DE2053888A1 - Schaltungsanordnung zur Umformung bipolarer Eingangssignale in unipolare Signale - Google Patents

Description

Paicntanv/αΐίβ

Dr.-Ing. VviihüJm ficichel
Dipl-Ing. V/oiijcng fiaichel

6 Frank· uri a. M. 1
Parksiraße 13

6468

GENERAL ELECTRIC COMPANY, Schenectady, N.Y., VStA

Schaltungsanordnung zur Umformung bipolarer Eingangssignale in unipolare Signale

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Verwendung bei der Übertragung von Nachrichten, die insbesondere als integrierte Schaltung hergestellt sein kann, und sie befaßt sich insbesondere mit einer Schaltungsanordnung zur Umformung bipolarer Eingangssignale in unipolare Signale zur Verwendung bei der Übertragung von Nachrichten mit einer die bipolaren Signale aufnehmenden Eingangsstufe und mit einem mit der Eingangsstufe verbundenen Vorspannungsfilter, das einen Kondensator aufweist, durch den eine bestimmte Anstiegs- und eine bestimmte Abfallsteigung im Ausgangssignal er-.zeugt wird, wenn die Eingangssignale ihre Polarität ändern, und mit einer Ausgangsstufe, die bei EingangsSignalen verschiedener Polarität Ausgangssignale mit verschiedenen Spannungswerten gleicher Polarität abgibt.

Die erfindungsgemäße Anordnung läßt sich bei mit großer Geschwindigkeit arbeitenden Datenverarbeitungsanlagen verwenden, die in einem Nachrichtennetz arbeiten, bei dem die Nachrichtendaten von Peripheriegeräten der Datenverarbeitungsanlage aufgenommen werden, beispielsweise von Tastaturausgabe- und -eingabegeräten, Datenverarbeitungseinrichtungen, Magnetbändern,

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Datensätzen oder anderen Datenquellen, die über Übertragungsleitungen übertragen und von diesen aufgenommen v/erden. Die Signale werden gewöhnlich von Übertragungsleitungseinrichtungen, beispielsweise Datenübertragungseinrichtungen, die als "Signalumsetzer" oder "Datensätze", bezeichnet werden, in Form von bipolaren Signalen aufgenommen und in unipolare Signale umgewandelt, damit sie für die logischen Schaltungen in der Datenverarbeitungsanlage verwendet werden können.

In der Datenverarbeitungstechnik besteht ein Trend, daß die Menge der zu verarbeitenden Daten, die einer digitalen Datenverarbeitungsanlage über eine große Zahl von Übertragungsleitungen in einem Nachrichtennetz, beispielsweise in einer Zeitteilanordnung, zugeführt werden, ständig anwächst. Die gegenwärtig vorhandenen Datenverarbeitungseinrichtungen erfordern normalerweise unipolare Signale, und sie sind durch bipolare Empfänger oder Schnittschaltungen mit Übertragungsleitungen verbunden, wobei die Schnittschaltungen bipolare Signale von den Übertragungsleitungen aufnehmen und die erforderlichen unipolaren Signale erzeugen. Entsprechend ist eine ständig wachsende Zahl von bipolaren Empfängern erforderlich, insbesondere da diese Empfänger normalerweise an jedem Ende der übertragungsleitung benötigt werden.

Serienherstellungsverfahren, insbesondere Verfahren zur Herstellung monolithischer integrierter Schaltungen, lassen sich bei der Herstellung von Schaltungen anwenden, die zur Übertragung von Daten bei digitalen Datenverarbeitungsanlagen dienen, bei denen eine große Redundanz der Verbindungsschaltungen erforderlich ist. In der Datenverarbeitungs- und -übertragungstechnik ist die Serienfertigung großer Zahlen von aktiven Schaltungsanordnungen in Mikrominiaturabmessungen sowie der zugehörigen Verbindungen in einer einzigen monolithischen Halbleiterplatte oder einem Halbleiterstückchen als integrierte Schaltungsanordnung zur Herstellung betriebsfähiger Schaltungsanordnungen sehr erwünscht.

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Es- ist dabei auch angestrebt, die Vorteile der verbesserten Arbeitsweise und Zuverlässigkeit und der verminderten Größe, des verringerten Gewichts, des geringeren Leistungsbedarfs und der Kosten pro Einheit, die sich bei monolithischen integrierten Schaltungsanordnungen erreichen lassen, noch dadurch auszudehnen, daß die Schaltungsanordnung, die die Wirkung eines bipolaren Empfängers aufweist, in einem einzigen Stückchen aus Halbleiterwerkstoff hergestellt wird. Die bestehenden Schaltungsanordnungen zur Übertragung von Nachrichten, die unter Verwendung einzelner Schaltungselemente hergestellt sind, sind jedoch relativ kompliziert, und sie erfordern zusätzliche aktive und passive Schaltungselemente, beispiels- ' weise Kondensatoren und Präzisionswiderstände, ebenso wie die gleichzeitige Verwendung von NPN- und PNP-Transistoren, damit die Arbeitsweise einer solchen Schaltung verbessert wird. Bei der heutigen integrierten Schaltungstechnik ist es jedoch schwierig, eine solche Schaltungsanordnung in integrierter Schaltungstechnik auszuführen, da bei den Verfahren zur Herstellung integrierter Schaltungen gewöhnlich nur Transistoren eines Leitfähigkeitstyps in einer integrierten Schaltung verwendet werden und ferner Kondensatoren und Präzisionswiderstände möglichst nicht verwendet werden sollen.

Bei den erhöhten Datenverarbeitungs- und Datenübertragungsge- ä schwindigkeiten ist es auch immer mehr von Bedeutung, das Ansprechen auf Signale in bezug auf die Verzögerungszeit zwischen dem Zeitpunkt, zu dem ein Eingangssignal seine - Polarität ändert und dem Zeitpunkt, zu dem ein Ausgangssignal, welches diesem Eingangssignal entspricht, auftritt, genau zu steuern, damit ein Verlust von Daten vermieden und eine Erzeugung von fehlerhaften Nachrichten verhindert wird.

Bei einer Ausführungsform eines bipolaren Empfängers mit einzelnen Schaltungselementen wird eine symmetrische Eingangsstufe verwendet, deren gegenüberliegende Hälften identische Schaltungselemente aufweisen und wobei die Eingangsstufe so wirkt, daß sie ein Eingangssignal an eine gemeinsame Ausgangs-

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stufe abgibt. Die Ausgangsstufe wandelt ein positives Eingangssignal in ein erstes Ausgangssignal positiver Polarität oder ein negatives Eingangssignal in ein zweites Ausgangssignal positiver Polarität um. In der Eingangsstufe sind. Widerstandsschaltungen mit zwei Präzisionswiderständen oder mehrere Dioden in jeder der gegenüberliegenden Hälften dieser Stufe vorgesehen, damit eine Eingangsschaltung mit zwei Schwellwerten entsteht, die einen positiven und einen negativen Schwellwert aufweist, der überschritten werden muß, bevor die Eingangsstufe anspricht und Signale abgibt, die eine Änderung der Polarität anzeigen.

Bei der bekannten Anordnung ist auch ein Vorspannungsfilter zwischen der Eingangsstufe und der Ausgangsstufe vorgesehen, mit dem ein Kondensator und eine Vorspannungsquelle verbunden sind. Das Vorspannungsfilter stellt einen bestimmten Spannungswert ein, der dazu notwendig ist, ein bekanntes Ausgangssignal vorzusehen, wenn kein Eingangssignal anliegt, und der Kondensator erzeugt eine bestimmte Anstiegssteigung und eine bestimmte Abfallsteigung für die 'Vorderflanke und die Hinterflanke des Ausgangssignals. Zwischen den Eingangssignalen kann sich der Kondensator auf einen unbestimmten Signalwert aufladen, was davon abhängt, wann die nächste Polaritätsänderung in dem Eingangssignal auftritt, wodurch sich unbestimmte und nichtsteuerbare Verzögerungszeiten zwischen Änderungen der Eingangspolarität und der Ansprechzeit der Ausgangsstufe ergeben.

Demnach haben die bekannten bipolaren Empfängerschaltungen den Nachteil, daß sie nur aus einzelnen Schaltungselementen hergestellt werden können, wodurch sie eine beträchtliche Größe, '" einen großen Leistungsbedarf, ein großes Gewicht und hohe Kosten pro Einheit aufweisen, und sie haben auch den Nachteil, daß die Zeitverzögerung unbestimmt ist, wenn ungleiche Zeiten zwischen Polaritätsänderungen des Eingangssignals und Änderungen in der Schaltung auftreten. Ferner werden bei den bekannten Schaltungsanordnungen Kondensatoren und Präzisions-

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widerstände verwendet, wodurch die Schaltungsanordnung mit den einzelnen Schaltungselementen sich nicht zur Herstellung nach einem Verfahren für integrierte Schaltungen eignet, da es bei solchen Verfahren nicht möglich ist, Kondensatoren herzustellen und die kleinen Abmessungen beizubehalten oder Präzisionswiderstände herzustellen und eine Fertigung in großer Serie zu ermöglichen.

Bei der Herstellung von mit großer Geschwindigkeit arbeitenden Schaltungsanordnungen zur Übertragung von Nachrichten und bei den heutigen Datenverarbeitungseinrichtungen in integrierter Form ist es erwünscht, daß die Schaltungsanordnungen zur Übertragung der Nachrichten nach einem integrierten Verfahren hergestellt werden können und daß sich die Verzögerungszeiten der Schaltung genau steuern lassen, damit ein Verlust von aufgenommener Nachricht verhindert wird und Nachrichten mit hohen Geschwindigkeiten genau aufgenommen werden können.

Gemäß der Erfindung läßt sich dies bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art dadurch erreichen, daß die Eingangsstufe auf Signale einer ersten und einer entgegengesetzten Polarität durch Erzeugung eines ersten und eines zweiten Stromsignals anspricht, daß das Vorspannungsfilter aus den Stromsignalen Spannungssignale erzeugt, daß mit der Eingangsstufe eine Spannungsbegrenzerschaltung verbunden ist, deren Eingang das Spannungssignal zugeführt wird und an deren Ausgang während aufeinanderfolgender Zeitintervalle ein"begrenztes Signal erzeugt wird, das die Anstiegssteigung, einen Begrenzungswert einer ersten Polarität, die Abfallsteigung und einen Begrenzungswert von entgegengesetzter Polarität aufweist, daß eine Zwischenstufe mit der Spannungsbegrenzerschaltung verbunden ist, die das begrenzte Signal aufnimmt und die bei einem Ansprechwert einer ersten und einer entgegengesetzten Polarität dadurch anspricht, daß sie ein erstes und ein zweites Auswertsignal abgibt, daß die Begrenzungswerte der Begrenzerschaltung größer sind als die Ansprechwerte, um eine Verzögerungszeit zwischen den Begrenzungswerten und den Ansprechwerten zu steuern,

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und daß die Ausgangsstufe mit der Zwischenstufe derart verbunden ist, daß sie die ersten und die zweiten Ausgangssignale aufnimmt und entsprechende Ausgangssignale abgibt.

Gemäß der Erfindung ist also eine bipolare Empfängerschaltung vorgesehen, die sich zur Herstellung nach' einem Verfahren zur Herstellung integrierter Schaltungen eignet und mit der sich die Verzögerungszeiten genau steuern lassen. Dies wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß eine Begrenzerschaltung zwischen der Eingangsstufe und der Ausgangsstufe vorgesehen ist. Die Begrenzerschaltung begrenzt den Steuersignalwert eines Signals, welches von der Eingangsstufe abgegeben wird, auf einen Begrenzungswert, der nur gering größer ist als der Ansprechwert zur Betätigung einer Zwischenstufe und zwar für beide Polaritäten eines Eingangssignals, wodurch sich die Verzögerungszeit zur Schaltungsbetätigung und die Ansprechempfindlichkeit genau steuern lassen, weil die Steuersignalwerte innerhalb bestimmter Grenzen gehalten werden.

Gemäß der Erfindung ist eine bipolare Empfängerschaltung vorgesehen, die sich insbesondere für die Herstellung als monolithische integrierte Schaltungsanordnung eignet, weil sie nur Halbleiterschaltungselemente und V/iderstände aufweist, und die dementsprechend eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit und eine gute Rauschunempfindlichkeit aufweist. Die Rauschunempfindlichkeit läßt sich nach zwei Verfahren erreichen, indem einmal eine Eingangsstufe mit zwei Schwellwerten vorgesehen ist,, bei der Schwellwertdioden verwendet werden, und daß ferner eine Begrenzervorrichtung vorgesehen ist, mit der die Verzögerungszeit steuerbar ist, wodurch auch Rauschimpulse unterdrückt werden. Die Schaltungsanordnung weist die erforderlichen Äquivalente für Schaltungsanordnungen mit diskreten Schaltungselementen auf, dadurch daß NPN- und PNP-Transistoren jedoch keine Kondensatoren und Präzisionswiderstände verwendet werden. Es ist auch ein weiteres Ziel,welches bei Verfahren zur Herstellung von monolithischen Schaltungen vorliegt, dadurch erreicht,

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daß ivundensatoren so weit wie möglich v/eggelassen sind, da Kondensatoren auch die Geschwindigkeit vermindern, Instabilitäten hervorrufen und eine zuverlässige Arbeitsweise über lange Zeit verhindern. Dementsprechend ergibt sich gegenüber bipolaren Empfängern mit diskreten Schaltungselementen ein verbessertes Ansprechen und eine größere Zuverlässigkeit.

Es ist demnach Ziel der Erfindung einen verbesserten bipolaren Empfänger vorzusehen, der sich nach einem Verfahren zur Herstellung von integrierten Schaltungen herstellen läßt.

Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung einen bipolaren Empfänger zu schaffen, mit dem.sich eine genauere Steuerung der Verzögerungszeiten zwischen dem empfangenen Eingangssignal und dem Ausgangssignal ergibt.

Eine Ausführungsform der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beispielshalber beschrieben. Dabei zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines bipolaren Empfängers gemäß der Erfindung und

Fig. 2 ein Diagramm von Signalkurven in der Zwischenstufe der Schaltungsanordnung bei genauer Steuerung der Verzögerungszeit des bipolaren Empfängers.

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In Fig. 1 ist ein Schaltbild eines bipolaren Empfängers dargestellt, der zur Herstellung nach einem Verfahren für integrierte Schaltungen geeignet ist, und der eine Eingangsstufe .aufweist, die eine Eingangsklemme hat, über welche bipolare Eingangssignale zugeführt werden, und die ferner Eingangstransistoren 12 und 14, einen Umkehrtransistor 16, einen Verstärkertransistor 18 und einen Schalttransistor 20 enthält, der eine Zwischenstufe aufweist, die zwei am Emitter verbundene Transistoren 22 und 24, einen Invertertransistor 26 und einen Verstärkertransistor 28 enthält, und der eine Ausgangsstufe aufweist, die einen Ausgangstransistor 32 und eine Ausgangsklemme 50 enthält, an der die monopolaren Ausgangssignale anliegen. Der bipolare Empfänger enthält ferner Schwellwertdioden 34 und 35, Klemmdioden 36 und¹37 und einen Vorspannungsfilter, der durch einen Widerstand 38 und eine Anschlußklemme 40 gebildet ist.

Als Transistoren 12, 18, 20, 22, 24, 28 und 32 werden bekannte NPN-Transistoren und als Transistoren 14, 16 und 26 werden bekannte PNP-Transistoren verwendet. Bei PNP- und NPN-Transistoren ist der Basis-Kollektor-Übergang positiv vorgespannt, wenn eine negative Spannung dem N-leitenden Halbleiterwerkstoff und eine positive Spannung dem danebenliegenden P-leitenden Halbleiterwerkstoff zugeführt wird. Ein Transistor befindet sich dann im leitenden Zustand, wenn der Basis-Emitter-Übergang in Durchlaßrichtung und der Basis-Kollektor-Übergang in Sperrichtung vorgespannt ist. Ein Übergang ist dann in Sperrichtung vorgespannt, wenn eine negative Spannung dem P-leitenden Halbleiterwerkstoff und eine positive Spannung dem danebenliegenden N-leitenden Halbleiterwerkstoff· c zugeführt ist. Wenn sowohl der Basis-Emitter-Übergang als auch der Basis-Kollektor-Übergang in Sperrichtung vorgespannt sind, dann ist der Transistor nichtleitend.

Die Transistoren 22 und 24 bilden eine bekannte Stromübernahmeschaltung einer Ausführungsform, bei der die Emitter

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miteinander verbunden sind, die wie ein Differentialverstärker mit normalem Stromübernahmebetrieb arbeitet. Die Kombination der Transistoren 16 und 18 und die Kombination der Transistoren 26 und 28 bilden jeweils ein sog. "Doublet", wobei die Transistoren 16 und 26 beispielsweise later^ale PNP-Transistören sein können, wie sie von H. C. Lin et al in dem Aufsatz "Lateral Complementary Transistor Structure for Simultaneous Fabrication of Functional Blocks" in Proceedings of IEEE, Vol. 52, December, 1964 (Seiten 1491 1495) beschrieben sind. Das Doublet ist besonders einfach als integrierte Schaltung auszuführen, und es ist äquivalent einem PNP-Transistor mit einer bestimmten Verstärkung, der als diskretes Bauelement ausgebildet ist. Bei der Herstellung ■ von integrierten Schaltungen ist es verhältnismäßig einfach einen PNP-Transistor herzustellen, der eine Signalumkehrung bei kleiner Verstärkung bewirkt, und dann die notwendige Verstärkung mit Hilfe eines NPN-Transistors vorzusehen, wodurch sich eine hohe Verstärkung und eine Signalumkehr in einem kleinen Raum eines integrierten Schaltungsplättchens erzeugen läßt. Wie man in Fig. 1 sieht, ist der Kollektor des einen Transistors mit dem Emitter des anderen Transistors zu einem ' Doublet verbunden.

Die Arbeitsweise des gesamten bipolaren Empfängers wird nun | an Hand von'Fig. 1 beschrieben. Wenn man einmal annimmt, daß ein Eingangssignal, welches wechselnde Polarität aufweist und welches der Eingangsklemme 10 zugeführt wird, über einen Widerstand 11 der Basis 13 und 15 der Eingangstransistoren 12 bzw. 14 zugeleitet wird, und wenn dieses Signal ein geeignetes" Potential von ί 3 V aufweist, dann werden die Basis-Emitter-Ubergänge der Transistoren 12 und 14 wahlweise in Durchlaßrichtung vorgespannt. Der Transistor 12 wird bei einem positiv gepolten Eingangssignal leitend, und der Transistor 14 wird bei einem negativ gepolten Eingangssignal leitend. Durch die Schwellwertdioden 34 und 35 und die Emitter-Basis-Eigenschaften der Transistoren 12 und 14 läßt sich ein

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geeigneter Schwellwertzustand einstellen,'wodurch minimale positive und negative Potentiale festgelegt sind, bei denen die Transistoren 12 und 14 leitend werden.

Wenn der Transistor 12 durch ein positives Signal an seiner Basiselektrode leitend wird, dann ist die Schwellwertdiode 34 in Durchlaßrichtung vorgespannt, wodurch ein erstes Steuersignal entsteht, welches ein negatives Potential an der Basiselektrode des Transistors 16 gegenüber dem Potential seiner Emitterelektrode bildet, wodurch der Transistor 16 leitend wird. Es wird dann ein positives Potential über den Emitter-Kollektor-Übergang des Transistors 16 und ein Strombegrenzungswiderstand 17 zugeführt, welches der Klemme 19 von einer Spannungsquelle zugeführt wird, die beispielsweise ein Potential von + 5 V aufweist. Das positive Potential liegt dann an der Basis des Transistors 18 an. Der Transistor 18 wird dadurch leitend, so daß ein erstes Stromsignal an der Verbindungsstelle A auftritt, wodurch ein Strom I₁ über den Strombegrenzungswiderstand 17 und den Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 18 in der eingezeichneten Richtung zu der Verbindungsstelle A fließt.

Wenn der Basiselektrode 15 des Transistors 14 ein negatives Potential zugeführt wird, dann wird der Transistor 14 entsprechend leitend, dadurch daß der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 14 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, so daß der Basiselektrode des Transistors 20 ein relativ positives zweites Steuersignal vom Massepotential über die in Durchlaßrichtung vorgespannte Schwellwertdiode 35 zugeführt wird. Der Transistor wird durch das relativ positive Signal an der Basiselektrode leitend, wenn ein geeignetes negatives Potential beispielsweise von -5 V einer Anschlußklemme 21 zugeführt wird. Die Spannung von -5 V kann von einer geeigneten Spannungsquelle zugeführt werden, die an der Verbindungsstelle A ein geeignetes Stromsignal erzeugt, indem ein Strom I₂ in der eingezeichneten Richtung von der Verbindungsstelle A über einen Strombegrenzungswiderstand 23 fließt.

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Ableitwiderstände 42 und 43 kompensieren Temperaturänderungen , die einen Einfluß auf den Transistor 20 oder die Kombination der Transistoren 16 und 18 haben können. Die Schwellwertdioden 34 und 35 sind zwischen die Emitterelektroden der Transistoren 12 und 14 geschaltet und ermöglichen zwei Schwellwerte der oben beschriebenen Art. Die Diode 34 spannt der Transistor 12 so vor, daß ein bestimmtes positives Potential erforderlich ist, um den Transistor 12 leitend zu machen, und die Diode 35 spannt den Transistor 14 so vor, daß entsprechend ein bestimmtes negatives Potential erforderlich ist, um den Transistor 14 leitend zu machen.

Die Verbindungsstelle A der Zwischenstufe befindet sich auf einem positiven Potential, wenn ein positiv gepoltes Eingangssignal vorliegt, und sie befindet sich auf einem negativen Potential, wenn ein negatives Eingangssignal als Folge eines Stromes anliegt, der durch die Eingangsstufe in der oben beschriebenen Weise erzeugt wird. Wenn dem Transistor ein Basiselektrodenpotential von einem ersten Schwellwert zugeführt wird, welches gegenüber seiner Emitterelektrode positiv ist und welches einem positiven Eingangssignal entspricht, dann wird der Transistor 22 dadurch leitend, daß der Emitter-Basis-Übergang in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, wodurch ein Strom durch einen Widerstand 25 fließt. Die Transistoren 22 und 24 sind zu einem Differentialverstärker zusammengeschaltet, der derart arbeitet, daß sich der eine der Transistoren 22 und 24 im leitenden Zustand befindet, während sich der andere im nichtleitenden Zustand befindet. Der Grad der Leitfähigkeit der Transistoren 22 oder 24 wird durch eine Spannung bestimmt, die an einem gemeinsamen Emitterwiderstand 25 auftritt. Wenn sich der Transistor 22 im leitenden Zustand befindet, dann wird die Emitterspannung des Transistors 24 positiv oder beispielsweise +5 V, so daß der Widerstand 24 nichtleitend wird. Wenn der Transistor 24 nichtleitend ist, dann bildet sich an der Basiselektrode des

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Transistors 26 eine erste Verstärkerspannung aus, die beispielsweise +5 V ist, wodurch der Transistor 26 nichtleitend wird, wodurch wiederum der Transistor 28 nichtleitend wird, so daß ein erstes Auswertsignal mit negativem Potential an der Verbindungsstelle B auftritt.

Wenn entsprechend das Potential an der Verbindungsstelle A auf ein negatives Eingangssignal hin negativer wird, bis es einen Ansprechwert entgegengesetzter Polarität erreicht, dann wird die Basiselektrode des Transistors 22 gegenüber ihrer Emitterelektrode negativ, so daß der Transistor 22 nichtleitend und der Transistor 24 leitend wird. Wenn der Transistor 24 stark leitend ist, dann liegt an der Basiselektrode des Transistors 26 ein zweites negatives Verstärkersignal an, welches den Transistor 26 leitend macht, so daß ein Auswertsignal entsteht, welches ein Signal mit einem positiven Potential an der Verbindungsstelle B hervorruft, welches einem negativen Eingangssignal an der Eingangsklemme 1O.entspricht.

Der Stromweg von der Emitterelektrode des Transistors 28 über Widerstände 45 und 46 zur Basiselektrode des Transistors 24 bildet eine positive Rückkopplung, die zu einer Schnappwirkung des Transistors 24 führt, da die Transistoren 24, 26, 28 und der Rückkopplungspfad als Schmitt-Trigger wirken. Der positive Rückkopplungspfad dient dazu, die Ubergangsgeschwindigkeit zu erhöhen, wenn der Transistor 24 leitend oder nichtleitend gemacht wird. Dies führt zu einer Erhöhung der Übergangsgeschwindigkeit bei Potentialänderungen der Auswertsignale.

Die Klemmdioden 36 und 37» die mit der Zwischenstufe an der Verbindungsstelle A oder mit der Basiselektrode des Transistors 22 verbunden sind, begrenzen die maximalen positiven Schwellwertabweichungen einer ersten Polarität oder die negativen Schwellwertabweichungen einer entgegengesetzten Po-

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larität des Schwellwertsignals an der Basiselektrode des Transistors 22, damit eine genaue Steuerung der Verzögerungszeit, wie es weiter unten noch beschrieben ist, möglich ist. Die genaue Steuerung der Verzögerungszeit vermindert das Rauschen in einer Weise*, wie es weiter unten in Einzelheiten noch beschrieben ist.

Mit der Verbindungsstelle A ist ein Vorspannungsfilter verbunden, der aus dem V/iderstand 38 und der Anschlußklemme 40 besteht, an die eine äußere Vorspannung einer bestimmten Polarität angelegt werden kann. Das äußere Vorspannungssignal wird dazu verwendet, ein bekanntes Potential oder ein bekanntes Spannungssignal an der Basiselektrode des Transistors 22 " vorzusehen, wenn keine bipolaren Signale an der Eingangsklemme vorliegen, wodurch es einfacher ist, an dem bipolaren Empfänger ein bekanntes Ausgangssignal vorzusehen, wenn keine Eingangssignale verwendet werden und wenn Anwendungen, die für die Erfindung nicht wesentlich sind, vorgesehen werden sollen.

Mit der Anschlußklemme 40 ist ein äußerer Filterkondensator 41 verbunden, der zur Erzeugung einer Spannung dient, durch die das Potential an der Basiselektrode des Transistors 22 eine bestimmte Anstiegs- und Abfallsteigung aufweist. Die Anstiegs- und AbfallSteigung des Potentials an der Basiselek- | trode des Transistors 22 bewirkt eine Verzögerungszeit, bevor der Transistor 22 leitend oder nichtleitend wird. Die sich ergebende Verzögerungszeit dient dazu, kurze Rauschsignalstöße oder ungewöhnliche Signale zu verhindern, die unerwünschte Ausgangssignale erzeugen und ein ungenaues Erkennen von Signalen, so wie es weiter unten noch beschrieben ist, hervorrufen können.

Die Auswertsignale an der Verbindungsstelle B, die von der Zwischenstufe abgegeben werden, werden der Basiselektrode des Ausgangstransistors 32 der Ausgangsstufe zugeführt. Wenn

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ein negatives Auswertsignal vorhanden ist, dann wird der Transistor 32 nichtleitend gemacht, so daß ein positives erstes Ausgangssignal an einer Ausgangsklemme 50 entsteht, wie es durch eine positive Spannungsquelle von beispielsweise +5 V über einen Ausgangswerteinstellwiderstand 48 bestimmt ist. Das erste Ausgangssignal kann beispielsweise ein Potential von etwa +5 V aufweisen. Y/enn ein positives Auswertsignal vorhanden ist, dann wird der Transistor 32 leitend, so daß ein niedrigeres positives zweites Ausgangssignal, welches beispielsweise ein Potential von etwa-iO,2V haben kann, entsteht, da der Transistor 32 im leitenden Zustand einen geringeren Spannungsabfall an seinem Kollektor-Emitter-Übergang aufweist. Dementsprechend sind das erste und das zv/eite Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 50 Signale unterschiedlichen Potentials gleicher Polarität, was davon abhängt, ob das Eingangssignal positive oder negative Polarität aufweist.

Eine genaue Steuerung der Verzögerungszeiten zwischen dem Empfang eines Eingangssignals und dem Ansprechen zur Abgabe eines Ausgangssignals des bipolaren Empfängers nach Fig. 1 läßt sich dadurch erreichen, daß eine Klemmdiodenanordnung mit den Dioden 36 und 37 mit der Zwischenstufe verbunden wird. Die Wirkungsweise der Klemmdioden 36 und 37 wird an Hand von Fig. 2 erklärt, in der eine begrenzte Signalkurve an der Verbindungsstelle A oder an der Basis des Transistors 22 dargestellt ist.

In Fig. 2 stellt die Kurve, die durch eine durchgehende Linie dargestellt ist, ein begrenztes Signal dar, welches der Basiselektrode des Transistors 22 zugeführt wird, wenn der Kondensator 41 mit der Anschlußklemme 40 zur Filterung, so wie es oben beschrieben ist, verbunden ist. Wenn entsprechend wie bei der durchgezogenen Kurve ein Eingangssignal positiver Polarität vorhanden ist, dann wird sich der Filterkondensator, der mit der Anschlußklemme 40 verbunden ist, auf ein positi-

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ves Potential oder einen Ansprechwert einer ersten Polarität aufladen, wie er an der Stelle D dargestellt ist und der beispielsweise 0,5 V sein kann, wobei zu diesem Zeitpunkt der Transistor 22 wesentlich mehr leitend wird. Bei Erreichen eines Potentials oder eines Begrenzungswerts einer ersten Polarität, der an der Stelle F dargestellt ist und beispielsweise +0,6 V betragen kann, wird die Klemmdiode 37 in Durchlaßrichtung leitend, so daß das Potential, das der Basiselektrode des Transistors 22 zugeführt wird, auf einem Wert gehalten wird, der dem Spannungsabfall an der Diode entspricht und der beispielsweise +0,6. V ist. g

Wenn die nächste Polaritätsumkehr des Eingangssignals auftritt, wie sie an der Stelle G dargestellt ist, dann beginnt sich der Kondensator zu entladen, und er wird zu entgegengesetzter Polarität aufgeladen, bis er auf einen Wert entgegengesetzter Polarität von etwa -0,5 V entladen ist, wie es an der Stelle H dargestellt ist, wodurch der Transistor 22 weniger leitend wird und der Transistor 24 erheblich mehr leitend wird. Wenn der Kondensator sich bis auf einen Begrenzungswert entgegengesetzter Polarität oder auf ein Potential von -0,6 V entladen hat, dann wird die Diode 36 in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Wert des Signales an der Verbindungsstelle A oder der Basis des Transistors 22 auf ein Potential von " ä -0,6 V begrenzt wird·, wie es an der Stelle I dargestellt ist.

Als Folge der Begrenzungswirkung der Klemmdioden 36 und 37 werden die Potentiale der Signale, die der Basis des Transistors 22 zugeführt werden, auf einem begrenzten Wert einer ersten Polarität von +0,6 V gehalten, wenn ein Eingangssignalübergang positiver Polarität erfolgt ist, und sie werden auf einem Begrenzungswert entgegengesetzter Polarität von -0,6 V gehalten, wenn ein Signalübergang zu negativem Potential erfolgt ist. Die sich ergebende Verzögerungszeit zwischen den Stellen G und H, von denen die erste einen Begrenzungswert und die zweite einen Ansprechwert entgegengesetzter Polari-

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tat darstellt, wird deshalb durch die Klemmdioden 36 und gesteuert. Die Verzögerungszeit zwischen dem Zeitpunkt der Änderung eines Eingangssignals, die zu dem Zeitpunkt G auftritt und dem Zeitpunkt, zu dem sich der leitende Zustand des Transistors 22 ändert, und zwar im wesentlichen zu dem Zeitpunkt H, ist gegeben durch die Zeit, in der sich der Kondensator von dem Begrenzungswert von +0,6 V auf den Ansprechwert entgegengesetzter Polarität von -0,5 V entlädt, bei dem erst eine wesentliche Änderung der Leitfähigkeit des Transistors 22 auftritt.

Die gestrichelte Kurve in Fig. 2 stellt das Potential an der Basis des Transistors 22 bei einer Anordnung dar, bei der

Klemmdioden nicht verwendet werden und bei der sich der Kondensator während des Zeitabschnitts, währenddessen ein Signal positiver Polarität zugeführt wird, weiter aufladen kann. Wenn man einmal annimmt, daß ein Eingangssignal negativer Polarität zu der Zeit G, die in der in gestrichelten Liniendargestellten Kurve dargestellt ist, auftritt, dann kann man die Zeit, die erforderlich ist, um den Kondensator auf ein Potential von -0,5 V zur Steuerung des Zustands des Transistors 22 zu entladen, als Zeitpunkt H¹ einzeichnen. Wie man in Fig. 2 erkennt, ist die sich ergebende Verzögerungszeit deshalb vergrößert.

Durch Änderung der Schaltungselemente und der Potentiale während des Betriebszustands ist es unmöglich festzustellen, bei welchem Wert der Kondensator vollständig geladen ist, und folglich kann sich die Zeit zum verzögerten Ansprechen der Schaltung beträchtlich ändern, bevor die nächste Polaritätsänderung des Eingangssignals auftritt. Damit ist die Verzögerungszeit nicht bestimmbar, wie es durch die Kurvenpunkte G" und H" dargestellt ist. Wie man in Fig. 2 erkennt, erfordert bei größerer Kondensatorspannung die Entladungsgeschwindigkeit des Kondensators, die konstant ist, wie es

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durch die Steigung, der Kurve in Fig. 2dargestellt ist, eine entsprechend größere Entladungszeit, bis der Kondensator sich auf einen Steuerwert für den Transistor 22 von -0,5 V entladen hat.

Durch eine genaue Steuerung der Verzögerungszeit läßt sich eine Unterdrückung von Rauschimpulsen vermeiden. Wenn man einmal im Hinblick auf Fig. 2 annimmt, daß ein Rauschimpuls eine Dauer hat, die geringer ist als die vorhandene Verzögerungszeit, dann wird der Ansprechwert der Zwischenstufe, der entweder durch die Stelle D oder die Stelle H gegeben ist, nicht erreicht, und es wird die Schaltung gar nicht ansprechen, wodurch der Rauschimpuls nicht übertragen wird. Da die Kondensatorladung von den Klemmdioden derart gesteuert wird, . daß sie einen bestimmten Wert aufweist, kann gemäß Fig. 1 ein Kondensator 41 mit einer Kapazität, die größer ist als für den Begrenzungswert, verwendet werden, so daß die Anstiegs- und Abfallsteigung eingestellt wird, wodurch wiederum die Verzögerungszeit derart verändert wird, daß Rauschimpulse, die eine Dauer nahe bei der Dauer der Datenimpulse haben, zurückgewiesen werden können. Wenn eine genaue Steuerung der Verzögerungszeit nicht vorgesehen ist, dann ist es notwendig, Kondensatoren mit geringen Kapazitäten zu verwenden, um außergewöhnlich lange Verzögerungszeiten jedesmal dann zu verhindern, g wenn über lange Zeitabschnitte keine Änderung der Polarität auftritt.

Die Schaltungsanordnung für einen bipolaren Empfänger in integrierter Bauweise, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, weist keine Kondensatoren und Präzisionswiderstände auf, da diese nach Verfahren zur Herstellung integrierter Schaltungen nur schwierig herzustellen sind, wobei die Schaltungsanordnung Jedoch immer noch die wesentlichen Merkmale der Vorspannung und der Filterung enthält. Von der Eingangsstufe wird ein Eingangssignal mit zwei Schwellwerten durch die Verwendung von Schwellwertdioden 34 und 35 abgegeben, ohne daß Präzi-

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sionswiderstände oder viele Dioden in den symmetrischen Hälften der Schaltung verwendet werden müssen, weil die Bezugsschwellwertdioden in den Emitterschaltkreis und nicht in die Eingangssignalwege zwischen,einer Basis- und der Kollektorelektrode des Eingangstransistors gelegt sind. Ferner wird durch eine positive Rückkopplung in der Zwischenstufe eine Erhöhung der Übergangsgeschwindigkeit bei Änderungen der Spannungswerte des Ausgangssignals erreicht.

Aus der obigen Beschreibung ergibt sich, daß man eine Verbesserung in der Steuerung der Schaltungsansprechempfindlichkeit und der Genauigkeit des Ansprechens ebenso wie eine Serienfertigung dadurch erreichen, kann, daß man die beschriebene Schaltung nach einem Herstellungsverfahren für integrierte Schaltungen herstellt. Insbesondere führt der bipolare Empfänger gemäß der Erfindung von selbst zu einem Aufbau als integrierte Schaltung:

Wenn auch das Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung mit einer speziellen Polarität beschrieben wurde, so ist es jedoch möglich, daß sich ähnliche Eigenschaften eines bipolaren Empfängers dadurch erreichen lassen, daß man die gleiche Schaltungsanordnung verwendet, jedoch die Polarität in der gesamten Schaltung verändert, dadurch daß man beispielsweise die Transistoren in Transistoren entgegengesetzten Leitungstyps umwandelt, beispielsweise PNP-Transistoren in NPN-Transistoren und NPN-Transistoren in PNP-Transistoren.

Gemäß der Erfindung ist also ein neuer und verbesserter bipolarer Empfänger vorgesehen, der sich zur Herstellung nach einem Verfahren für integrierte Schaltungen herstellen läßt, bei dem sich eine genauere Steuerung der Verzögerung gegenüber den bekannten Anordnungen erreichen läßt. Dementsprechend ergeben sich Vorteile aus der Größe,'dem Leistungsbedarf, den geringen Kosten und der verbesserten Arbeitsweise.

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Venn auch die Merkmale der Erfindung an Hand eines Ausführungsbeispiels dargestellt worden sind, so lassen sich doch viele Abwandlungen des Aufbaus, der Anordnung, der Verhältnisse, der speziellen Bauelemente, der Werkstoffe und Schaltungselemente ermöglichen, und andererseits sind Schaltung sanordnungen möglich, die besonderen Umweltbedingungen
und Betriebserfordernissen angepaßt sind, ohne daß dabei der Bereich der Erfindung verlassen werden muß.

Claims (6)

1. Patentansprüche

   (Λ),Schaltungsanordnung zur Umformung bipolarer Eingangssignale .in unipolare Signale bei der Übertragung von Nachrichten mit einer die bipolaren Signale aufnehmenden Eingangsstufe, mit einem mit der Eingangsstufe verbundenen Vorspannungsfilter, der einen Kondensator aufweist, durch'den eine bestimmte Anstiegs- und eine bestimmte Abfallsteigung i^ Ausgangssignal erzeugt wird, wenn die Eingangssignale ihre Polarität ändern und mit einer Ausgangsstufe, die bei EingangsSignalen verschiedener Polarität Ausgangssignale mit verschiedenen Spannungswerten gleicher Polarität abgibt, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufe (12, 14, 16, 18, 20 usw.) auf Signale einer ersten und einer entgegengesetzten Polarität durch Erzeugung eines ersten und eines zweiten Stromsignals anspricht, daß das Vorspannungsfilter (38, 40, 41) aus den Stromsignalen Spannungssignale erzeugt, daß mit der Eingangsstufe eine Spannungsbegrenzerschaltung (36,37) verbunden ist, deren Eingang das Spannungssignal zugeführt wird und an deren Ausgang während aufeinanderfolgender Zeitintervalle ein begrenztes Signal erzeugt wird, daß die Anstiegssteigung, einen Begrenzungswert einer ersten Polarität, die Abfallsteigung und einen Begrenzungswert von entgegengesetzter Polarität aufweist, daß eine Zwischenstufe (22, 24, 26, 28 usw.) mit der Spannungsbegrenzerschaltung (36,37) verbunden ist, die das begrenzte Signal aufnimmt und die bei einem Ansprechwert einer ersten und einer entgegengesetzten Polarität dadurch anspricht, daß sie ein erstes und ein zweites Auswertsignal abgibt, daß die Begrenzungswerte der Begrenzerschaltung (36,37) größer sind als die Ansprechwerte, um eine Verzögerungszeit zwischen den Begrenzungswerten und den Ansprechwerten zu steuern, und daß die Ausgangsstufe (32; usw.) mit der Zwischenstufe (22, 24, 26, 28; usw.) derart verbunden ist, daß sie die ersteiund die zweiten Ausgangssignale aufnimmt und entsprechende Ausgangssignale abgibt.

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2. 2.·Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungsbegrenzerschaltung zwei entgegengesetzt gepolte Klemmdioden (36 bzw. 37) aufweist, die zwischen die.Eingangsstufe und ein Begrenzungspotential geschaltet sind.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, insbesondere zur Herstellung als integrierte Schaltung, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufe (12, 14, 16, 18, 20; usw.) zwei Eingangstransistoren (12, 14), einen Umkehrungstransistor (16), einen ersten Verstärkungstransistor (18) und einen Schalttransistör (20) aufweist, daß die Basiselektroden (13 bzw. 15) der beiden Eingangstransistoren (12 bzw. 14) zur gleichzeitigen Aufnahme von bipolaren Signalen parallelgeschaltet sind, daß durch die Signale der ersten und der entgegengesetzten Polarität an den Kollektorelektroden der Transistoren (12, 14) erste und zweite Steuersignale entstehen, daß die Basiselektrode des Umkehrungstransistors (16) mit der Kollektorelektrode des ersten Transistors (12) verbunden ist, daß der an den Umkehrungstransistor angeschlossene Verstärkungstransistor (18) ein erstes von einer ersten Spannungsquelle (19) erzeugtes Stromsignal abgibt, und daß der Schalttransistor (20) auf das zweite Steuersignal ein von einer zweiten Spannungsquelle (21) erzeugtes zweites Stromsignal abgibt, daß die Zwischenstufe (22, 24, 26, 28; usw.) zwei am Emitter miteinander verbundene Transistoren (22,24) enthält, die einen Differentialverstärker bilden, ferner einen zweiten Umkehrungstransistor (26) und einen zweiten Verstärkungstransistor (28), daß die Basis der ersten der am Emitter miteinander verbundenen Transistoren (22,24) mit der Begrenzerschaltung (36,37) verbunden ist und daß der erste Transistor (22) auf die Signale verschiedener Polarität derart anspricht, daß der zweite Transistor (24) zur Erzeugung erster und zweiter Verstärkungssignale an seinem Kollektor in den leitenden und den nichtleitenden Zustand geschaltet wird, daß die Basiselektrode des zweiten Umkehrungs-

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   transistors (26) mit der Kollektorelektrode des zweiten (24) der am Emitter miteinander verbundenen Transistoren (22,24) verbunden ist und an der Basiselektrode des zweiten Verstärkungstransistors (28) ein erstes und ein zweites invertiertes Signal erzeugt, daß der zweite Verstärkungstransistor (28) aus dem ersten und dem zweiten invertierten Signal ein erstes und ein zweites Auswertsignal bildet, und daß die Ausgangsstufe (32; usw.) einen Ausgangstransistor (32) aufweist, „ dessen Basiselektrode mit der Zwischenstufe zur Aufnahme des ersten und des zweiten Auswertsignals verbunden ist (B).
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß eine zwei Schwellwerte bildende Schwellwertschaltung zwei Dioden (34,35) aufweist, die jeweils zwischen einer Emitterelektrode der Eingangstransistoren (12,14) und ein Bezugspotential geschaltet sind, daß die Schwellwertschaltung den ersten Eingangstransistor (12) so vorspannt, daß er leitend ist, wenn ein bipolares Signal der ersten Polarität einen bestimmten Schwellspannungswert überschreitet und daß die Schwellwertschaltung den zweiten Eingangstransistor (14) so vorspannt, daß er leitend ist, wenn ein bipolares Signal entgegengesetzter Polarität einen bestimmten Schwellspannungswert überschreitet.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß eine Impedanz (45,46) zwischen die Emitterelektrode des zweiten Verstärkungstransistors (28) und die Basiselektrode des zweiten (24) der am Emitter verbundenen Transistoren (22,24) geschaltet ist, wodurch sich eine positive Rückkopplung ergibt, wobei die sich ergebende Rückkopplungsschleife von der Kollektorelektrode des zweiten (24) der am Emitter verbundenen Transistoren (22,24) über den zweiten Umkehrungstransistor (26), den zweiten Verstärkungstransistor (28) und die Impedanz (45,46) zur Basiselektrode des zweiten (24) der am Emitter verbundenen Transistoren (22,24) führt und auf die ersten und die zweiten Verstärkersignale derart anspricht, daß eine die Ubergangsgeschwindigkeit zwischen Änderungen der Ausgangssignalwerte erhöhende Schnappwirkung in dem zweiten Emitterfolgetransistor auftritt.
6. 6. Schaltungsanordnung nach, einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Eingangstransistor (12 bzw. 14) ein NPN- und ein PNP-Transistor sind, daß das Bezugspotential der Schwellwertdioden (34,35) Masse ist, daß die eine der Schwellwertdioden (34) den einen Eingangstransistor und die andere der Schwellwertdioden (35) den anderen Transistor vorspannt, daß bei dem ersten Doublet aus dem ersten Umkehrungstransistor (16) und dem ersten Verstärkungstransistor (18) die Emitterelektrode eines PNP-Transistors mit der Kollektorelektrode eines NPN-Transistors verbunden ist, daß der Schalttransistor (20) ein NPN-Transistor ist, daß das Vorspannungsfilter einen Widerstand (38) aufweist, der zwischen eine Anschlußklemme (40) und die Emitterelektrode des ersten NPN-Verstärkungstransistors und des Schalttransistors an einen Verbindungspunkt (A) geschaltet ist, daß der erste und der zweite am Emitter miteinander verbundene Transistor (22,24) NPN-Transistoren sind, daß bei dem zweiten Doublet aus Umkehrungstransistor (26) und Verstärkungstransistor (28) die Emitterelektrode eines PNP-Transistors mit der Kollektorelektrode eines NPN-Transistors verbunden ist und daß der Ausgangstransistor (32) ein NPN-Transistor ist.

   Rei/Gu

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