zu schützen; die in Frage kommenden Schutzelemente (Zenerdioden,
Halbleiterdioden, Überspannungsableiter) verschlechtern jedoch die Tsolationseigenschaften
und bewirken daher Leckströme.
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J-FET-Eingangsstufen haben gegenüber MOSFET-Eingangsstufen den Vorteil,
daß sie nicht empfindlich gegen Überspannungen sind, sie haben jedoch gegenüber
MOSFET-Eingangsstufen einen größeren Leckstrom, der zudem stark temperaturabhängig
ist. Je 80 C Temperaturerhöhung verdoppelt sich beim J-FET der Leckstrom.
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Nach dem heutigen Stand der Technik gibt es demnach zwei Grundtypen
von Eingangsschaltungen für Ladungsverstärker: 1) Extrem hochohmige MOSFET-Eingangsschaltungen,
die sich für quasistatischen Meßbetrieb eignen, jedoch den Nachteil haben, daß sie
empfindlich gegenüber Überspannungen sind.
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2) J-FET-Eingangsschaltungen, die wegen der Eingangsleckströme mit
Gegenkopplungswiderstand (Fig. 1) betrieben werden und deshalb nur für dynamische
Messungen geeignet sind.
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3) Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ladungsverstärkerschaltung
der eingangs genannten Art zu realisieren, die quasistatischen Meßbetrieb erlaubt
und zusätzlich unempfindlich gegenüber Überspannungen ist.
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Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß zur Kompensation
der Drift der Ausgangsspannung des Ladungsverstärkers am Ausgang des Ladungsverstärkers
eine Schaltungsanordnung mit einem Gleichspdnnungsverstärker, einem A/D-Wandler,
D/A-Wandler und Widerstand vorgesehen ist, welche vor der Messung in einer Abgleichphase
automatisch die Eingangsleckströme durch einen von ihr erzeugten Strom 1c kompensiert
und diesen Strom während der anschließenden Meßphase konstant hält.
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Eine bevorzugte Ausführung der Ladungsverstärkerschaltung besteht
in weiterer Ausgestaltung der Erfindung darin, daß der Ausgang des Ladungsverstärkers
über den Gleichspannungsverstärker mit dem A/D-Wandler verbunden ist, daß der A/D-Wandler
einen Eingang aufweist, über welchen er so steuerbar ist, daß er -mit fixer Abtastrate
laufend - das ihm vom Gleichspannungsverstärker zugeführte Analogsignal digitalisiert
(Zustand "ABGLEICHEN"), bzw. daß er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang
beendet und
den letzten Digitalwert festhält (Zustand "MESSEN"),
daß der Ausgang des A/D-Wandlers mit einem D/A-Wandler verbunden ist,- dem das Ausgangssignal
des A/D-Wandlers zugeführt ist, und daß der Analogausgang des D/A-Wandlers über
den Widerstand mit dem Signaleingang des Operationsverstärkers verbunden ist.
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Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung besteht in
der Verwendung eines zusätzlichen zweiten typengleichen Operationsverstärkers, der
so angeordnet ist, daß er im Betrieb der Schaltung möglichst gleiche Temperatur
wie der erste Operationsverstärker aufweist und welcher mit Hilfe eines Rückkopplungswiderstandes,
eines am Ausgang angeordneten Potentiometers und eines den Potentiometerabgriff
mit dem Signaleingang des ersten Operationsverstärkers verbindenden Widerstandes
einen Strom IG erzeugt, der annähernd gleich groß ist und gleichen Temperaturgang
wie der Strom IIN am Signaleingang des ersten Operationsverstärkers aufweist und
dadurch diesen Strom grob vorkompensiert, womit über den Gleichspannungsverstärker,
A/D-Wandler, D/A-Wandler und Widerstand nur mehr der Strom 1c zur Feinkompensierung
erzeugt wird. Damit kann der Eingangsleckstrom mit Hilfe der zusätzlichen Schaltung
grob hinsichtlich Temperatureinflüssen vorkompensiert werden, wodurch der A/D-Wandler
geringere Auflösung haben kann, da er nur die Feinkompensierung durchzuführen hat.
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Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung besteht darin,
daß eine Rückstelleinrichtung, bestehend aus einer monostabilen Kippstufe und einem
von dieser über ein Relais gesteuerter Kontakt, verwendet wird, daß am Beginn der
Abgleichphase über den Eingang die Kippstufe so gesteuert ist, daß der Kontakt kurzzeitig
schließt und damit den Gegenkopplungskondensator entlädt.
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Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird
für den A/D-Wandler eine Ausführun(lsform 7verwendet, welche vom Prinzip her Eingangssignale
mit Netzfrequenz oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt.
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Die Erfindung wird an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Es zeigen: Fig. 1 eine Ladungsverstärkerschaltung bekannter Art, Fig. 2 eine Gegenüberstellung
von dynamischen und quasistatischem Verhalten, Fig. 3 eine Ausführung gemäß der
Erfindung im Blockschaltplan und Fig. 4 und 5 je eine weitere Ausführungsform gemäß
der Erfindung in gleicher Darstellungsweise.
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Gleiche Teile sind mit denselben Bezugszeichen versehen.
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Die Summe aller im Eingangskreis auftretenden Leckströme verursacht
eine Drift der Ausgangsspannung, welche üblicherweise dadurch begrenzt wird, daß
man (vergleiche Schaltplan Fig. 1) parallel zum Gegenkopplungskcndensator C1 einen
Widerstand R1 schaltet. Der Widerstands R1 bewirkt, daß die Ausgangs spannung U1
nur bis zu jenem Wert driftet, bei dem der Strom I1 gleich groß wie die Summe aller
Leckströme (IIS0 + IIN) ist. Durch den Widerstand R1 wird aber auch der Kondensator
C1 entladen, der die vom nicht dargestellten Aufnehmer abgegebene Ladung (Nutzsignal)
speichert. Diese Entladung hat den Nachteil, daß wegen der Zeitkonstante R1 C1 nur
kurze Meßzeiten ohne Signalverzerrungen möglich sind.
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Der Unterschied zwischen dynamischem und quasistatischem Verhalten
wird in Fig. 2 dargestellt. Die gestrichelten Linien 23, 25 und 27 zeigen das Driftverhalten,
die Sprungantwort und den Frequenzgang für den quasistatischen Ladungsverstärker;
die Kurven 24, 26 und 28 zeigen dieselben Charakteristika für den dynamischen Ladungsverstärker.
Man sieht, daß beim dynamischen Ladungsverstärker entsprechend der Kurve 24 die
Drift begrenzt bleibt, was aber den Nachteil mit sich bringt, daß die untere Grenzfrequenz
entsprechend Kurve 28 nicht mehr Null ist und außerdem ein Rechtecksignal entsprechend
Kurve 26 verzerrt wiedergegeben wird.
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Der eigentliche Ladungsverstärker besteht gemäß Fig. 3
aus
dem Operationsverstärker 1 und dem Gegenkopplungskondensator 2. Ohne die erfindungsgemäße
Kompensationsschaltung würde der Ausgang 3 des Ladungsverstärkers eine Drift der
Ausgangsspannung aufweisen, die von den Strömen 4 (IIN) und 5 (Iiso) verursacht
wird.
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Die erfidnungsgemäße Kompensationsschaltung besteht aus einem Gleichspannungsverstärker
6, einem A/D-Wandler 7, einem D/A-Wandler 8 und einem.Widerstand 9. Über den Eingang
18 kann der A/D-Wandler 7 so gesteuert werden, daß er - mit fixer Abtastrate laufend
- das ihm vom Gleichspannungsverstärker 6 zugeführte Analogsignal digitalisiert
(Zustand 'ABGLEICHEN"), oder daß er den zuletzt begonnenen Digitalisierungsvorgang
beendet und anschließend den letzten Digitalwert festhält (Zustand "MESSEN"). Mit
dem D/A-Wandler 8 wird das digitale Ausgangssignal des A/D-Wandlers 7 wieder in
ein analoges Spannungssignal zurückgewande-lt. Dieses Spannungssignal wird dem Widerstand
9 zugeführt, wodurch ein Strom 10 (Ic) ) in den Summierpunkt 11 des Operationsverstärkers
1 fließt.
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Im Zustand "ABGLEICHEN" bildet die beschriebene Schaltung mit den
Elementen 6, 7, 8, 9 zusammen mit dem Ladungsverstärker 1, 2 einen geschlossenen
Regelkreis. Die Eingangsleckströme 4 und 5 würden eine Drift der Ausgangsspannung
3 verursachen; diese Spannung wird jedoch verstärkt und dem A/D-Wandler zugeführt,
wodurch über den D/A-Wandler und den Widerstand 9 ein Kompensationsstrom 10 entsteht,
welcher die Eingangsleckströme 4 und 5 kompensiert und somit der Drift der Ausgangs
spannung 3 entgegenwirkt. Die Ausgangsspannung 3 wird dadurch auf einen vernachlässigbar
kleinen Wert gehalten. Es wird also nicht nur der Eingangsleckstrom 4 (IIN) der
Eingangsstufe des Operationsverstärkers 1 kompensiert, sondern darüberhinaus auch
noch ein eventuell fließender Isolationsleckstrom 5 (IISo). Dieser Isolationsleckstrom
5 wird einerseits durch die temperaturabhängige Eingangsoffsetspannung des Operationsverstärkers
1 und andererseits durch den Isolationswiderstand eines angeschlossenen nicht dargestellten
Meßwertaufnehmers, beispielsweise eines iezoelektri-
schen Meßwertaufnehmers,
mit Kabel und Stecker bestimm=.
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Durch die erfindungsgemäße Kompensationsschaltung ist 3s daher möglich,
auch mit Aufnehmern und Kabeln, die keine extrem hohe Isolation aufweisen, etwa
mit Isolationswerten bis herab zu 109 Ohm, quasistatisch zu messen.
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Im Zustand "MESSEN" ist der Regelkreis unterbrocheri, da sonst auch
das Nutzsignal auf Null geregelt würde. Der vom Regelkreis zuletzt eingestellte
Kompensationsstrom 10 (Ic) bleibt erhalten, solange sich das System im Zustand "MESSEN"
befindet, da sein Wert von der am Aus rang des A/D-Wandlers 7 anstehenden digitalen
Information bestimmt wird.
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Die Leckströme 4 und 5 ändern sich nur langsam da sie vorwiegend
. exemplar- und temperaturabhängig sind. Se werden daher auch während der Zeitspanne,in
der sich das System im Zustand "MESSEN" befindet, mit genügender Genauigkeit vom
konstanten Strom 10 (I ) kompensiert.
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c Durch den auflösungsbedingten Quantisierungsfehl-r des A/D-Wandlers
7 können die Leckströme 4 (IIN) und 5 (IIS0) durch den Strom 10 (Ic) nicht exakt
kompensiert werden. Die Präzision der Regelung ist somit abhängig von Offsetspannung
und Verstärkungsfaktor des Verstärkers 6 und von der Auflösung des A/D-Wandlers
7.
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Ist der notwendige Variationsbereich des Kompensationsstromes groß
und soll gleichzeitig der Quantisierungsfehler klein gehalten werden, ist ein hochauflösender
A/D-Wandler notwendig.
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Bei der Ausführung nach Fig. 4 sind der erste Operationsverstärker
1 und ein zweiter Operationsverstärker 12 typengleich und so in der Schaltung angeordnet,
daß si möglichst gleiche Temperaturen haben. Der Operationsverstärker 12 erzeugt
mit Hilfe des Widerstandes 13 eine Spannung am Ausgang 16, welche proportional seinem
Eingangsstrom 17 ist.
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Bei den typengleichen Operationsverstärkern ändern sich die Eingangsleckströme
in Abhängigkeit der Temperatur nach der gleichen Gesetzmäßigkeit.
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Wird das Potentiometer 14 z.B. bei Raumtemperatur so
eingestellt,
daß der Strom 15 (IG) dem Strom 4 (IIN) entspricht, so bleibt das Gleichgewicht
auch dann zumindest annähernd erhalten, wenn sich die Temperatur ändert.
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Der Regelkreis (1,2,6,7,8,9), wie zu Fig. 3 bereits beschrieben,
muß nun nur noch die Differenz der Ströme 15 (IG) und 4 (IIN) und den Strom 5 (I
(IISo) kompensieren.
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Erfindungsgemäß kann der Gegenkopplungskondensator 2 mit Hilfe der
in Fig. 5 dargestellten zusätzlichen Schaltung 19,20,21 entladen werden. Dieser
Vorgang erfolgt immer am Beginn einer Abgleichphase, wobei über den Eingang 18 und
die monostabile Kippstufe 19 das Relais 20 so gesteuert wird, daß der Kontakt 21
kurzzeitig geschlossen wird.
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Dies bewirkt, daß am Anfang des Abgleichvorganges der Gegenkopplungskondensator
2 bereits entladen ist und somit die Dauer des Abgleichvorganges verkürzt wird.
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Im Eingangskreis des Ladungsverstärkers fließen nicht nur Leckströme,
sondern unter Umständen auch von benachbarten Netzleitungen induzierte Fehlerströme.
Diese Ströme sind Wechsel ströme und sollen daher nicht von der Kompensationseinrichtung
6, 7, 8, 9 kompensiert werden, da ansonsten der Kompensationsstrom 10 (Ic) ) bei
Beendigung des Abgleichvorganges um den zu diesem Zeitpunkt fließenden Augenblickswert
des Fehlerwechselstromes verfälscht wird. Aus diesem Grund wird für den A/D-Wandler
eine Ausführungsform verwendet, welche vom Prinzip her Eingangssignale mit Netzfrequenz
oder einem Vielfachen der Netzfrequenz unterdrückt.