DE2524997C3 - Schaltung zum Messen des Effektivwertes eines elektrischen Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einei Meßschaltung zum Messen des Effektivwertes eines elektrischen Wechselstromsignals, enthaltend ein erstes Wärmeab leitungselement, dem das zu messende Wechselstrom signal zugeführt wird; ein mit diesem ersten Wärmeableitungselement thermisch gekoppeltes erstes temperaturempfindliches Element zur Umwandlung der von dem ersten Wärmeableitungselement erzeugten Wär-

^ri() meleistung in ein erstes elektrisches Signal; ein zweites Wärmeableitungselement; ein mit diesem zweiten Wärmeableitungselement thermisch gekoppeltes zweites temperaturempfindliches Element zur Umwandlung der von dem zweiten Wärmeableitungselement erzeug ten Wärmeleistung in ein zweites elektrisches Signal, und einen Differenzverstärker mit zwei Eingängen, denen das erste und das zweite elektrische Signal zugeführt werden, und mit einem Ausgang, an dem ein Gleichstromausgangssignal zur Verfügung steht, das

to dem zweiten Wärmeableitungselement zugeführt wird. Als Effektivwert eines elastischen Wechselstromsignals kann dasjenige Gleichstromsignal betrachtet werden, das imstande ist, eine gleiche Leistung wie das genannte Wechselstromsignal zu erzeugen. Bei den

μ eingangs genannten Meßschaltungen wird diese Tatsache benutzt. Dem zweiten Wärmeableitungselement wird nämlich ein derartiges Gleichstromsignal zugeführt, daß die von diesem Gleichstromsignal in dem

zweiten Wärmeableitungselement abgeleitete Leistung gleich der von dem Wechselstromsignal in dem ersten Wärmeableitungselemeni abgeleiteten Leistung ist Das gewünschte Gleichstromsignal wird vom Differenzverstärker erzeugt, dessen Eingängen die beiden von den temperaturempfindlichen Elementen erzeugten und somit der in den beiden Wärmeableitungselementen abgeleiteten Leistungen proportionalen Signale zugeführt werden und an dessen Ausgang demzufolge ein derartiges Gleichstromsignal erhalten wird, daß seine beiden Eingangssignale und somit die in den beiden Wärmeableitungselementen abgeleiteten Leistungen einander gleich sind.

Eine derartige Meßschaltung ist z. B. aus der US-Patentschrift 3*5 68 428 bekannt Bei der in dieser Patentschrift beschriebenen Meßschaltung bestehen die Wärmeableitungselemente aus reinen Widerständen und die temperaturempfindlichen Elemente aus Halbleiterübergängen, z.B. aus zwei Dioden oder dem Basis-Emitter-Obergang zweier Transistoren. Dabei wird also die Temperaturabhängigkeit der Spannungs-Strom-Kennlinie eines Halblekerübergangs benutzt Es ist jedoch auch möglich, andere temperaturempfindliche Elemente, wie z. B. Widerstände mit einem negativen Temperaturkoeffizienten (NYC-Widerstände) zu verwenden.

Diese Art Meßschaltungen bildet grundsätzlich ein gegengekoppeltes System. Bei einer Zunahme des dem ersten Wärmeableitungselement zugeführten Wechselstromsignals wird ja in erster Linie am Eingang des Differenzverstärkers ein Differenzsignal auftreten. Dadurch nimmt das Gleichstromausgangssignal zu, wodurch die in dem zweiten Wärmeableitungselement abgeleitete Leistung zunimmt und das Differenzsignal am Eingang des Differenzverstärkers abnimmt Die Gegenkopplung, die auf diese Weise erhalten wird, weist eine quadratische Abhängigkeit von dem Gleichstromausgangssignal auf, weil ja in dieser Gegenkopplung die Umwandlung dieses Gleichstromausgangssignals in Wärmeleistung aufgenommen ist Dies bedeutet, daß die Größe des Gegenkopplungsfaktors von der Größe des Gleichstromausgangssignals abhängig ist Dies beeinträchtigt in hohem Maße die Wirkung und die Zuverlässigkeit der Schaltung.

Zunächst wird infolge dieser Gegenkopplungsweise die Nullpunkteinstellung der Meßschaltung erheblich erschwert. Bei dieser Nullpunkteinstellung ist ja kein Meßsignal vorhanden, so daß auch das Gleichstromausgangssignal Null sein soll. Bei diesem Wert Null des Gleichstromausgangssignals ist aber auch der Gegenkopplungsfaktor gleich Null, so daß die Meßschaltung überhaupt nicht mehr gegengekoppelt ist Dies bedeutet, daß die Nullpunkteinstellung, die z. B. dadurch erfolgt, daß die beiden temperaturempfindlichen Elemente im Gegentakt angeordnet werden, besonders kritisch wird, weil sich eine geringe Änderung des Eingangsdifferenzsignals des Differenzverstärkers nun über den geöffneten Verstärker in verstärkter Form im Gleichstromausgangssignal bemerkbar macht

Ein zweites mit dem obenstehenden Problem t>o zusammenhängendes Problem wird durch die Temperaturdrift dieses Nullpunktes gebildet. Dadurch, daß dabei die Gegenkopplung auch praktisch nicht wirksam ist, beeinflußt diese Drift in erheblichem Maße dieses Gleichstromausgangssignal. *>5

Ein drittes Problem besteht schließlich darin, daß infolge der quadratischen Rückkopplung bei einem negativen Wert von V₀ eine positive Rückkopplung auftreten wird. Diese Situation wird sich normalerweise nicht beim Vorhandensein eines Eingangswechselstromsignals ergeben. Wenn jedoch kein Eingangssignal vorhanden ist, kann Vo in der Tat infolge einer Abweichung der Nullpunkteinstellung negativ sein. Um zu veimeiden, daß dann eine positive Rückkopplung erhalten wird, was zu einer Unstabilität der Meßschaltung führen würde, wird meist eine Diode in dem Rückkopplungsweg angeordnet Auf diese Weise wird zwar eine Unstabilität des Systems vermieden, aber für einen negativen Vo-Wert ist nun gar keine Rückkopplung mehr vorhanden, wodurch die Nullpunkteinsteilung noch stärker erschwert wird.

Aufgabe der Erfindung ist, eine Meßschaltung zu schaffen, in der die obengenannten Probleme beseitigt sind. Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß ein Gegenkopplungskreis vorhanden ist, der für Werte des Gleichstromausgangssignals unterhalb eines gewissen Schwellwertes ein wenigstens um den Nullwert linear von diesem Gleichstromausgangssigna] abhängiges Gegenkopplungssignal liefert, das wenigstens einem der beiden von den temperaturempfindlichen Elementen gelieferten elektrischen Signal zugesetzt wird.

Durch die erfindungsgemäße Maßnahme wird erreicht, daß zu jeder Zeit eine Gegenkopplung erhalten bleibt, die bei kleinen Gleichstromausgangssignalen naturgemäß praktisch lediglich durch die genannte lineare Gegenkopplung gebildet wird. Dadurch ist eine viel bessere Nullpunkteinstellung möglich geworden, während der Einfluß der genannten Temperaturdrift herabgesetzt ist. Dadurch, daß diese lineare Gegenkopplung zu Vo = 0 symmetrisch ist, ist diese Nullpunkteinstellung auch von der Polarität des Gleichstromausgangssignals unabhängig. Außerdem stellt sich heraus, daß infolge dieser zusätzlichen Gegenkopplung die Frequenzkennlinie der Meßschaltung auf einfache Weise verbessert werden kann, wodurch eine erheblich schnellere Wirkung der Meßschaltung erhalten werden kann. Infolge der Anbringung dieser linearen Gegenkopplung ist für Werte des Gleichstromausgangssignals unterhalb des genannten Schwellwertes selbstverständlich keine Messung des Effektivwertes des Meßsignals mehr möglich. Dies ist aber gar nicht wichtig, weil doch durch Umschaltung des Meßbereiches dieser Effektivwert stets bei einem möglichst großen Skalenausschlag des Anzeigerinstruments und nicht in dieser äußersten Lage, z. B. kleiner als 10% des vollen Skalenausschlags, ausgelesen werden wird.

Die genannte lineare Gegenkopplung kann auf verschiedene Weise erhalten werden. Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform besteht der genannte Gegenkopplungskreis aus einem ersten und einem zweiten Spannungsteilerkreis mit je einer Anzapfungsklemme und je einer Klemmschaltung zur Begrenzung des Ausgangssignals an der Anzapfungsklemme auf einen gewissen, den beiden Teilerkreisen gemeinsamen Klemmwert, wobei die lineare Beziehung zwischen den Ausgangssignalen an den beiden Anzapfungsklemmen und dem den beiden Spannungsteilerkreisen zugeführten Gleichstromausgangssignal verschieden ist und als gewünschte Gegenkopplungssignal der Unterschied zwischen der. beiden Ausgangssignalen benutzt wird.

Falls als temperaturempfindliche Elemente zwei als Diffei enzpaar geschaltete Transistoren verwendet werden, kann nach einer weiteren bevorzugten Ausführungsform die Differenzerzeugung der beiden Ausgangssignale der Spannungsteilerkreise dadurch erzielt werden, daß diese AusgangEsignale je für sich

den Steuerelektroden dieser Transistoren zugeführt werden.

Dank dem Vorhandensein der linearen Gegenkopplung kann die Meßschaltung sehr schnell einen genauen Meßwert liefern, zu welchem Zweck die Übertragungs- "> kennlinie des Differenzverstärker zwischen einer ersten und einer zweiten Grenzfrequenz einen konstanten, von der Frequenz unabhängigen Verstärkungswert und unterhalb der ersten Frequenz einen Teil mit negativer Neigung aufweist, wobei die erste Grenzfre- ι«) quenz einen derartigen Wert besitzt, daß der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem Schwellwert des Gleichstromausgangssignals auftritt, kleiner als der genannte Verstärkungswert ist, während die zweite Grenzfrequenz einen derartigen Wert besitzt, daß der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem höchstzulässigen Wert des Gleichstromausgangssignals auftritt, größer als der genannte Verstärkungswert ist.

Einige Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 die bekannte Meßschaltung,

F i g. 2 das zugehörige Blockschaltbild, 2=,

F i g. 3 die Kennlinie des dabei wirksamen Gegenkopplungsnetzwerkes,

F i g. 4 eine erste Ausführungsform der Meßschaltung nach der Erfindung,

F i g. 5 und 6 die dabei auftretenden Kennlinien, 3»

Fig. 7 eine zweite Ausführungsform der Meßschaltung nach der Erfindung,

F i g. 8 und 9 die dabei auftretenden Kennlinien und

Fig. 10 zur Illustrierung die Frequenzkennlinie der Meßschaltung nach der Erfindung. J >

Die in Fig. 1 dargestellte bekannte Meßschaltung enthält zunächst einen Widerstand R\ und einen Transistor 7Ί, die thermisch dadurch miteinander gekoppelt sind, daß sie auf einer gemeinsamen Scheibe Ci aus thermisch gut leitendem Material angebracht in sind. Auf gleiche Weise sind ein Widerstand R₂ und ein Transistor T₂ auf einer gemeinsamen Scheibe C₂ aus thermisch gut leitendem Material angebracht. Die beiden Transistoren sind als Differenzpaar geschaltet, wobei ihre Basis-Elektroden mit Erdpotential verbunden und ihre Emitter über einen gemeinsamen Emitterwiderstand R^ an eine Klemme 6 angeschlossen sind, an die die negative Speisespannung — Vb angeschlossen ist Die Kollektoren dieser beiden Transistoren T\ und T₂ sind über einzelne Widerstände Ra und Äs mit einer Klemme 7 verbunden, an die die positive Speisespannung + Vb angelegt ist Die über diesen beiden Widerständen A4 und R5 erzeugten Spannungen werden den beiden Eingangsklemmen 4 und 5 eines Differenzverstärkers A zugeführt, der einer Ausgangsklemme 3 ein Gleichstromausgangssignal V₀ liefert Dieses Gleichstromsignal Vb wird weiter einem Ende des Widerstandes R₂ zugeführt, dessen anderes Ende mit Erdpotential verbunden ist Das zu messende Signal V/ wird schließlich zwischen den beiden Enden 1 und 2 des Widerstandes Ri angelegt, wobei das Ende 2 wieder mit Erdpotential verbunden ist

Wenn dem Widerstand Λι ein Wechselstromsignal Vj zugeführt wird, wird in diesem Widerstand eine gewisse Wärmeleistung erzeugt, wodurch die Temperatur der Scheibe Ci zunehmen wird. Dadurch ändert sich der Strom durch den Transistor Γι, weil ja die Beziehung zwischen dem Kollektorstrom und der Basts-Emitter-Spannung eines Transistors temperaturabhängig ist. Durch diese Änderung des Kollektorstromes des Transistors T₁ tritt am Eingang des Differenzverstärkers A ein Differenzsignal auf, das nach Verstärkung als Gleichstromausgangssignal Vb an der Klemme 3 zur Verfugung steht. Dieses Gleichstromsignal V₀ wird auch dem Widerstand R2 zugeführt, wodurch auch in diesem Widerstand eine gewisse Wärmeleistung erzeugt wird, was eine Zunahme der Temperatur der Scheibe C₂ ergibt Dadurch nimmt auch der Kollektorstrom des Transistors T2 zu, wodurch das Differenzsignal am Eingang des Verstärkers A abnimmt. Der Gleichgewichtszustand wird erreicht, wenn die beiden Scheiben Ci und C₂ die gleiche Temperatur aufweisen. Da in diesem Falle das Eingangssignal V; und das Gleichstromausgangssignai VO gleiche Wärmeleistungen in den Widerständen R\ und R₂ erzeugen, ist dieses Gleichstromausgangssignal VO ein Maß für den Effektivwert dieses Wechselstromsignals Vj. Dabei wird naturgemäß vorausgesetzt, daß sowohl die Widerstände R\ und R₂ als auch die Transistoren 7Ί und T₂ einander genau gleich sind, und weiter, daß der Differenzverstärker A einen unendlich hohen Verstärkungsfaktor aufweist.

Um das Verhalten der Meßschaltung näher anzugeben, ist in Fig.2 diese Meßschaltung nochmals im Blockschaltbild dargestellt. Der Block Ci entspricht dabei der Umwandlung des Eingangswechselstromsignals Vi in eine Wärmeleistung und dann der Umwandlung dieser Wärmeleistung in eine elektrische Spannung V\. Der Block C₂ mit Übertragungsfunktion β stellt auf gleiche Weise die Umwandlung des Gleichstromausgangssignals Vb in eine Wärmeleistung und dann in eine elektrische Spannung V₂ dar. Anschließend wird der Unterschied AV zwischen diesen beiden Spannungen Vi und V₂ bestimmt und mit Hilfe des Verstärkers A verstärkt.

Für Vi kann geschrieben werden

V₁ = K₁

wobei Vj RMs der Effektivwert (RMS-Wert) des Wechselstromsignals Vj ist und Ki eine Konstante darstellt Für V₂ kann geschrieben werden

V -K ^Vl V, -K₂-,

wobei K₂ wieder eine Konstante darstellt Für die Übertragungsfunktion des Systems wird dann gefunden:

V₀ = a W = U(V₁- V₁)

wobei a der Verstärkungsfaktor des Verstärkers A ist Daraus ergibt sich

!/ #2

^vo —

■ +

IA «2 V₂ V Tf

4 er K₂ ^Ki ^Ä2

IaK₂
Für α unendlich groß folgt daraus:

iRMS·

ν ₌

R₂K₁

V₁

RMS '

I R₁K₂
was mit K₁ = K₂ und R₁ = R₂ das gewünschte

Resultat

V₁

ergibt.

Aus der Gleichung (2) folgt, daß die Gegenkopplungsspannung eine quadratische Abhängigkeit von dem Gleichstromausgangssignal Vo aufweist, welche Abhängigkeit in Fig.3 dargestellt ist. Dies bedeutet, daß die Übertragungsfunktion β des Gegenkopplungsnetzwerkes Cj von Vj abhängig ist, und zwar

d K

2Ji₂
R,

was mit der gestrichelten Linie in F i g. J angedeutet ist. Dies bedeutet aber, da" bei kleinen Werten des Ausgangssignals Vo praktisch keine Gegenkopplung vorhanden ist.

Dies ist vor allem bei der Einstellung des Nullpunktes der Meßschaltung störend, wobei sich ja gerade diese Situation ergibt. Diese Nullpunkleinstellung erfolgt im allgemeinen dadurch, daß die durch die Transistoren T\ und Tj gebildete Differenzstufe im Gegentakt angeordnet wird, z. B. indem die Klemme 7 (F i g. 1) nicht direkt mit den Widerständen JU und /?5, sondern mit dem Abgriff eines Potentiometers verbunden ist, dessen Enden mit diesen Widerständen verbunden sind. Durch Verschiebung dieses Abgriffs wird am Eingang des Verstärkers A eine Differenzspannung eingeführt, die den Einfluß etwaiger Ungleichheiten von Widerständen und Transistoren ausgleicht. Da nun aber der Verstärker A praktisch nicht gegengekoppelt ist, hat eine geringe Änderung von Δ V am Eingang des Verstärkers eine große Änderung des Ausgangssignal Vo zur Folge, so daß die Nullpunkteinstellung besonders kritisch ist. Weiter wird auch eine Temperaturdrift in den beiden Scheiben Q und C? einen großen Verlauf dieser Nullpunkteinstellung zur Folge haben, weil diese Temperaturdrift ebenfalls eine Differenzspannung an dem zu diesem Zeitpunkt praktisch geöffneten Verstärker A herbeiführt.

Fig.4 zeigt eine erste Ausführungsform der Meßschaltung nach der Erfindung, wobei entsprechende Elemente mit den gleichen Bezugsbuchstaben und -ziffern wie bei der Schaltung nach F i g. 1 bezeichnet sind. Der Aufbau der Meßschaltung ist dem der Schaltung nach F i g. 1 völlig analog. Zur Illustrierung ist nur das zur Nullpunkteinstellung dienende Potentiometer Rf₁ dargestellt, dessen Enden mit den Widerständen At und i?5 verbunden sind und dessen Abgriff mit der Klemme 7 verbunden ist. Die Meßschaltung ist nun aber mit einem zusätzlichen Gegenkopplungsnetzwerk S versehen.

Dieses Gegenkopplungsnetzwerk S enthält eine Eingangsklemme 8, der das Gleichstromausgangssignal Vo zugeführt wird. Diese Eingangskiemme 8 bildet das eine Ende zweier Spannungsteilerkreise mit den Widerständen Rj, R», Rs bzw. Ä_)o, Ru, Rn, deren jeweiliges andere Ende mit Erdpotential verbunden ist Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen Rj und Rs ist mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers B\ verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang mit der Bezugsspannung Vr verbunden ist und dessen invertierender Eingang und dessen 'Ausgang über eine Diode D, miteinander gekoppelt sind. Auf gleiche Weise ist der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen Äio und An mit einem Operationsverstärker Bi verbunden, der von einer

Diode Th überbrückt ist und an seinem nichtinvertierenden Eingang die Bezugsspannung Vr empfängt. Der Verbindungspunkt der Widerstände Rg und Λ₉ bildet eine erste Ausgangsklemme 9 des Gegenkopplungsnetzwerks Sund der Verbindungspunkt der Widerstände R\] und Rn eine zweite Ausgangsklemme 10.

Die Wirkungsweise dieses Gegenkopplungsnetzwerks S wird an Hand der Fig.5 erläutert. Bei einer Zunahme der Spannung V₀ wird sowohl die Spannung V_n an der Klemme 9 als auch die Spannung V_Q an der Klemme 10 linear mit Vo zunehmen. Die Neigung, mit der dies erfolgt, hängt naturgemäß von Uer Wahl der Widerstände in den beiden Spannungsteilerkreisen ab. Hat die Spannung V_n derart weit zugenommen (V_p), daß die Spannung am Veibindungspunkt der Widerstände /?7 und Rk gleich der Bezugsspannung Vr ist, so beeinflußt eine weitere Zunahme der Spannung Vo die Spannungen in diesem Spannungsteilerkreis überhaupt nicht mehr. Die Spannung an diesem Verbindungspunkt der Widerstände Rj und Rs wird dann nämlich mit Hilfe des Operationsverstärkers auf die Bezugsspannung V« begrenzt, so daß die Spannung V_n an der Ausgangsklemme 9 dann gleich

bleibt. Wenn die Spannung Vo weiter auf den Wert Vs zunimmt, wobei die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände R\a und Ru gleich der Bezugsspannung Vr wird, beeinflußt auch eine weitere Zunahme dieser Spannung V₀ die Spannungen in diesem Spannungsteilerkreis nicht mehr. Die Spannung an der Ausgangsklemme 10 bleibt dann

ν —

«12

Für

+ Kq /\ii + Κ

(10)

12

gilt dann in diesem Falle V_n= Vr, wobei die Spannungen an den beiden Ausgangsklemmen 9 und 10 auf denselben Wert Vr' begrenzt werden.

Die beiden Operationsverstärker B\ und Bi bewirken also eine Begrenzung der Ausgangsspannungen Vc₁ und Vc₂ an den Klemmen 9 und 10 der beiden Spannungsteilerkreise. Für diesen Zweck kann man selbstverständlich ebenso gut Klemmschaltungen unmittelbar auf diese Klemmen 9 und 10 einwirken lassen. Die gezeigte Konfiguration ist gewählt, weil dabei die Klemmschaltungen mit einer größeren Klemmspannung als die endgültig an den Klemmen 9 und 10 benötigte Klemmspannung wirken können.

Um ein geeignetes Gegenkopplungssignal zu erhalten, muß das Differenzsignal Vc₁ — Vc₂ erzeugt werden, das den in Fig.5 mit der vollen Linie angedeuteten Verlauf aufweist Dieses Differenzsigna] kann selbstverständlich mit Hilfe eines Differenzverstärkers erhalten werden, dessen einseitiges Ausgangssignal dann der Basis des Transistors T₂ zugeführt werden muß. Da jedoch die beiden Transistoren 71 und Ti selber eine Differenzverstärkerkonfiguration bilden, können die Ausgangssignale V_n und V_n den Basis-Elektroden dieser beiden Transistoren unmittelbar zugeführt werden.

Der Effekt dieser zusätzlichen Gegenkopplung läßt sich am deutlichsten an Hand der in F i g. 6 dargestellten Kennlinien nachweisen. Diese Figur (siehe Kennlinie I) zeigt zunächst die quadratische Beziehung zwischen dem Effektivwert Krms des Eingangssignals V, und der sich daraus ergebende Spannung V\ für den Verstärker A (siehe Fig.2). In der Kennlinie II ist die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung Ko und dem Gesamtgegenkopplungssignal V/ dargestellt. Dieses Gegenkopplungssignal ist aus einer Komponente V₂ (siehe F i g. 2 und 3), die eine quadratische Abhängigkeit von Ko aufweist, und einer Komponente K_n — V₀₂ aufgebaut, die mittels des zusätzlichen Gegenkopplungskreises S erhalten ist.

Das Gesamtgegenkopplungssignal V₂ weist dadurch den in dieser Kennlinie II mit der vollen Linie angedeuteten Verlauf auf. Daraus läßt sich erkennen, daß für Ausgangssignale K₀ < Vs das Gegenkopplungssignal im wesentlichen durch Kc₁ — Vc₂ bestimmt wird, während für Ko > Vs nur die quadratische Gegenkopplung V₂ wirksam ist Im Gegensatz zu der ursprünglichen vollständigen quadratischen Gegenkopplung V₂ weist die nun wirksame Gegenkopplung bei Vo = O eine Neigung ungleich Null, und zwar die Neigung der Kci — V_C2-Kennlinie auf. Dies bedeutet, daß nun auch um Ko = O eine effektive Gegenkopplung auftritt, wodurch die Nullpunkteinstellung der Meßschaltung viel einfacher und genauer stattfinden kann. Wenn nun in dem quadratischen Gegenkopplungskreis eine Diode A> (F i g. 4) angebracht ist, um bei negativem Ko-Wert eine positive Rückkopplung zu vermeiden, kann die Nullpunkteinstellung trotzdem unabhängig von der Polarität von Ko erfolgen, weil die lineare Gegenkopplung unabhängig von dieser Polarität wirksam bleibt.

Aus den beiden Kennlinien 1 und II läßt sjch mit Hilfe der Hilfskennline III einfach die Kennlinie IV ableiten, die die Beziehung zwischen dem Effektivwert K,_RMs des Eingangssignals und der Ausgangsspannung K₀ darstellt. Daraus ist ersichtlich, daß infolge der zusätzlichen Gegenkopplung eine Hysteresefunktion erhalten ist. Die Messung des Effektivwertes eines Eingangssignals muß denn auch in dem Teil der Kennlinie außerhalb dieser Hysteresefunktion erfolgen, d. h, daß V/RMS > V/g sein soll. Diese Bedingung kann selbstverständlich zu jeder Zeit durch Umschaltung des Meßbereiches des Meßgerätes, d. h. durch Anpassung eines der Meßschaltung selber vorgeschalteten Meßverstärkers erfüllt werden, welche Anpassung des Meßbereiches meist automatisch stattfindet Um einen genügend großen Bereich des zu dem Meßgerät gehörigen Ableseinstrument für Ablesezwecke verfügbar zu halten, wird daher der äußerste Wert Vs der Ausgangsspannung K₀, für den die zusätzliche Gegenkopplung noch wirksam ist, verhältnismäßig klein (z. B. 10% oder kleiner) in bezug auf den Höchstwert (vollständiger Skalenausschlag des Ableseinstruments) dieser Ausgangsspannung Vo gewählt werden.

Es ist ohne weiteres einleuchtend, daß die gewünschte Kennlinie für die zusätzliche Gegenkopplung durch passende Wahl der Widerstände in den beiden Spannungsteilerkreisen erreicht werden kann. Wenn z. B. Ra=Ru und R₉=Ru gewählt wird, wird automatisch die Anforderung erfüllt daß für beide Spannungsteilerkreise derselbe W-Wert (Fig.5) zutreffen muß. Die Widerstände Λ7 und Ä10 bestimmen dann den Unterschied zwischen den Neigungen der Kennlinien Vc₁ und Vc₂, wobei somit Rj kleiner als Ä10 sein soll. Naturgemäß sind viele Abwandlungen möglich, um diese gewünschte Kennlinie V_n — Kc₂ zu erzielen, wobei z. B. auch in bezug auf die Klemmschaltungen B\, D\ und B₂, D₂ viele Abwandlungen möglich sind.

Fig. 7 zeigt eine zweite Ausführungsform der Meßschaltung nach der Erfindung. Der Aufbau der Meßschaltung ist, abgesehen von dem zusätzlichen Gegenkopplungsnetzwerk, größtenteils gleich dem der Schaltung nach Fig.4. Zur Illustrierung ist nun aber eine Gegentaktschaltung in den Emitterkreisen der

κι beiden Transistoren Ti und T₂ aufgenommen, welche Gegentaktschaltung ein Potentiometer 15 zwischen den Emittern der beiden Transistoren Ti und Tj und zwei einzelne Emitterwiderstände Λιβ und Rv enthält. Der Verbindungspunkt dieser Emitterwiderstände R\t und R\i .st mit dem Schieber des Potentiometers Rm verbunden, so daß durch Verschiebung dieses Schiebers die gewünschte Nullpunkteinstellung erhalten werden kann.

Das Gegenkopplungsnetzwerk S enthält nun einen Operationsverstärker E, dessen invertierender Eingang die Ausgangsspannung Ko und dessen nichtinvertierender Eingang eine Bezugsspannung Vp, empfängt, die mit Hilfe der Widerstände R₂\, R22 und R₂₃ von der der Klemme 11 zugeführten Speisespannung + Vb abgeleitet wird. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers E ist über einen Widerstand Rw mit der Steuerelektrode eines als Schalter wirkenden Feldeffekttransistoren T₃ verbunden. Dieser Feldeffekttransistor T₃ ist mit einer seiner Hauptelektroden an die Ausgangsklemme 3 angeschlossen, während die andere Hauptelektrode über die Reihenschaltung der Widerstände Rw und Ru mit Erdpotential verbunden und der Verbindungspunkt der Widerstände Äw und Rts mit der Basis des Transistors TJ gekoppelt ist

j5 Solange die Ausgangsspannung Ko niedriger als die Bezugsspannung V_p) ist, hält die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Eden Transistors T₃ geöffnet, so daß über diesen Transistor und die Widerstände /?ie und Am eine mit der Ausgangsspannung Ko lineare Gegenkopplung stattfindet Sobald die Ausgangsspannung größer als die Bezugsspannung V_pi wird, wird der Transistor T₃ gesperrt und diese lineare Gegenkopplung ausgeschaltet Der Verlauf der Gegenkopplungsspannung an der Basis des Transistors T₂ als Funktion der Ausgangsspannung Ko ist in Fig.8 (volle Linie) dargestellt während F i g. 9 (volle Linien) entsprechend Fig.6 die sich daraus ergebenden Kennlinien der Meßschaltung zeigt Daraus geht wieder hervor, daß die K/RMS- Vo-Kennlinie eine Hysterese aufweist

Die Größe dieser Hystereseschleife kann mit Hilfe eines zusätzlichen gesteuerten Schalters im Gegenkopplungsnetzwerk S geändert werden. Dieser zusätzliche Schalter wird in F i g. 7 beispielsweise durch einen Transistor Ti gebildet dessen Kollektor mit Erdpotential und dessen Emitter über einen Widerstand R₂* mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R₂₂ und R₂₃ verbunden ist Die Basis empfängt über einen Schalter 12, der nur zur Illustrierung dient und nun stets geschlossen ist, und einen Widerstand R20 das gleiche Steuersignal wie die Steuerelektrode des Transistors T₃. Weiter ist nun ein Kondensator C, zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände Ä22 und Ä23 und Erde angeordnet

Die Wirkungsweise der Schaltung ist nun folgende.

Solange die Steuerspannung an der Steuerelektrode des Transistors T3 positiv ist ist auch der Transistor Ti leitend und liefert der Kreis mit dem Widerstand R₂* und diesem Transistor Ti einen Beitrag zu der Bezugsspan-

ii

nung an dem nichtinvertierenckn Eingang des Operationsverstärkers K Wenn angenommen wird, daß in dieser Situation diese Bezugsspannung wieder gleich V_1n ist, wird für Vo < V_p, die lineare Gegenkopplung wirksam sein, die ausgeschaltet wird, sobald V₀ größer als V_1n wird, wodurch also die volle Kurve nach Fig. 8 erhalten wird. Sobald jeUoch Vo größer als V_n, geworden ist, wird außer dem Transistor 7j auch der Transistor T* gesperrt. Dadurch wird die Bezugsspannung an dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers E einen höheren Wort von ζ. Β V_1n annehmen. Dieser neue Bezugswert V_n muß naturgemäß kleiner als der durch das Wegfallen der linearen Gegenkopplung neu erhaltene Wert von Vo sein. Weiter soll dafür gesorgt werden, daß, wenn die Ausgangsspannung Vo den Schwellwert V_1n überschreitet, die dann auftretende Zunahme von Vo auf den zu dem dann lediglich eine quadratische Gegenkopplung enthaltenden System gehörigen Wert schneller als die Umschaltung der Bezugsspannung auf den Wert V_n erfolgt, weil sonst die lineare Gegenkopplung immer wieder ein- und ausgeschaltet werden würde. Zu diesem Zweck ist der Kondensator C, aufgenommen, der dafür sorgt, daß die Zeitkonstantc, mit der die Bezugsspannung umgeschaltet wird, größer als die Zeilkonstante ist, mit der die Ausgangsspannung zunimmt. Wenn Vo nun wieder abnimmt, wird also die lineare Gegenkopplung wieder eingeschaltet, wenn Vo kleiner als V_n wird, so daß für einen abnehmenden Vo-Wert die gestrichelten Kurven in den F i g. 8 und 9 zutreffen. Daraus ist ersichtlich, daß durch diese Maßnahme die Hystereseschleife in der ν,-RMs— Vo-Kennlinie verringert ist. Durch diese Umschaltung der Bezugsspannung V_P1 auf eine größere Bezugsspannung V_n wird erreicht, daß für einen abnehmenden V₀-Wert die Umschaltung auf die lineare Gegenkopplung bei bei einem größeren Wert des Eingangssignals V;_RMS als ohne Umschaltung der Bezugsspannung erfolgt, was die Eindeutigkeit und Sicherheit der Umschaltung fördern kann. Zur Illustrierung ist in den beiden Figuren mit strichpunktierten Linien auch noch die Situation dargestellt, in der beim Ausschalten der linearen Gegenkopplung auf eine niedrigere Bezugsspannung V_n umgeschaltet wird. In diesem Falle wird die Hystereseschleife in der V₁RMS-Vo-Kennlinie vergrößert Es leuchtet ein, daß die Umschaltung der Bezugswerte auf viele dem Fachmann wohlbekannte Weisen stattfinden kann.

Dank der Anbringung der zusätzlichen linearen Gegenkopplung bei kleinen Werten des Gleichstromausgangssignals Vo kann eine sehr schnelle und genaue Wirkung der Meßschaltung erhalten werden, d. h., daß nach einem kurzen Zeitintervall nach dem Anlegen eines Eingangssignals ein genaues Meßergebnis abgelesen werden kann, was an Hand der in Fig. 10 dargestellten Kurven veranschaulicht wird In dieser Fig. 10 ist die Frequenz des Verstärkers \lß (siehe F i g. 2) aufgetragen, was zur Betrachtung der Stabilität des Meßsystems genügend ist Für die Übertragungsfunktion des gegengekoppelten Systems nach Fig.2 gilt ja

V₀= a (F₁ -V₁) = a (V₁ = ft V₀),
woraus für die übertragungsfunktion folgt

V₁

(11)

(12)

Die Frequenzkennlinie des Verstärkers A besteht normalerweise aus einem flachen Teil, der oberhalb einer gewissen Grenzfrequenz von z. B. 1 Hz in eine abfallende Kennlinie mit einer Neigung von — 6 dB/okt. übergeht, wie in Fig. 10 mit einer gestrichelten Linie angegeben ist. Der Gegenkopplungsfaktor β ist von der Größe der Ausgangsspannung Vo abnängig (siehe Formel 7). Bei dem in der Formel (7) angegebenen Wert dieses Gegenkoppluiigstaktors miiß noch eine Zeitkonstante berücksichtigt werden, die durch die Wärmekapazität und die Wärmeableitung zu der Umgebung der Scheibe C2 herbeigeführt wird. Für β kann daher geschrieben werden

2K₁

■ y_a

(13)

Die 1//J-Kennlinie weist demzufolge ebenfalls einen flachen Teil auf, der oberhalb einer gewissen Grenzfrequenz in eine ansteigende Kennlinie mit einer Neigung + 6 dB/okt. übergeht. Es stellt sich heraus, daß bei praktischen Ausführungsformen diese Grenzfrequenz der 1//J-Kennlinie gleichfalls in der Nähe von 1 Hz liegen kann, was naturgemäß durch die Wärmekapazität

2-, und die Wärmeübertragung der verwendeten Materialien bestimmt wird. Für Mβ wird eine Kurvenschar mit der Ausgangsspannung Vo als Parameter erhalten. Es wird angenommen, daß die maximale Ausgangsspannung 10 V (vollständiger Ausschlag der Skala) beträgt, so daß die Kurvenschar auf niedrige Werte durch die 1/jJ-Kennlinie (V₀=IOV) begrenzt wird. Wenn weiter angenommen wird, daß die zusätzliche lineare Gegenkopplung für V₀ < 0,1 V wirksam wird, wird die Kurvenschar infolge dieser Maßnahme nach der Erfindung auch auf höhere Amplitudenwerte durch die Kennlinie 1/0(V₀=O₁I V) begrenzt Für V₀ < 0,1 V wird ja diese lineare Gegenkopplung eingeschaltet und in bezug auf die quadratische Gegenkopplung vorherrschend, so daß die 1/jS-Kennlinie dann gerade ist und

z. B. einen konstanten Wert K besitzt. Zur Illustrierung ist auch noch die 1 /jJ-Kennlinie (V₀ = 1 V) dargestellt die zwischen den Grenzkennlinien Mβ (V₀ = 0,1 V) und 1/0 (V₀= 10 V) liegt

Aus der Figur geht hervor, daß die Kennlinie a des Verstärkers und die Kennlinien \lß einander unter einem Winkel entsprechend einer Neigung von 12 dB/okt schneiden. Dies bedeutet aber, daß das System unstabil ist, weil dabei ja der Nenner der Formel (9) Null und also Vo/ V\ unendlich groß wird. Eine auf der

so Hand liegende Maßnahme zur Lösung dieses Problems besteht in der Anpassung der Verstärkerkennlinie gemäß der strichpunktierten Linie a'. Diese Kennlinie a' weist eine abfallende Neigung auf, die in bezug auf die der Kennlinie a derart weit zu niedrigeren Frequenzwerten verschoben ist, daß der Schnittpunkt mit der Kennlinie Mβ (Vo=IO V) unter dem Knickpunkt dieser 1/0-Kennlinie liegt Diese Kennlinie a' und die 1/p-Kennlinie schneiden einander unter einem Winkel von 6 dB/okt, so daß das System stabil ist Das System ist aber durch diese Anpassung der Verstärkerkennlinie träge geworden. Die Schnittpunkte der Verstärkerkennlinie und der 1/0-Kennlinie, die endgültig die Knickpunkte der Gesamtübertragungskennlinie des gegengekoppelten Systems bilden und dadurch die Meßgeschwindigkeit bestimmen, sind nun ja zu niedrigeren Frequenzwerten verschoben.

Eine Möglichkeit, ein stabiles System zu erhalten, ohne daß eine träeere Wirkune auftritt könnte darin

bestehen, daß die Verstärkerkennlinie gemäß der strichpunktierten Linie a" angepaßt wird. Zu diesem Zweck muß also ein sehr breitbaiidiger Verstärker mit einer flachen Kennlinie bis zu der Frequenz /3, die größer a!s der Frequenz*, ert des Schnittpunktes mit der 1/Jj-(Vo= 10 V-)Kennlinie ist, verwirklicht werden. Aus der Figur ist ersichtlich, daß die Schnittpunkte der \lß- und der a"-Kennlinien bei höheren Frequenzwerten liegen, so daß die Wirkung des Meßsystems schneller als im Falle der a'-Kennlinie werden kann.

Da bei Verstärkern dem Produkt des Verstärkungsfaktors und der Bandbreite eine Grenze gesetzt ist, bedeutet dies, daß die Größe des Verstärkungsfaktors K(a") an Grenzen gebunden ist Da jedoch die endgültige Meßgenauigkeit des Meßsystems durch die Größe dieses Verstärkungsfaktors bestimmt wird, ist auch dieser Meßgenauigkeit eine auf die benötigte Bandbreite des Verstärkers bezogene Grenze gesetzt

Dank der erfindungsgemäßen Maßnahme kann nun aber diese a"-Kennlinie für niedrigere Frequenzen in die a"'-Kennlinie umgewandelt werden. Die endgültige Verstärkerkennlinie ist dann flach bis zu einer Frequenz f\, was z. B. dem Knickpunkt der a-Kennünie entspricht, weist dann eine Neigung von z. B. —6 dB/okt bis zu der Frequenz /2 auf, die kleiner als die Frequenz des Schnittpunktes mit der 1/0-(V₀ = O₁I V-)Kennlinie ist, und entspricht dann der a "-Kennlinie. Der Vorteil dieser a'"-Kennlinie ist der, daß der Niederfrequenzverstärkungsfaktor K(a'")gröQsT geworden ist, so daß auch die endgültige Meßgenauigkeit der Meßschaltung vergrößert ist Durch Anwendung der a'"-Kennlinie ist somit sowohl eine große Meßgeschwindigkeit (Schnittpunkte mit den l//?-Kennl:nien liegen bei hohen Frequenzen) als auch eine große Meßgenauigkeit (großer Niederfrequenzverstärkungsfaktor) erreicht.

Diese a'"-Kennlinie kann nur in Verbindung mit der zusätzlichen linearen Gegenkopplung verwendet werden, weil, falls diese lineare Gegenkopplung nicht vorhanden ist, die 1/ß-Kennlinienschar nach oben nicht begrenzt ist Dann werden 1/0-Kennlinien erhalten wie die beispielsweise dargestellte Uß-{ V₀=0,05 v-)KennIinie, die die a'"-Kennlinie in dem abfallenden Teil schneiden. Da die Kennlinien einander in diesem Schnittpunkt wieder unter einem Winkel von 12 dB/okt. schneiden, wäre das System dann unstabil.

Es hat sich herausgestellt, daß dank dieser Anpassung der Verstärkerkennlinie die Meßzeit, die normalerweise etwa 1 Sekunde betrug, sogar auf etwa 100 msec herabgesetzt werden kann, wobei naturgemäß bestimmte Anforderungen in bezug auf das thermische Verhalten der thermischen Umsetzer gestellt werden müssen. Wenn der Gewißheit halber für das endgültige Meßergebnis eine längere Meßeinheit eingehalten werden soll, kann dieser schnell erhaltene Meßwert wohl bereits für die Anpassung des Meßbereiches, z. B. für die automatische Wahl des Meßbereiches, verwendet werden.

Es wird jedem Fachmann klar sein, daß sich die Erfindung keineswegs auf die in den Figuren dargestellten Ausführungsformen beschränkt

So kann statt de^" Widerstands-Transistor-Konfiguration jeder beliebige thermische Umsetzer Anwendung finden. Das lineare Gegenkopplungssignal kann selbstverständlich ohne Bedenken direkt dem Eingang des Differenzverstärkers A zugeführt werden. Schließlich wird es einem Fachmann nicht schwer fallen, viele Abwandlungen der beiden dargestellten Gegenkopplungsnetzwerke 5 zu entwerfen und auszuführen, ohne daß von dem diesen Netzwerken zugrunde liegenden Erfindungsgedanken abgewichen wird.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Meßschaltung zum Messen des Effektivwertes eines elektrischen Wechselstromsignals, enthaltend ein erstes Wärmeableitungselement, dem das zu messende Wechselstromsigna] zugeführt wird; ein mit diesem ersten Wärmeableitungselement thermisch gekoppeltes erstes temperaturempfindliches Element zur Umwandlung der vom ersten Wärmeableitungselement erzeugten Wärmeleistung in ein erstes elektrisches Signal; ein zweites Wärmeableitungselement; ein mit diesem zweiten Wärmeableitungselement thermisch gekoppeltes zweites temperaturempfindliches Element zur Umwandlung der von dem zweiten Wärmeableitungselement erzeugten Wärmeleistung in ein zweites elektrisches Signal und einen Differenzverstärker iiiit zwei Eingängen, denen das erste und das zweite elektrische Signal zugeführt werden, und einem Ausgang, an dem ein Gleichstromausgangssignal zur Verfügung steht, das dem zweiten Wärmeableitungselement zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gegenkopplungskreis (S) vorgesehen ist, der für Werte des Gleichstromausgangssignals (V₀) unterhalb eines gewissen Schwellwertes ein wenigstens um den Nullwert linear von diesem Gleichstromausgangssignal abhängiges Gegenkopplungssignal liefert, das wenigstens einem der beiden von den temperaturempfindlichen Elementen (Tu T₂) gelieferten elektrischen Signale zugesetzt wird.

2. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungskreis einen ersten und einen zweiten Spannungsteilerkreis (Ry, Rs, Rg bzw. Ä10, An, R\₂) ■ mit je einer Anzapfungsklemme (9,10) und je einer Klemmschaltung (Bu D\ bzw. B₂, D₂) zur Begrenzung des Ausgangssignals an der zugehörigen Anzapfungsklemme (9, 10) auf einen gewissen, den beiden Teilerkreisen gemeinsamen Klemmwert (Vr') enthält, wobei die lineare Beziehung zwischen den Ausgangssignalen an den beiden Anzapfungsklemmen (9, 10) und dem den beiden Spannungsteilerkreisen (A₇, Rs, R₉ bzw. Rto, Ru, Rn) zugeführten Gleichstromausgangssignal (Vo) verschieden ist und als gewünschtes Gegenkopplungssignal der Unterschied der beiden Ausgangssignale benutzt wird.

3. Meßschaltung nach Anspruch 2, bei der die temperaturempfindlichen Elemente aus zwei als Differenzpaar geschalteten Transistoren bestehen, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Ausgangssignale (Vc\, Vc₂) an den Anzapfungsklemmen (9,10) je für sich den Steuerelektroden der beiden Transistoren (T₂, 71) zugeführt sind.

4. Meßschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenkopplungskreis einen Spannungsteilerkreis (R\$, Ru) enthält, dessen einem Anzapfungspunkt (Basis T₂) das Gegenkopplungssignal entnommen wird und in dem ein Schalttransistor (T₃) aufgenommen ist, dessen Steuerelektrode ein Schaltsignal von einer Vergleichsschaltung (E) empfängt, die den Wert des Gleichstromausgangssignals mit einem den Schwellwert festlegenden Bezugssignal vergleicht und Tür dieses Bezugssignal unterschreitende Werte des Gleichstromausgangssignals den Schalttransistor (T₃) leitend macht.

5. Meßschaltung nach Anspruch 4, dadurch

gekennzeichnet, daß das Bezugssignal zwei verschiedene Werte annehmen kann, wobei der erste Wert wirksam ist, wenn und solange das Gleichstromausgangssignal kleiner als dieser erste Wert ist, usd der zweite Wert wirksam wird, wenn dieser erste Wert überschritten wird, während dieser zweite Wert wirksam bleibt solange danach das Gleichstromausgangssignal größer als dieser Wert bleibt, und wieder auf den ersten Wert umgeschaltet wird, wenn das Gleichstromausgangssignal kleiner als der zweite Wert wird.

6. Meßschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Wert des Bezugssignals den ersten Wert überschreitet und das Umschalten des Bezugssignals mit Hilfe eines Umschaltnetzwerks (T*, R23, Λ24. Q) erfolgt, das eine Zeitkonstante aufweist, die größer als die Zeitkonstante des gegengekoppelten Systems ist

7. Meßschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungskennlinie des Differenzverstärkers (A) zwischen einer ersten und einer zweiten Grenzfrequenz einen konstanten von der Frequenz unabhängigen Verstärkungswert und unter der ersten Grenzfrequenz einen Teil mit einer negativen Neigung aufweist, wobei die erste Grenzfrequenz einen derartigen Wert besitzt, daß der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem Schwellwert des Gleichstromausgangssignals auftritt, kleiner als der genannte Verstärkungswert ist, während die zweite Grenzfrequenz einen derartigen Wert aufweist, daß der zu dieser Frequenz gehörige Reziprokwert des Gegenkopplungsfaktors, der bei dem hochstzulässigen Wert des Gleichstromausgangssignals auftritt, größer als der genannte Verstärkungswert ist