DE2736778A1 - Schaltung zur genauen gewinnung der synchronisationsinformation aus einem video-signal oder signalgemisch - Google Patents

Description

PATENTANWALT DIPL.-INQ. JOACHIM STRASSE HANAU · ROMERSTR. 1» · POSTrACH 7»J · TEL. (06181) (MO3/1O74O · TELEXi 418478« pal · TELEGRAMME: HANAUPATENT

TEKTRONIX, Inc.

14150 S.W. Karl Braun Drive

Beaverton, Oregon 97077

U.S.A. 12. August 1977

(8782596 US) Rb/Ml - 11 542

Schaltung zur genauen Gewinnung der Synchronisationsinformation aus einem Video-Signal oder S ! gna I gecni sch

In Fernsehsystemen, in denen nur das Basisband oder TV-Video-Signal verwendet wird, wie z. B. in Studioeinrichtungen oder dergleichen, in denen kein Bildträger (television carrier) vorhanden ist, wird ein zufriedenstellender Betrieb nur dann erzielt, wenn die Kurvenform des Video-Signals in der Amplitude nicht schwankt und nicht durch Verlust von Hochfrequenz-Komponenten, von Niederfrequenz-Komponenten, durch Zusatz von weißem Rauschen, Hinzufügung von ImpuIsrauschen, Hinzufügung von NetzfrequenzsignaI en, Tonsynchronsignalen (sound-in-syncs ), durch Stufenänderungen im DC-Pegel und durch fehlende Zeilen gestört ist. Aufgrund dieser verschiedenen Störungen, kann die Synchronisation ungenau werden und sogar verloren gehen.

Aus der US-PS 3 699 256 ist eine Schaltung bekannt, die einen vorgegebenen Pegel eines Video-Signals oder SignaIgemisens (composite signal) wahrnimmt, die insbesondere den Austastpegel eines Video-KurvenverI aufs wahrnimmt, und die ein Tiefpaßfi lter und Einrichtungen enthält, die ein gegebenes Ausgangssignal liefern, . nn das V Meo-E ί ngangss i gna I mit vorgegebenem Pegel getastet (yoied) wird, wobei diese Schaltung Rückkopplungseinrichtungen enthält, um die Amplitude oder Position des

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Kurvenverlaufs zu regeln, bis der Pegel bezüglich der Tastung auf den gewünschten Röhrenwert eingestellt ist. Diese Schaltung nimmt den SynchronisationsimpuIs trotz Amplitudenschwankungen, Verlusten von hohen Frequenzkomponenten, Verlusten von niedrigen Frequenzkomponenten und trotz der Hinzufügung von weißem Rauschen, von Impulsrauschen und von Netzfrequenz-Signalen wah r.

In Studioeinrichtungen, wie z. B. in den meisten Video-Band-Aufzeichnungsgeräten ermangelt es dem Video-Signal an einigen Zeilen während eines Teils der VertikaIintervaI Izeit und der Pegel des Video-Signals befindet sich auf dem Austastpegel (blanking level). Die aus der genannten Patentschrift bekannte Schaltung liefert dann bei Video-Band-Aufzeichnungsquellen (video tape recorders , im folgenden mit VTR bezeichnet) keinen zufriedenstellenden Betrieb, was einen Nachteil darstellt. Ferner nimmt die bekannte Schaltung, wenn ein kodiertes digitales Signal, wie z. B. Tonsynchronsignale (sound-insyncs) in das Video-Signal eingefügt wird (das Tonsynchronsignal wird mit der HörizontaIfrequenz während der Zeit der Synchronspitze eingefügt), die TonsynchronsignaI kanten als überschüssiges Synchronsignal wahr, und dies ist natürlich sehr unerwünscht.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Synchronistationsinformation, die innerhalb eines Video-SignaIs oder Signalgemischs enthalten ist, genau von dem SignaIgemisch dadurch gewonnen, daß der Pegel der Austastschulter des KurvenverI aufs gleich einer ersten Spannung gemacht wird, daß dann der Pegel der Synchronistationsspitze (sync tip level) des Kurvenverlaufs gleich einer zweiten Spannung gemacht wird, und daß die Gewinnung der Information zu einer Zeit erfolgt und gesteuert vorgenommen wird, die dem Mittenpunkt zwischen den beiden genannten Spannungen entspricht, wobei ein digitales System vei— wendet wird, um diese Enden zu erreichen. Tonsynchronsignale (sound-i n-sy iics ) werden durch eine Torschaltung ignoriert, die die Schaltung gegenüber TonsynchronsignaI - FIanken blind macht.

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Die Schaltung ist auch mit VTR's verträglich, da sie in der Abwesenheit von einem Eingangssignal zum AustastschuItei— Pegel zurückkehrt.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungs form der Erfindung wird das Fernseh-Video-EingangssignaI invertiert und durch einen Verstäi— ker mit automatischer Verstärkung verstärkt und durch einen Summations-Verstärker einem Ausgang zugeführt. Zuerst wird der AustastschuI te ι—Pegel (back porch level) durch einen Rückkopplungszweig auf einen ersten Spannungswert gebracht, wobei der Rückkopplungszweig einen getasteten AustastschuIter-Komparator, einen Summierverstärker, einen PegeIspeieher, einen Tiefpaß, einen Verstärker mit automatischer Verstärkung und einen Summations ve rstärker aufweist, der unter der Steuerung eines digitalen Systems steht. Zweitens wird die Synchronisationsspitze (sync tip) über einen se Ibst-getasteten Synchronisationsspitze-Detektor, einen zweiten Summierverstärker, ein zweites Tiefpaßfilter, den Verstärker mit automatischer Verstärkung (im folgenden AGC-Verstärker bezeichnet), und den Summierverstärker auf einen zweiten Spannungswert gebracht, die einen zweiten Rückkof.,» I ungs kre i s bilden, der unter der Steuerung desselben digitalen Systems steht. Das gewünschte Ausgangssignal wird von einem Komparator erhalten, wo es an dem optimalen Punkt, d.h. bei 50 % des Abstandes zwischen den beiden erwähnten Spannungswerten gewonnen wird.

Gemäß einer/weiteren Austührungs form der Erfindung enthält die Schaltung Einrichtungen, um das Antwortsignal auf Stufenänderungen des DC-Werts zu steuern, sie enthält Einrichtungen, um die Tonsynchronisiersignale zu ignorieren und Einrichtungen, um in der Abwesenheit vom einem Eingangssignal auf den Pegel der Austastschulter zurückzulaufen.

Zusätzlich stellt der Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung, der erfindungsgemäß verwendet wird, eine nützliche

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Verbesserung gegenüber bekannten Verstärkern mit geregelter Verstärkung dadurch dar, daß die Beziehung von Stromverstärkung des Verstärkers zur Rege I spannung der automatischen Verstärk ungsregt lung derart ist, daß die Verstärkung linear proportional zum Logarithmus der Spannung der automatischen Verstärkungsregelung (AGC-Spannung) ist. Die Bedeutung eines derartigen linearen Zusammenhangs besteht darin, daß die Antwortgeschwindigkeit des Kreises konstant ist, wodurch sich eine maximale Antwort auf Eingangsschwankungen ermöglichen läßt. Der AGC-Verstärker besitzt noch eine weitere Verbesserung gegenüber bekannten Verstärkern mit Verstärkungsregelung, da Änderungen der AGC-Spannung die DC-Potentia Ie (Gleichstrompotentiale) innerhalb des Verstärkers nicht beeinflussen, und da DC-Änderungen die Verstärkung der Schaltung nicht beeinflussen. Diese Unabhängigkeit zwischen Verstärkung und den Gleichstrombedingungen vereinfacht den Entwurf von Regelschal tungen.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltung anzugeben, die eine genaue Gewinnung der Synchronisations I ηformation ermöglicht, die in einem Fernseh-Video-SignaI vorhanden ist, wobei die Gewinnung trotz des Vorhandenseins von Amp I itudenschwankungen, Bandbreite-VerIusten, Netzfrequenzinterferenz, weißem Rauschen, ImpuIsrauschen, stufenförmigen Änderungen in den Gleichstromwerten, Tonsynchronsignalen, fen I enΊ·-¹ η Zeilen oder anderen SignaI störungen möglich ist.

Aufgabe der Erfindung ist es ferner, einen Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung zu schaffen, der eine Iogarithmisch-Iineare Beziehung zwischen AGC-Spannung und AGC-Verstärkung aufweist (Spannung der automatischen Verstärkungsregelung und automatisch geregelte Verstärkung).

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung der Zeichnung.

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Es ze igen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemSßen Scha Itung;

Fig. 2 ein vereinfachtes schematisches Diagramm

des AGC-Verstärkers der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 3 einschließlich der Fig. 3A, 3B, 3C und 3D ein schematisches Diagramm der Schaltung nach Fig. 1 und

Fig. 4 eine Darstellung des KurvenverI aufs verschiedener Kurvenformen an verschiedenen Orten, auf die bei der Erläuterung der vorliegenden Erfindung zurückgegriffen wurde.

Es wird nun auf die Figuren, insbesondere auf die Fig. 1 Bezug genommen, die in Form eines Blockschaltbildes die erfindungsgemäße Schaltung zur genauen Gewinnung der Synchronisationsinformation zeigt, die innerhalb eines Video-Signals oder SignaIgemischs vorhanden ist. Die erfindungsgemäße Schaltung enthält einen Eingang 10 zum Empfang eines Eingangssignals, wobei der Eingang 10 mit einem ersten invertierenden Eingang eines Verstärkers 12 mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC-Verstärker) verbunden ist, der einen zweiten invertierenden Eingang von einem Tiefpaßfilter 14 zugeführt erhält. Das Ausgangssignal des Verstärkers 12 wird einem ηichtiη vertierenden Eingang eines Summierverstärkers 16 zugeführt, der ferner ein invertierendes Eingangssignal von einem Hochpaßfilter 18 zugeführt erhält. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 wird gleichzeitig als eine invertierte Antwort auf das Eingangssignal auf einer gemeinsamen Ausgangs-leitung 17 den η i cht i nvert i erenden Eingängen einer Vielzahl von Komparatoren zugeführt, die einen

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125-Prozent-Komparator 20, bzw. einen 100-Prozent-Komparator 22, einen 75-Prozent-Komparator 24, einen 50-Prozent-Komparator 26 und einen O-Prozent-Komparator 28 darstel len. Die invei— tierenden Eingänge der Komparatoren 20 bis 28 sind jeweils mit einer geeigneten Referenzquelle verbunden, die durch die Buchstaben A bis E angegeben ist. Diese Quellen geeigneter Referenz können z. B. vorgegebene Operationsspannungen sein, die von einem herkömmlichen Spannungsteiler abgeleitet werden.

Das Ausgangssignal des Komparators 24 wird verwendet, um den Komparator 22 über den Auslöseeingang 30 auszulösen und um gleichzeitig damit als Takteingangssignal CCK) einem monostabilen Multivibrator 32 zugeführt zu werden, dessen Q-Ausgang der Setz-Eingang (S) eines RS-FI i p-F I ops 33 ist. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 33 ist mit dem Zeitsteuer-Sägezahn generator verbunden, dessen Ausgang über eine gemeinsame Ausgangs Ieitung 43 einer weiteren Vielzahl von Komparatoren 36, 38, 40 und zugeführt wird. Die Komparatoren 36 und 38 empfangen das Ausgangssignal vom Zeitsteuer-Sägezahngenerator 34 über nichtinvertierende Eingänge, die anderen Eingänge der Komparatoren invertieren eine geeignete Referenzquelle, die z. B. durch die Buchstaben FG dargestellt sind und an den Komparatoren anliegen; die invertierenden Eingänge der Komparatoren 40~'und 42 erhalten das Ausgangssignal vom Zeitsteuer-Sägejahngenerator 34 zugeführt, die ηichtiη vertierenden Eingänge der Komparatoren werden mit geeigneten Referenzquellen verbunden, die durch diο Buchstaben H und I angegeben sind. Die Ausgänge der Komparatoren 20 und 36 legen Eingänge eines logischen ODER-Tores 44 fest, das ein weiteres Eingangssignal von einem logischen NOR- Tor 46 erhält. Der Ausgang des ODER-Tores 44 wird verwendet, um den Komparator 28 über dessen Aus Iöse-AnschIuß 26 auszulösen, der seinerseits sein Ausgangssignal an den ersten, ηichtiη vertierenden Eingang eines Summierverstärkers 48 liefert, dessen zweiter ηichtinvertierender Eingang von einem logischen NOR-Tor 50 her-kommt. Der Summierverstärker 48 ist mit einem PegeIspeieher 52 versehen, dessen Ausgang über die Filter 14 und

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den Verstärkern 12 bzw. 16 zugeführt wird. Der Ausgang des
Komparators 22 ist mit dem ersten ηichtiη vertierenden Eingang eines zweiten Summierverstärkers 54 verkoppelt, dessen
zweiter ηichtiη vertierender Eingang von einem logischen ODER-Tor 56 her-kommt. Der Ausgang des Summierverstärkers 54 wird
über ein zweites Tiefpaßfilter 58 an den Regeleingang 13 als
Verstärkung^rege IsignaI des AGC-Verstärkers 12 angelegt.

Dem logischen NOR-Tor 50 und dem ODER-Tor 56 werden von
geeigneten Referenzquellen, die z. B. durch die Buchstaben J und K angegeben sind, Eingangssignale zugeführt, wobei die Tore

50 und 56 vom Ausgangssignal eines Uberschuß-Synchronisations-Detektors60 bzw. dem Ausgangssignal des Komparators 36 ausgelöst werden. Die Aus Iöse-Eingänge der Tore 50 und 56 sind mit

51 bzw. 57 bezeichnet.

Das Ausgangssignal des Komparators 26 stellt die Synchronisationsinformation dar, die genau von dem Eingangssignal, ζ. Β. dem an den Eingang 10 angelegten SignaIgemisch, gewonnen wurde, und diese Synchronisation ist am Ausgang 62 verfügbar. Zusätzlich wird die gewonnene Information als ein Eingangssignal dem
schon erwähnten logischen NOR-Tor 46 und als ein Eingangssignal dem logischen UND-Tor 64 zugeführt. Das Ausgangssignal des
UND-Tores 64 wird mit dem Uberschuß-Synchronisations-Detektor 60 verbunden, während das zweite Eingangssignal für diesen
Detektor vom (J-Ausgang des RS-FI i p-F I ops 33 herkommt. Der Q-Ausgang wird ferner, zusammen mit dem Ausgang des Komparators 40, einem⁷logisehen NAND-Tor 68 zugeführt, dessen Ausgang den zweiten Eingang des logischen NOR-Tores 46 bildet. Der Ausgang des NAND-Tores 68 wird gleichzeitig einem zweiten Eingang des Zeitsteuei—Sägezahngenerators 34 zugeführt. Zusätzlich werden die Ausgänge der Komparatoren 38 und 42 al=· Aus I öse-E i ngang
(EN) und Rücksetz-Eingang (R) dem monostabi I en Multivibrator bzw, dem RS~FMp-Flop 33 zugeführt.

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Es wird nun der Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 Ein an den Eingang 10 angelegtes Video-Signal oder S igη algemisch wird invertiert ur lurch den AGC-Ve rs tarker 12 verstärkt und simultan durch den Summierverstärker 16 den Komparatoren 20, 22, 24, 26 und 28 zugeführt. Zuerst wi-rd der AustastschuIter-PegeI des Signals, das auf der Leitung 17 vom Summierverstarker 16 herkommt, durch den Rückkopplungskreis auf G'en Referenzpegel E gebracht, wobei der Rückkopp Iungskreis aus dem getasteten Komparator 28, dem Summierverstärker 48, dem PegeIspeieher 52, dem Tiefpaßfilter 14, dem AGC-Verstärker 12 und dem Suunierverstärker 16 besteht. Zweitens wird die Synchronisationsspitze (sync tip) des Ausgangssignals des Summierverstärkers 16 auf den Referenzpegel B über die se Ibst-getasteten Synchronisations-Spitze-Komparatoren 22 und 24, den Summierverstärker 54, das Tiefpaßfilter 58, den ^AGC-Verstärker 12 und den Summierverstärker 16 gebracht. Das AusgangssignaI am Ausgang 62 wird natürlich an der optimalen Stelle, d.h. bei 50 % des Abstands zwischen der Austastschulter und der Synchronisationsspitze gewonnen.

Wenn die Spannung der vom Summierverstärker 16 ~gel ieferten Kurvenform die Ref t-r .-nzque I I e C überschreitet, löst der Komparator 24 ein Trigge gnal (Takt) zum monostabilen Multivibrator 32 aus. Unter der Annahme, daß das Ausgangssignal des Ze i t steue r-Sägezaiinge.ne ra >rs 34 zu diesem Zeitpunkt größer als die Referenzquelle G ist, wird der monostabile Multivibrator 32 ausgelöst, der Multivibrator antwortet auf diese Weise auf diesen über den Komparator 24 gelieferten Takt, um das RS-FI ip-Flop 33 zu setzen. Der Q-Ausgang dieses Flip-Flops veranlaßt den Zeitsteuer-So^ezahngenerator 34, den Ablauf eines linearen, hierbei erzeugten Sägezahns auszulösen. Sobald der linear.-. Sägezahn kleiner als die Referenz-

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quelle G ist, wird der monostabile Multivibrator 32 vom Retrigger-Komparator 38 entregt, wodurch alle weiteren Takte vom Komparator 24 ignoriert werden. Wenn der lineare Sägezahn kleiner oder gleich der Referenzquelle I ist, setzt der Komparator 42 das RS-FI ip-Flop 33 zurück, das as i nerse i ts eine Richtungsumkehr des linearen Sägezahn veranlaßt, der vom Zeitsteuer-Sägezahngenerator 34 erzeugt wird. Wenn der Q - Ausgang des RS-FI ip-FI ops 33 auf einem hohen Wert ist, und der Ausgang des Komparators 40 auf einem hohen Wert liegt, läßt das logische UND-Tor 68 ein logisches O-Signal zum Tor 46 durch. Wenn, was normalerweise der Fall ist, die Kurvenform vom Summierverstärker 16 zu diesem Zeitpunkt kleiner als die ReferenzqueI Ie D ist, so liefert der Komparator 26 eine logische Eins zum Tor 46 und damit einen Aus I öseimpuIs zum Komparator 28 über das Tor 44. Für den Fall, daß das Signal vom Summierverstärker 16 größer als die Referenzquelle D ist, wird die Gatteroperation unterbunden, was eine geeignete Antwort darstellt, da während langer VertikaIimpulse Austastschul tei— Signal-Teile nicht erwartet werden sollten. Der Tastimpuls wird beendet, wenn der vom Zeitsteuei—Sägezahn-Generator 34 erzeugte Sägezahn oder Rampe die Referenzquelle H übersteigt, um eine logische Null aus dem logischen Tor 68, und damit eine NuII au^c dem logischen Tor 44 rauszulassen. Es sei bemerkt, daß das Ausgangssignal des Tors 68 auch den Zeitsteuer-Sägezahngenerator 34 anweist, die Zunahmegeschwindigkeit der erzeugten linearen Rampe oder Anstiegsflanke oder Sägezahn zu verringern. Es müssen also drei Anstiegsgeschwindigkeiten des linearen Sägezahns so bemessen werden, daß sie zu den Einzelheiten der speziellen zu messenden Kurvenform passen.

Die Schaltung antwortet auch auf gestörte Signale, wie nun erläutert wird. Langsame Amplitudenschwankungen des Video-Signals innerhalb des Verstärkungsbereichs des AGC-Verstärkers werden durch den zuvor beschriebenen Kreis geleitet, der den

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AGC-Verstärker 12, den Summierverstärker 16, den Komparator 22, den Komparator 24, den Summierverstärker 54 und das Tiefpaßfilter 58 umfaßt. Ein plötzlicher Abtall der Amplitude des Video-SignaIs, das dem Eingang 10 zugeführt ist, wird durch den Ausgang des Komparators 36 wahrgenommen,ywöbei angenommen wird, daß der Amplitudenabfall 25 % überschreitet und dem monostabilen Multivibrator 32 kein TriggerimpuIs zugeführt wurde. Das Ausgangssignal des Komparators 36 löst den Komparator 28 und das logische Tor 56 aus. Das letztere erhöht die Verstärkung des AGC-Verstärkers 12, und der erstere setzt die Amplitude des Ausgangssignal?; des Summierverstärkers 16 wieder auf den Wert der Referenzquelle E. Diese kombinierten Einstellungen stellen sicher, daß nachfolgende Vorderkanten der Synchronisation an der richtigen Stelle liegen, um den monostabilen Multivibrator 32 zu triggern und den NorraaIbetrieb wieder auszuführen. Schnelle Amplitudenänderungen mit kleinem Umfang (plus und minus 25 %) werden durch den langsamen Rückkopplungspfad geführt, der den AGC-Verstärker 12, den Summierverstärker 16, den Komparator 22, den Komparator 24, den Summierverstärker 54 und das Tiefpaßfi Iter58 enthält. Schnelle Amplitudenzunahmen, die 50 % überschreiten, werden vom Komparator 20 wahrgenommen, der den vom Summiecverstärker 16 kommenden Spannungspegel daran hindert, den Wert der Referenzquelle A zu überschreiten, indem eine Einstellung des DC-Pegels nach unten vorgenommen wird. Es wird dem normalen Kreis überlassen, der zuvor erläutert wurde, um die Verstärkung zu korrigieren.

Ein Verlust an niederfrequenter Bandbreite und das Vorhandensein von Netzfrequenz-Interferenzen werden beide durch denselben Mechanismus korrigiert. Abtastwerte des AustustschuIter-PegeIs, die von Zeile zu Zeile genommen werden, werden im PegeIspeieher 52 gespeichertj das Tiefpaßfilter 14 liefert diese Informationen /um AGC-Verstärker 12, um eine Positionsschwankung auf den Austastschultei—Abtastwerten abzulehnen. Positive Dachschrägen (tilts), die bei der Austastschulter auftreten, werden durch den

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PegeIspeieher 52 in der Rate begrenzt, sie werden anschließend über das Hochpaßfilter 18 weitergeführt, um die Dachschräge des aus dem Summierverstärker 16 austretenden Kurvenverlaufs direkt zu korrigieren. Der Kreis wird aiso durch den Komparator 28, den Summierverstärker 48, den PegeIspeieher 52, das Hochpaßfilter 18 und den Summierverstärker 16 gebildet. Weißes Rauschen auf der Austastschulter wird durch den PdgeI spei eher 52 gemittelt, um eine Störung der Rege I sch Ieifen oder -kreise zu vermeiden. Die Gattertechniken sind gegenüber Impulsrauschen fast unempfindlich, da der monostabile Multivibrator 32 nur in einem schmalen Zeitfenster wieder triggerbar ist, wenn die vom Zeitsteuer-Sägezahngenerator 34 erzeugte Rampe oder Sägezahn über der Referenzquelle G liegt. Ferner stellt eine ImpuIs-Rauschen-Triggerung zu diesem Zeitpunkt keine Schwierigkeit dar, sofern die Austastschul ter-korrektur positioniert ist. ( >owoh I Impulsrauschen als auch weißes Rauschen, das ausreicht, um den Komparator 26 zu schalten, erscheint am Ausgang 62,die Systembetriebsstabilität setzt sich jedoch in deren Gegenwart fort). Eine Antwort auf stufenförmige DC-legeI änderungen wird durch verschiedene Einrichtungen gegeben: Sofern eine gerichtete Video-Verschiebung auftritt, wird ein TriggerimpuIs zum monostabilen Multivibrator 32 fehlen, wodurch der Komparator 36 getriggert wird und dadurch die AGC-Verstärkung über das logische Tor 56, den Summier verstärker 54, das Tiefpaßfilter 58 erhöht wird, und wobei der DC-Pegel des Ausgangs des Summierverstärkers 16 über das Tor 44, das Tor 56, den Summierverstärker 48, den PegeIspeieher 52, das Tiefpaßfilter 52, den AGC-Verstärker 12 und den Summierverstärker 16 gegen den Wert der Referenzquelle E verschoben wird; (nachfolgende Austastschulter-Abtastwerte werden die Verschiebung korrigieren); sofern eine große, zum Sync gerichtete Verschiebung (sync directed shift) auftritt, gibt das Ausgangssignal des logischen Tors 64 an, daß der Ausgangspegel des Siimmierverstärkers 16 größer als die Referenzquelle D ist, wenn der monostabile Multivibrator zurückgesetzt ist, eine Bedingung, die normaler-

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weise nur während dreier Zeilen im Vertikal interval I des Video-Signals auftritt; sofern das Ausgangssignal des logischen Tors 64 auf dem Pegel Eins während eines Äquivalents von mehr als drei Zeilen verbleibt, so löst der Überschuß-Synchron i sat i ons-Verhä I tn i sdetektor 60 das logische Tor 50 aus, was über dem Summierverstärker 48, dem PegeIspeieher 52, das Tiefpaßfilter 42, den AGC-Hauptverstärker 12 und den Summierverstärker 16 zu einer zum Video-Anteil gerichteten SignaIwiederhersteI Iung (video directed restoration) führt.

Tonsynchronisationssignale bleiben dadurch unbeachtet, daß der monostabile Multivibrator 32 entregt wird, bevor das RS-Flip-Flop 33 zurückgesetzt ist, wodurch die Schaltung auf die Flanken der Tonsynchronisationssignale nicht anspricht, (d. h. blind ist). Ferner befaßt sich die Uberschußsynchι onisations-VerhäItnis-Detektoi—Schaltung nicht mit Ereignissen, die während der Synchronisationsspitzenzeit auftreten, da der ^-Ausyang des Flip-Hops 33 niedrig gehalten wird. Tatsächlich kann IJ als herkömmlicher Synchroni sationsausgang verwendet werden, wenn in der Eingangskurvenform Tonsynchronisationssignale vorhanden sind. Tonsynchronisationssignale stellen für den AGC-Kreis kein Problem dar, da der Synchronisationsspitzen-Komparator 22, der bei~75 % durch den Komparator 24 ausgelöst wird, die Systemverstärkung einfach einstellt, bis viele Synchronisationsspitzen den richtigen Amplitudenwert besitzen. Wie schon erwähnt, lassen viele Video-Band-Auf zeichnungsgeräte im VertikaI - IntervaI I Zeilen aus und verbleiben auf dem Wert der Austastschulter. Die vorliegende Schaltung ist mit dieser Praxis konsistent, da sie in Abwesenheit eine·; Eingangssignals auf den Austastschulterpegel zurückkehrt. Für einen zufriedenstellenden Betrieb mit Video-Bandauf zeichnungsgeräte-Queι |en (VTR-QueI I en) ist es zweckmäßig, die automatische Verstärkungsregelung mehr als üblich zu verlangsamen, um große Verstärkungsänderungen zu vermeiden, die durch den Kreis hervorgerufen werden, der den Komparator 36, das logische Tor 56, den Summ!erverstärKAr 54, das Tiefpaßfilter 58 und den AGC-Vei— starker ,2 enthalt. 80^811/0680

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Es ist ersichtlich, daß die vorstehende Beschreibung der Ausführungsform gemäß Fig. 1 nicht mit großen Mengen einer detaillierten und ausführlichen Information hinsichtlich der Schaltungstechnik, der Speicherstruktur, der Logik und der Zeitsteuerung belastet ist, da die gesamte derartige Information innerhalb des durch den Stand der Technik gegebenen Fachwissens liegt. Nachstehend werden Beispiele schon vorhandener technischer Veröffentlichungen genannt, die sich auf die genannten Aspekte beziehen, wobei die grundlegende technische Information dieser Veröffentlichungen durch die vorliegende Zitierung in dieser Beschreibung offenbart sein soll: US-PS 3 699 256; Computer Logic Design, von M. Morris Mans, copyright 1972 by PRENTICE-HALL, INC.; und Intejrated Electronics Analog and Digital Circuits and Systems, von J. Millman und CC. Hdlkias Copyright 1972 by McGraw-Hi I I, Inc.

Es wird nun auf Fig. 2 Bezug genommen, die in vereinfachter Form den AGC-Verstärker 12 gemäß der Erfindung zeigt. Bei dieser vereinfachten Form wird durch die Stromquelle i. ein einseitig endender Eingangsstrom zur Basis oder dem Steuei anschluß eines Transistors 100 gekoppelt, der Lm Zusammenhang mit dem Transistor 102 und den Dioden 104 und 106 ein Paar differentieI I verbundener Steuereinrichtungen (die Basis oder die Steuereleketrode des Transistors 102 ist mit einem Potential V„ verbunden) umfaßt, die ein Paar von Übergangs-Halbleiter-Einrichtungen enthalten, die ein logarithmisches Verhalten zeigen, das im wesentlichen die ηichtIinearen Eigenschaften des Paares differentieI I gesteuerter Einrichtungen kompensiert, wodurch anstelle eines ηΐchtIinearen Verstärkerstromausgangs ein linearer Verstärkerstromausgang erzeugt wird; eine derartige Schaltung ist durch die lineare Multiplizierschaltung (Verstärkungszelle) verwirktIicht, die in der US-PS 3 689 in Einzelheiten beschrieben ist und der Anmelderin der voi—

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liegenden Erfindung .usteht. Es sei bemerkt, daß die Dioden 104 und 106 als Transistoren ausgebildet sein können, die derart geschaltet sind, daß sie Halbleiterübergänge, ζ. Β. Emitterbasisdioden darstellen. In der vorliegenden Schaltung sind die Kathoden der Dioden miteinander verbunden, und es fließt daher ein von der Stromquelle I. gelieferter Strom von diesem gemeinsamen Anschluß zu einem gemeinsamen Rückkehranschluß 108. Zusätzlich sind die Kollektorer, der Transistoren 100 und 102 über Widerstände 110 bzw. 112 mit einer Quelle mit Referenzpotential, +, verbunden und jeder Kollektor ist ferner mit der Basis und der Anode der Transistoren und Dioden 114, 116 bzw. 118,' 120 verbunden. Die Emitter der Transistoren 114 und 118 sind miteinander verbunden, und es fließt daher ein von der Stromquelle !„ gelieferter Strom von diesem gemeinsamen Anschlußpunkt zu einem gemeinsamen Rückkehranschluß. Die Kathode der Dioden 116, 120 sind ebenso wie die Emitter der Transistoren 100, 102 miteinander verbunden, und es fließt von diesen Einrichtungen ein Strom l_ß und I^ als Gesamtstromfluß zu einem gemeinsamen Rückkehranschluß, wobei der gesamte Stromfluß durch die Stromquelle l_p emittergekoppelten Verstärker fließt, der durch die Transistoren 122, 124 festgelegt ist. Die Basis oder der SteueranschIüß des letztgenannten Transistors ist derart geschaltet, daß er durch eine Spannung gesteuert wird, die eine sich ändernde Spannung, d. h. V.q_C , darstellt, während die Basis des erstgenannten Transistors an den gemeinsamen Rückkehranschluß gelegt ist.

Ein Transistorpaar 126, 128 definiert die Ausgangsstufe des Verstärkers, wobei die Basis der beiden Transistoren an einem Steueranschluß liegt, der mit einer sich ändernden Spannungsquelle V_QC verbunden ist, während die Emitter direkt mit den Kollektoren der Transistoren 114 bzw. 118 verbunden sind. Der Kollektor des Transistors 126 ist direkt mit einer Referenzpotent i a I que I I e verbunden, wohingegen der Kollektor des Transistors J28 über einen Ausgangswideistand 130, durch den ein Strom I

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fließt, mit einer Referenzpotentia IqueI Ie verbunden ist. Vom Kollektor des Transistors 128 wird ein Ausgangssignal

V . abgenommen. Ein Rückkopplungsnetzwerk, das die Transistoren 132, 134, die Widerstände 136, 138, den Kondensator 140 und eine Spannungsquelle V enthält (die Spannungsquelle

V wird an die Basis des Transistors 134 angekoppelt) ist zwischen den Emitter des Transistors 128 und die Basis des Transistors 100 geschaltet. Als Ergebnis dieses Rückkopplungsnetzwerks fließt ein Strom f_fN> wie in der Figur dargestellt.

Um den Betrieb der Schaltung zu verstehen, wird angenommen, daß V_£ ursprünglich derart festgelegt ist, daß

¹A

Da der Verstärker aus zwei Kaskode-Verstärkerze I I en (Bauelemente 100/102/104/106 und Bauelemente 114/116/118/120) besteht, und da der Transistor 128 als Kaskodeausgang für die obere Verstärkungszelle behandelt werden kann, so läßt sich zeigen, daß die Stromverstärkung der Stufe A., gegeben ist durch

(2) / I out ι η

A = (—^(—Ξ)
^{1 1}A ¹C

wobei die Parallelschaltung der Widerstände 110, 112 vernachlässigt ist, und ο ie 'Größe Alpha der Transistoren (oder Dioden , sofern Transistoren angeschlossen sind) gleich 1

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angenommen wird. Der emittergekoppeI te Verstärker oder Differenzverstärker, der die Transistoren 122, 124 enthält, liefert daher eine Transferfunktion der Gestalt:

T ■ ^EXP(VA6C^/VT^}

KT
wobei Vj gleich — ist, wobei K gleich der Boltzman-

Konstante ist (1,38 χ 1O~²³ joules/°K), T gleich der absoluten Temperatur in Grad Kelvin, und q gleich der Elektronenladung (1,6 χ 10 Coulomb) ist, und wobei V ist gleich 26 mv bei Raumtemperatur, Eine Kombination der beiden Beziehungen (2) und l5) und eine Umschreibung in die Dezibel-Schreibweise ergibt:

(4) A_(dB = 20 iog₁₀ (I_D/I_A

wobei K als 20 log ~ e = 8,69 definiert ist und V,- die oben genannte Definition besitzt. Diese logarithmischlineare Beziehung ist erwünscht, da sie eine gleiche Übergangszeit von ähnlichen dB-EingangsampI itudenänderungen unabhängig von der im Augenblick der Amplitudenänderung vorliegenden Verstärkung sicherstellt.

Es werden nun die Gleichstrombedingungen innerhalb des Verstärkers betrachtet·, wobei, wie schon erwähnt, der Transistor 12b den Ausgang der oberen Verstärkungszelle kaskodiert; zusätzlich arbeitet der Transistor 128 für langsame Änderungen der Größe V _ als ein Emitterfolger, der die Spannung an dem Kondensator 140 und damit I...

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verändertj für schnelle Änderungen von V-p arbeitet der Transistor 128 schließlich als ein Verstärker mit gemeinsamem Emitter, wobei gilt:

.,, ^Vout „ R130

⁽⁵⁾ = TTT36

^VDC

Es läßt sich auf diese Weise erkennen, daß A. unabhängig von I|_N, und daher von V_nr, ist, mit Ausnahme Während schneller Änderungen der Größe V_dq. Der Transistor 126 Ist vorgesehen, um die Kollektor/Basisspannung niedrig zu halten und auf diese Weise thermische Störungen in der oberen Vei— Stärkungszelle niedrig zu halten.

Es sollen schließlich die Gleichspannungen an den Stellen 142 und 146 betrachtet werden:

(6) V₁.₉ = V,., 142 1 46

^V142 " ^Vcc

wobei V gleich der Spannung der Referenzpotentia IqueI Ie ist, die in der Figur mit (+) bezeichnet ist. Während sich also die Spannung V_AGC ändert, bleiben die Gleichspannungspotentiale innerhalb der Schaltung unverändert. Diese Unabhängigkeit der Verstärkung von V ρ und der Gleichstrombedingungen von Vp vereinfacht den Entwurf der Steuei— oder Rege IsignaIe,

Obwohl die bisherige Beschreibung sich an den Fachmann richtet, wird es als wünschenswert erachtet, ein vollständiges Schaltungsschema der Erfindung anzugeben

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(Es werden dabei jedoch aus bekannten Gründen keine Werte der Bauelemente angegeben). Eine derartige Schaltung ist in Fig. 3 dargestellt und wird nunmehr beschrieben, um Verfahren oder Techniken für die praktische Durchführung oder Auslegung verschiedener Teile der in der Beschreibung später beanspruchten Kombination aufzuzeigen. Es wird ferner auf Fig. 4 Bezug genommen, die verschiedene Kurvenformen an verschiedenen Stellen der Schaltung zeigt. Diese Kurvenformen werden zur Erklärung der Erfindung herangezogen. Es sei bemerkt, daß eine bevorzugte Ausführungs form der Erfindung als eine Kombination aus untereinander verbundenen Schaltungselementen ausgebildet ist, die untrennbar in einem kontinuierlichen Substrat einander zugeordnet sind und in einer einzigen Packung enthalten sind. Diese integrierte Schaltung enthält bevorzugt sowohl passive als auch aktive Bauelemente, die mittels bekannter Verfahren hergestellt werden, die z. B. in dem Buch "Electronic Devices and Circuits" von J. Millman und CC. Halkias, Copyright 1967 by McGraw-Hill, Inc. Seiten 418-449 beschrieben sind. Es sei jedoch bemerkt, daß die Schaltung auch aus einzelnen getrennten Bauelementen,.;, h. aus diskreten Bauelementen hergestellt werden kann. Zusätzlich entsprechen diejenigen Teile der Schaltung, d i_e sich innei— halb gestrichelter Linien befinden,den in Fi ._,. 1 angegebenen Blöcken, die mit denselben Bezugszeichen versehen sind.

Der AGC-Verstärker 12 besteht in der bevorzugten Ausführungs form aus einer abgewandelten Version der ic. Fig. 2 dargestellten vereinfachten Ausführungs form. Eine erste Abwandlung besteht in der Hinzufügung eines NPN-Transistors mit gemeinsamer Basis, dessen Emitter das Video-Signal am Eingangsanschluß 10 empfängt, von dem die Synchronisationsiη formation, die in diesem Signal enthalten ist, gewonnen werden soll, der Emitter empfängt ferner den Rückkopplungsstrom vom tpaßfilter 14.

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Die Basis des Transistors 200 wird durch die über einen Emitterfο Iger-Transistör 202 an die Basis angelegte Spannung gesteuert; diese Steuerspannung ist die Spannung V . Der Kollektor des Transistors 200 ist an die Basis des Transistors 100 angeschlossen, wobei diese Basis als beide invertierende Eingänge tür den AGC-Verstärker dient. Als Stromquelle zur Lieferung der Ströme I_Ä, \ _n und I,- sind die Transistoren 204,

π U t

206 und 208 vorgesehen, deren Steuerelektrode oder Basis derart geschaltet ist, daß sie den erforderlichen Strom mittels herkömmlicher Einrichtungen liefern, um die Ruhearbeitspunkte des Verstärkers sowie anderer Schaltungskriterien, wie z. B. Temperatur und Stabilisierung der Transistorparameter zu erzeugen. Diese Einrichtungen sind allgemein mit 210 bezeichnet.

Die Spannung V.__p wird der Basis des Transistors 124 über einen "Dar Iington"-FoIger zugeführt, der die Transistoren 212, 214 enthält, und dessen Zweck darin besteht, die zur Steuerung des Differenzpaars 122, 124 angelegte Spannung zu puffern und die Empfindlichkeit der Verstärkungssteuerung oder -regelung zu reduzieren. Wie sich erkennen läßt, ist die AGC-Spannung als Spannung an einem Kondensator ausgebildet, der'das Tiefpaßfilter 58 darstellt. Referenzpotentiale für das Differenzpaar 122, 124 sowie die Spannungen V. und V werden von einem Spannungsteilernetzwerk abgeleitet, das mehrere diodengekoppelte Transistoren und Hi öden -enthä11, die zwischen einer Potentialquelle und einem gemeinsamen RUckkehranschIuß 108 liegen. Dieser Teiler stellt eine herkömmliche Schaltung dar, die dem Fachmann bekannt ist, sie wird daher nicht weiter beschrieben. Der Teiler wid jedoch allgemein mit 216 bezeichnet. Eine weitere Abwandlung des AGC-Verstärkers besteht in der Hinzufügung eines Paars von NPN-Emittertoiger-Transistören 218 und 220, die zwischen den übergängen 142, 146 und der Basis der Transistoren 114,118 der oberen Verstärkungsquelle liegen. Ferner sind die Dioden 116,

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durch Transistoren 1 16A, 120A ersetzt, die ihrer Wirkung nach als Dioden geschaltet sind. Die Hinzufügung der Transistoren 218, 220 erhöht die Ze I I enverstärkung.

Der Betrieb der Schaltung entspricht dem in Verbindung- mit Fig. 2 ausgeführten Betrieb, wenn eine Ei ngangskurvenform an den Eingangsanschluß 10 angelegt ist, und der Verstärker besitzt über die meisten Verstärker mit geregelter Verstärkung die Vorteile, wi* schon erwähnt wurde, daß eine spezielle Transferfunktion zwischen der Verstärkung des Verstärkers, d. h. dem Verhältnis von Ausgangsstrom zu Eingangsstrom, und der Regel- oder Steuerspannung vorhanden ist. Beim vorliegenden Verstärker steht dieses Verhältnis in Beziehung zu der AGC-Steuerspannung, die dem schon erwähnten DarIington-FoIger zugeführt wird, wobei die Beziehung derart ist, daß die Verstärkung linear proportional zum Logarithmus der AGC-Spannung ist. Eine derartige Beziehung ist einzigartig, und ihre Bedeutung wird am besten anhand eines Beispiels erläutert. Es soll z. B. angenommen werden, daß der AGC-Verstärker 12 aufgrund irgendeiner äußeren Bedingung die Verstärkung um einen Faktor 10 ändert, da das Eingangssignal um einen Faktor 10 gefallen ist. Aufgrund der Tatsache, daß de r--Ve rstä rker eine lineare Charakteristik zwischen der Verstärkung und der logarithmisch ι AGC-Spannung besitzt, wird unabhängig vom Startpunkt genau die gleiche Zeit benötigt, um .iuf den Faktor 10 zu antworten. Befand sich, der Verstärker auf einer sehr hohen Verstärkung,so braucht die Zunahme um einen Faktor 10 genauso lange wie wenn sich der Verstärker auf einer sehr kleinen Vei— Stärkung befand. Dies ist darin begründet, daß das logarithmischlineare Verhalten der Transistoreigenschaft das Eingangsverhalten darstellt, das eine Eingangsspannung in einen logarithmischen Strom transformiert. Ein zweiter wesentlicher Vorteil des vorliegenden AGC-Verstärkers besteht darin, daß die Gleichstromwerte, auf die die Verstärkungszellen festgesetzt sind, sich nicht ändern, wenn die AGC-Spannung verändern wird. In anderen Worten bedeutet dies, daß sich die DC-Potentia Ie innerhalb der

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Schaltung nicht ändern, wenn sich die AGC-Spannung ändert. Diese Unabhängigkeit der Verstärkung von den Gleichspannungen vereinfacht den Entwurf oder die Auslegung der Rege IsIgnaIe.

Wie schon erwähnt, stellt das Transistorpaar 126, 128 die Ausgangsstufe des AGC-Verstärkers 12 dar. Insbesondere bildet der Transistor 128 den Eingangsteil des Summierverstärkers 16, wobei dessen Emftter und dessen Basts als ηichtinvertierender, bzw. invertierender Eingang des Summierverstärkers 16 dient, wobei der Transistor 128 sowohl als Emitterfο Iger-Verstärker als auch als Verstärker mit gerne i ns-amer Basis betr ieben wird. Das Ausgangsiignal des Summierverstärkers 16 erscheint über die Emitterfolgei—Transistoren 222 und 224, um auf der Leitung 17 die invertierte Antwort (Replik) des Eingangssignals zu liefern; die Leitung .17 wird verwendet, um das invertierte Eingangssignal gleichzeitig den nachfolgend beschriebenen Komparatoren zuzuführen.

Die Komparatoren 20, 22, 24, 26 und 28 enthalten je mindestens ein Paar emittergekoppelter Transistoren 226 bis 228, 230 bis 232, 234 bis 236, 238 bis 240 und 242 bis 244. Die Steuer- oder Basiselektroden der ersterwähnten Transistoren jedes Differenzpaars sind derart angeschlossen, daß sie das inyertierte Eingangssignal auf der Leitung 17 empfangen, während die Steuei— oder Basiselektroden der zweiten Transistoren jedes Differenzpaars an Quellen geeigneter Referenzwerte A bis E angeschlossen sind, wobei die Quellen der Referenzwerte in der bevorzugten Ausführungsform vorgegebene Spannungen sind, die längs eines typischen Spannungsteilers erzeugt werden, der allgemein mit 246 bezeichnet ist. Diese Spannungen stellen die Spannungen dar, mit denen das invertierte Eingangssignal verglichen wird, und derartige Spannungen überschreiten natürlich nicht den maximalen Common-Mode-Bereich der Komparatoren. Mit Ausnahme des Komparators 20 enthäl-f jeder Komparator ein zweites Paar emi1 t-ergekoppelter Transistorenpaare 248-250, 252-254, 256-258 und 260-262. Die Steuer- oder Basiselektroden der zuerst erwähnten Transistoren aller zweiten Paare sind derart angeschlossen,

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daß sie auf die Kollektorspannung der ersten Transistoren der ersten Differenzpaare ansprechen, während die Steueroder Basiselektroden der als zweite erwähnten Transistoren derart angn ~,ch I ossen sind, daß sie auf die Kollektoi— spannung der zweiten Transistoren des ersten Paares ansprechen. Durch Hintereinanderschaltung (Kaskadierung) dieser beiden Paare von Differenzverstärkern wird eine größere Verstärkung der Differenzsignale erzeugt.

Der erste Ausgang des Komparators 20, der Kollektor des Transistors 228, wird dem ersten ηichtiη vertierenden Eingang des Summierverstärkers 48 zugeführt, um an den Pegelspeicher 52 weitergoIeitet zu werden. Wie sich erkennen läßt, definiert der Summierverstärker 48 einen Emitterfο Igei— Transistor 264 und der PegeIspeieher 52 definiert einen Kondensator. Es sei weiter bemerkt, daß dieser Ausgang des Komparators 20 in gewisser Weise vom Blockschaltbild abweicht, indem dieser Ausgang als Eingang des logischen Tors 44 zur Auslösung des Komparators 28 dargestellt ist. Der Untei— schied liegt in der Tatsache, daß gemäß dieser Ausführungsform anstelle einer Spannung ein Strom verwendet wird, um den Kondensator des PegeIspeichers 52 zu treiben. Die Wirkung ist jedoch dieselbe. Ein zweiter Ausgang des Komparators, der Kollektor des Transistors 226, ist vorhanden, auf die Beschreibung seiner Funktion wird jedoch später in dieser Beschreibung Bezug genommen.

Der Ausgang des Komparators 2z wird durch den Kollektor des Transistors 248 gebildet, und der dort gelieferte Strom wird verwendet, um das Tiefpaßfilter 58, einen weiteren Kondensator zu speisen. Der Ausgang des Komparators 24 gibt einen Strom über den Kollektor des Transistors 254 ab, wobei dieser Strom verwendet wird, um den mon-ostab i I en Multivibrator 32 zu treiben. Als Teil des Komparators 24 ist ein Transistor 266 und eine Diode 268 vorgesehen, die einen Stromspiegel darstellen. Diese StromspiegeI-Scha Itungsanordnung kann als logisches Tor

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gedacht werden, das über die Leitung 57 ausgelöst wird. Das Ausgangssignal dieses Tores, der Ko I I ektorst roiii des Transistors 266 wird ferner verwendet, um das Tiefpaßfilter 58 zu speisen. Wie schon erwähnt, sind die Komparatoren 22 und 24 selbstgetastet, und dies wird dadurch verwirklicht, daß der Strom über den Transistor 250 in herkömmlicher Weise zu den Emittern der Transistoren 252-254 geleitet wird.

Zur weiteren Erläuterung der Komparatoren 22, 24 und der StromspiegeI-Anordnung wird angenommen, daß das invertierte Eingangssignal auf der Leitung 17 eine ausreichend große Amplitude besitzt, so daß die Referenzquelle C überschritten ist, und daß das Eingangssignal den Komparator 22 veranlaßt hat, mit dem Schalten zu beginnen, wobei gleiche Ströme durch die Transistoren 248 und 250 fließen. Unter diesen Bedingungen leitet der Transistor 252 den gesamten Strom, der vom Transistor 250 und .; imi t der Diode 268 verfügbar ist. Der Transistor 266 spiegelt auf diese Weise einen Strom, der gleich dem Strom über dem Transistor 248 ist, und der gesamte Strom, der zur Speisung des Kondensators 58 an der Stelle 270 verfügbar ist, ist Null. Es läßt sich daher erkennen, daß an der Stelle 270 eine offensichtliche Summiereinrichtung voi— handen ist. Diese Summier . iηrichtung ist in Fig. 1 als S^mmierverstärker 54 dargestellt.

Die Ausgangssignale der Komparatoren 26 werden von einer Vielzahl von Kollektoren erhalten, die beiden Transistoren 256 und zugeordnet sind. Jeder Kollektor wird während des Herstellungsprozesses derart proportioniert, daß er ungefäi r 50 % des gesamten Transistorstroms liefert. Der ers; Ausgang, der erste Kollektor des Transistors 256, wird verwendet, um einen geerdeten Emitter-Transistor 272 zu treiben, wähiond der zweite Kollektor des Transistors 256 einen zweiten geerdeten Emitter-Transistor 276 treibt, dessen Ausgang als Ausgang 62 gekenn-

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zeichnet ist. Dieser Ausgang liefert die genau gewonnene oder herausgeholte und gesuchte Synchronisationsiη formation. Zusätzlich sind die dritten und vierten Ausgänge des Komparators 26 durch die ersten und zweiten Kollektoren des Transistors 258 gegeben. Der dritte Ausgang wird verwendet, um einen .weiteren geerdeten Emitter-Transistor 274 zu treiben, während der vierte Ausgang verwendet wird, um noch einen weiteren geerdeten Emitter-Transistor 27b zu treiben. Der Transistor 278, der ferner den Transistor 276 treibt, stellt sicher, daß die Synchronisationsiη formation zu allen Zeiten am Ausgang 62 verfügbar i st.

Der Ausgang des Komparators 28 wird durch den Kollektor des Transistors 260 gegeben, der den Kondensator 52 über den Summierverstärker 48 oder den Transistor 264 speist. Ähnlich wie die getasteten Komparatoren 22 und 24 enthält dieser Komparator ebenfalls eine StromspiegeI-Anordnung, die den Transistor 280 und die Diode 282 umfaßt, und der Komparator ermöglicht es, daß die Ladung im Kondensator 52 in Abhängigkeit vom Leiten der Transistoren 260 und 262 in beiden Richtungen verändert wird.

Es sei bemerkt, daß der Transistor 260 ferner das logische Tor 50 der Ausführungs form gemäß Fig. 1 festlegt, und daß er über die Leitung 51 mit einem Signal ausgelöst wird, das vom Ubersch ußsynch ron i sat i onsrietektor 60 erhalten wird.

Der Komparator 28 wird dadurch ausgelöst oder gesteuert, daß der zum Differenzpaar aus den Transistoren 242 und 244 fließende Emitterstrom gesteuert wird. Dieser Steuerstrom wird über den Transistor 284 oder den Transistor 286 erhalten in Abhängigkeit von (a)einem Eingangssignal vom Komparator 20 (b) einem Eingangssignal vom Komparator 36 oder (c) vom Komparator 40 über den Transistor 272, wie schon erläutert wurde. Diese drei Bedingungen zur Steuerung des Emitterstroms des Transistors 242 und 244 sind an anderer Stelle in dieser Beschreibung beschrieben.

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Wie schon erwähnt, liefert der Kollektor des Transistors 254 einen Strom, der verwendet wird, um den monostabilen Multivibrator 32 zu takten, der die Tranbistoren 288 und 290 umfaßt. Zusätzlich ist ein Transistor 292 als Auslöseeinrichtung für den monostabilen Multivibrator 32 (spezieller als Sperreinrichtung (disable) für das Flip-Flop 33) enthalten, der durch das Ausgangssignal des Komparators 38 gesteuert wird. Solange während des Betriebs die von der Zeitsteuer-Sägezahnstufe 34 erzeugte Zeitsteuerrampe überhalb der Referenzquelle G liegt, ist der Transistor 292 in dio Sättigung vorgespannt, wodurch der Eingang des Flip-Flops 33 wirksam geerdet wird. Wenn der Komparator 38 schaltet, wird der Transistor 292 nichtleitend, und der monostabile Multivibrator spricht auf den Trigger- oder Taktimpuls an, der vom Komparator 24 geliefert wird. Sobald der monostabile Multivibrator getaktet ist, setzt er das Flip-Flop 33, das nun erläutert wird.

Jas Flip-Flop 33 enthält mehrere über Kreuz verbundene, emittergekoppelte Transistoren 294 bis 296 und 139 bis 300 und ferner die Emitterfο Iger-Transistören 302 und 304. Die Steuer- oder Basiselektroden der Transistoren 2°4 und 300 stellen die Setz- bzw. Rücksetzeingänge des Flip--Flops dar. Der Q-Ausgang des Flip-Flops wird am Emitter des Transistors 302 abgenommen und als Eingang zur Zeitsteuerstufe 34 geführt, während der T?-Ausgang verwendet wird, um die Ladung auf dem PegeI spei eher 52 über im Anschluß näher zu betrachtende Schaltungen auf den Wert Eins zu steuern. Da das Flip-Flop ein herkömmliches, bekanntes sequentielles Digita I system darstellt, erscheinen weitere Erläuterungen hierüber nicht notwendig.

Der die Transistoren 310, 312, 314 ... 334 enthaltende Schaltkreis gibt die Zeitsteuer-Sägezahngeneratorstufe 34 wieder. Diese Schaltung liefert auf der Leitung 43 den linearen Sägezahn oder Rampenfunktion, die in Fig. 4 als Kurvenform 336 dargestellt ist. Diese Rampe oder Flanke wird an einer Zelt-

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steuere in ρfchtung, wie z, B. einem Zertsteuerkondensator in Abhängigkeit von Strömen erzeugt, die von den Stromquelleneinrichtung 340 und 342 abgeleitet werden. Zusätzlich zu den oben angegebenen Transistoren ist ein als Diode geschalteter Transistor 344 vorgesehen, um die Sättigung des Transistors 334 zu verhindern, wobei die erzeugte Rampe oder Flanke auf einen gewünschten Pegel verriegelt wird. Bevor jedoch die Schaltung beschrieben wird, sei bemerkt, daß die Stromquellen 340 und 342 variabel sein können, so daß der Anstieg Rampe oder Flanke variiert werden kann. In der dargestellten Ausführungsform der Schaltung liefert die Stromquelle 340 einen Strom von ungefähr 17 Mikroampere, während die Stromquelle einen Strom von ungefähr 415 Mikroampere liefert, um die dargestellte Kurvenform 366 zu erzeugen.

über die Stromquelle 340 fließt Strom durch eine Diode 346 und veranlaßt den Transistor 328, einen gespiegelten Strom in dem Kollektor zu erzeugen, der in seiner Amplitude gleich dem über die Stromquelle 340 fließenden Strom ist. Dieser Strom wird über den Transistor 332 geleitet, der in Zuordnung mit den Transistoren 330 und, 334 eine Stromregelschaltung oder eine Stromquelle bildet, die in der US-PS 3 588 672 beschrieben ist. Auf diese Weise wird ein Strom, der hinsichtlich seiner Amplitude oder Größe dem über die Stromquelle 340 fließenden Strom entspricht, über den Transistor 334 zum Zeitsteuerkondensator 338 geleitet.

über die Stromquelle 342 fliei r Strom durch eine Diode 348 und veranlaßt den Transistor 316, einen gespiegelten Strom in dessen Kollektor zu erzeugen. Dieser gespiegelte Strom oder Spiegelstrom kann nur geliefert werden, denn der Transistor 314, der zusammen mit den Transistoren 310 und 312 eine .Schaltungsanordnung darstellt, um die Richtung der erzeugten Rampe oder Flanke zu steuern, nichtleitend ist. Die Transistoren 3J2 und 315 mit geerdetem Emitt f besitzt η Basis- oder Steuei— anschlüsse, die auf die Q-AusgangssignaIe des Flip-Flops 33 ansprechen, und der Transistor 310 mit geerdetem Emitter spricht

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auf das Ausgangssignal des Komparators 40 an; der Transistor 310 ist operativ derart um den Transistor 314 gelegt, daß er unter gewissen vorgegebenen Bedingungen jede Antwort durch den Transistor 314 zum Q~Ausgang zunichte macht (ovei—ride).

Die Transistoren 318 und 320 bilden einen emittergekoppelten Differenzverstärker, um den Strom über den Transistor 316 entweder in den Zeitsteuerkondensator 338 hinein oder von diesem weg ziVschalten. Es soll z. B. für den Augenblick angenommen werden, daß die Transistoren 312 und 314 beude nichtleitend sind. Unter dieser Bedingung fließt der ZeiTsteuerstrom aufgrund der Vorspannungsauslegung des Differenzpaares über den Transistor 320. Da der Transistor 318 nichtleitend ist, ist von den Transistoren 322, 324 oder 326 kein Strom erhältlich (diese Transistoren bilden eine weitere Stromquelle gemäß der US-PS 3 588 672), der Strom muß daher von dem Kondensator 338 geliefert werden. Unter diesen Bedingungen wird veranlaßt, daß die Kurvenform 336 nach unten abfällt. Die Steigung dieser Flanke, durch 410 gekennzeichnet, wird daher durch die Summierung der Ströme festgelegt, die von den beiden Stromquellen 340 und 342 geliefert werden.

Es wird nun angenommen,daß der Transistor 312 lejtend ist, daß jedoch der Transistor 314 über den Ovei—ride-Transistör 310 nichtleitend gehalten wird. Durch den Transistoi 316 fließender Strom wird nun durch den Transistor 318 hindurch geschaltet, und aufgrünt der Wirkung der Stromquelle-Transistoren 323, und 326 fließt ein gespiegelter Strom durch den Transistor 323. Da der Transistor 323 nichtleitend ist, wird der Spiegelstrom zum Kondensator 338 geleitet, wodurch bewirkt wird, daß die Rampenfunktion nach oben ansteigt. Die Steigung dieser Flanke ist durch das Bezugszeichen 414 gekennzeichnet. Wenn schließlich der Transistor 316 nichtleitend ist, wird die Rampenfunktion nach oben ansteigen, wie durch 416 gekennzeichnet ist, wobei die Anstiegsrate ledigli h durch den Strom durch den Transistor 340 bestimmt ist.

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Die Zeitsteuer-Rampe oder -Sägezahn wird über die Leitung 43 mehreren Komparatoren 36, 38, 40 und 42 zugeführt, die wie die zuvor erwähnten Komparatoren jeweils mindestens ein Paar emittergekoppelter Transistoren enthalten, deren Steueroder Basiselektrode mit Referenzpotentia IqueI I en verbunden ist, wobei andere Steuerelemente mit der Leitung 43 vei— bunden sind. Bei der geschilderten Ausführungs form der Erfindung wird im Komparator 38 ein emittergekoppeltes Darlington-Paar verwendet. Zusätzlich wird die "Dar I ington"-Schaltung auch als Emitterfο Iger-Verstärker verwendet, um die Kurvenform auf der Leitung 43 der Steuerelektrode des Komparators 36 zuzuführen. Das Ausgangssignal des Komparators 38 wird am Kollektor eines zusätzlichen Transistors 352 erhalten, wennimmer die Kurvenform auf der Leitung 53 über der Referenzquelle G liegt, die verwendet wird, um den Setzeingang des Flip-Flops 33 zu entregen.

Wenn das Signal auf der Leitung 43 oberhalb des Referenzwerts F ist, wird ein Ausgangssignal vom Komparator 36 dem Tor 64 zugeführt. Wenn das Signal oberhalb der Referenz F ist, wird ein erstes Ausgangssignal gewonnen, um das Tor 56 au-szulösen und es wird ein zweites Ausgangssignal gewonnen, um den Komparator 38 über das Tor 46 auszulösen, (enable). Das Ausgangssignal des Komparators 40 wird dem Tor 46 zugeführt, wenn das Signal auf der Leitung 43 unterhalb des Referenzwertes H ist, oder es wird der Schaltanordnung des Zeitsteuergenerators 34 zugeführt, wenn das Signal auf der Leitung 43 über dem Wert H ist. Das Ausgangssignal des Komparators 42 ist das RücksetzeingangssignaI des Flip-Flops 33 wenn aas Signal auf der Leitung 43 unterhalb des Referenzwerts I ist. Soweit die Komparatoren den zuvor erwjhnten Komparatoren ähnlich sind, wird eine weitere Erläuterung als nicht erforderlich erachtet.

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Wie sich der Zeichnung entnehmen läßt, enthält das Tor 64 den Transistor 274 mit geerdetem Emitter, dessen Basiselektrode auf das Signal vom Komparator 26 oder dem ^-Ausgang des Flip-Flops 33 anspricht. Das Leiten des Transistors 274 hindert eilten Transistor 360 daran, auf ein Signal anzusprechen, das vom Komparator 36 geliefert wird, auf das der Transistor an sonsten ansprechen würde. Jegliches Ausgangssignal des Transistors 360 wird dem Überschuß-Synchronisationsdetektor 60 zugeführt, der den Transistor 362 enthält. Der Transistor 362 spricht seinerseits auf das Signal am Kollektor des Transistors 360 an und löst das Tor 50 über die Leitung 51 aus.

Es wird nun der Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 3 betrachtet, wobei angenommen wird, daß am Eingangsanschluß 10 ein Video-Signal oder SignaIgemisch 400 anliegt, das in Fig. 4 gezeigt ist. (Beachte: Die Kurvenformen in Fig. 4 sind nicht maßstabsgerecht gezeichnet). Das Signal 400 wird von denjenigen, die mit NTSC-Fernsehpraxis vertraut sind, als ein Signal erkannt, das die Halbbild-Austasteinzelheiten des NTSC-Video-SignaIs während des Halbbildes 1 in Einzelheiten wiedergibt'. Es sei bemerkt, daß jeglichesbeIiebige Video-Signal oder SignaIgemisch, wie z. B. für PAL oder SECAM verwendet werden können, da die Schaltung leicht modifiziert werden kann, daß sie für diese Systeme arbeitet, die Beschreibung bezieht sich jedoch auf NTSC-Prinziρien. Vor Durchführung der Beschreibung sei bemerkt, daß das Signal auf der Leitung 17, das Signal 402, auf folgende Zustände gebracht wird: Die Austastschulter erhält eine Schwarzwerthaltung (DC-restored) auf den Spannungswert Vp, Indem der Gleichspannungseingang des AGC-Verstärkers 12 eingestellt wird; die Synchronisationsspitze (V _T) wird auf einen Spannungswert (V„p + 1 Volt) gesetzt, durch Einstellung der Verstärkung des AGC-Verstärkers 12; und die Synchronisat ionsinformation (Kurvenform 404), die am Ausgang 62 erhältlich ist, wird bei einem Spannungswert von V_on ♦ 0,5 Volt

Dr

oder in der Mitte zwischen V_ßp und V₅₁- herausgeholt,

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Wenn die führende Kante des Sync-Signals den Wert von(V _D +

Dr

0,75) Volt überschreitet, wird der monostabile Multivibrator 32 getriggert; ferner liefert der Komparator 38, unter der Annahme, daß das Ausgangssignal des Zeitsteuei—Sägezahngenerators 34 den Referenzwert G überschreitet, einen Trigger-AusIöseimpuls zum monostabilen Multivibrator und es wird ein Setzimpuls an das Flip-Flop 33 geleitet, dessen Zustand sich ändert. Diese Zustandsänderung löst einen Abstieg des Zeitsteuerzyklusses der Kurvenform 336 vom Wert 406 zum Wert 408 längs der Linie 410 aus, wie durch die Stromquellen 340 und 342 festgelegt ist. Wenn der Wert der Kurvenform 336 unter den Referenzwert G fällt, wird 1er Ausgang des monostabiI en Multivibrators gesperrt. Dur Spannungswert 408 wird nach ungefähr 0,5 Mikrosekunden erreicht, wodurch der Komparator 42 ausgelöst wird, der das Flip-Flop 33 zurücksetzt. Das Flip-Flop löst seinersoits einen Anstieg vom Wert 408 auf den Wert längs der Linie 414 aus, der ebenfalls durch den Strom bestimmt ist, der durch die Stromquellen 340 und 342 geliefert wird.

Die Kombination des Ausgangssignals des Flip-Flops und des Ausgangssignals des Koi.^arators 40 lief.ern einen Torimpuls, der während der Zeit der Austastschulter auftritt, und dieser Impuls ist ungefähr 2,ö Mikrosekunden breit. Dieses Torsignal taktet den Komparator 28, der seinerseits den Gleichstrom-Betriebspunkt des AGC-Verstärkers derart beeinflußt, daß das Signal auf der Leitung 17 während der Austastschulter zeitgleich V_ßp ist. Der Komparator 24 verhindert während dieser Zeitperiode, daß ungenaue Abtastwertt während der Vertikal-Synchron-I mpu I se des Video-Signals abgenommen werden.

Wenn der Komparator 40 feststellt, daß die Kurvenform 336 größer oder gleich dem Referenzwert H ist, schaltet er die Laderate des Zeitsteuer-Sägezahngenerators um und gestattet es nur noch dem durch die Stromquelle 340 festgelegten Strom, den

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Kondensator 338 aufzuladen. Wenn die Rampenfunktion die Referenzspannung G erreicht, etwa 50 MikroSekunden später, macht der Komparator 38 den monostabilen Multivibrator eine nächste Triggerung bereit. Der Komparator 24 wird bei (V_Bp ♦ 0,75)Volt selbst ausgelöst und beeinflußt die Verstärkung des AGC-Verstärkers derart, daß die Spannung auf der Leitung 17 gleich (V_ßp + 1) Volt ist, wennimmer die Spannung auf der Leitung 17 größei als (V_Rp + 0,75) Volt ist. Der Rückkopplungspfad ist aufgrund des Werts des Kondensators 58 sehr langsam und erfordert mehrere Halbbilder, bis das Gleichgewicht erreicht ist; im Gegensatz hierzu erreicht die DC-RückkoppIung ihr Ende nach einigen wenigen Ze iI en.

Der Komparator 26 betätigt den Sync-AusgangsschaIter, den Transistor 276, und erzeugt dann das Synchronisations^ Ausgangssignal am Ausgang 62, das korrekt am 50-Prozentpunkt der am Eingangsanschluß 10 hereinkommenden Synchronisationsimpul;e herausgegriffen wird.

Es wird nun ein normales Eingangssignal bei NichtgI eichge-

w i chtsbed i figung betrachtet. Ursprünglich werde_dabei kein

Eingangssignal angenommen; unter dieser Bedingung läuft

die Rampenfunktion auf der Leitung 43 längs der Linie zum Wert 406, wo diese Funktion durch die Diode 344 gefangen wird. Der Komparator 36 öffnet dann das Tor des

Komparators'2& und setzt die Spannung auf der Leitung 17 auf

den Wert V . Er stellt außerdem den Wert V_AGC ein, um die

Verstärkung des AGC-Verstärkers zu erhöhen. Gleichgewicht

wird erreicht, wenn die Verstärkung ihren Maximalwert erreicht hat. Der Synchronisationsausgang kennzeichnet keine Synchronisation, da die Spannung auf der Leitung 17 kleiner als (V_Rp + 0,5) Volt ist.

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Wenn ein Eingangssignal vorhanden ist, löst ein erster positiver Ausschlag über (V_Rp + 0,75) Volt des Signals auf der Leitung 17 den Zeitsteuerzyklus aus und veranlaßt, daß durch den Komparator 28 ein Meßabtastwert genommen wird, wie zuvor erläutert wurde. Sofern der erste Tr i gger i mpu I s der richtige ist (eine AnstiegsfIanke des Sync-SignaIs), dann wird das System in richtiger Art und Weise in eine normale Gleichgewichtsbedingung laufen; sofern jedoch die erste Triggerung irgendwo sonst erfolgte, z. B. bei einer Stufe des Video-Anteils der Zeile, so ist die Kette der Abläufe komplex. Das System wird jedoch dazu gebracht, nun durch den Überschußsynchron i sat i onskomparator 20 in das normale Gleichgewicht zu gehen, wobei der Komparator 20 den DC-Eingang des AGC-Verstärkers derart einstellt, daß die Spannung auf der Leitung 17 kleiner als (V_Rp + 1,5) Volt gehalten wird, und der Überschuß-Synchron isations-VerhäItnis-Detektor 60 erhöht die Verstärkung, wenn das Signal auf der Leitung 17 den Wert (V_Rp + 0,5)Volt auf einer mittleren Basis über eine größere Zeit als den bekannteren Anteil des Video-Signals überschreitet.

Obwohl bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dargestellt sind, ist es für den Fachmann offensichtlich, daJ3 viele Änderungen und Abwandlungen des Ert indungsgegenstandes möglich sind, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. So ist z. B. die Hinzufügung eines Transistorkreises mit geerdetem Emitter möglich, der mit 311 bezeichnet ist, und dessen Basis operativ mit dem Q-Ausgang des Flip-Flops 33 verbunden ist, wobei dieser Transistorkreis einen idealen Tonsynchronisations-SignaI ausgang (sound in syncs) darstellt. Zusätzlich kann ein externes Tor, das z. B. der Austastschulter des Video-Eingangssignals entspricht, das an Jen Eingang 10 angelegt ist, direkt an die Emitter des Differenzpaars aus den Transistoren 242 und des Komparators 28 angeschlossen werden, um auf diese Weise den Komparator auszulösen. Ferner kann das Ausgangssignal des

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Tors 64 als ein Synchronisationsverhältnis-Ausgangssignal ver-wendet werden und der Kollektor des Transistors 236 im Komparator 20 kann als ein Austastschulter-Torausgang verwendet werden, sofern die geeignete Ausgangsschaltung, wie durch das Bezugszeichen 364 gekennzeichnet, verwendet wird.

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Leerseit

Claims (9)

1. P/iTENTANWALT DIPL-INQ. JOACHIM STRASSE

   «4» HANAU ■ ROMERSTR. 1» · POSTFACH 793 · TEL. (06181) (0803/(0740 · TELEX: 418478t pal

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   14150 S.W. Karl Braun Drive

   Beaverton, Oregon 97077 ;.

   U.S.A. 12. August 1977

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   Schaltung zur genauen Gewinnung der
   Synchronisationsiηformation aus einem
   Video-Signal oder S1gnaIgemisch

   Patentansprüche:

   Schaltung zur genauen Gewinnung der Synchronisationsinformation, die in einem Video-Signal enthalten ist, dadurch gekennzeichnet, daß
   erste Einrichtungen auf die Kurvenform des Video-Signals ansprechen und an einem Ausgang die Kurvenform gesteuert abgeben, daß die ersten Einrichtungen e i fi'e Einrichtung (12) enthalten, um die Kurventorm des Video-Signals
   in Iinear-Iogarithmischer Weise abzuwandeln, um die
   Kurvenform an dem Ausgang zu steuern oder regeln;

   daß zweite Einrichtungen vorgesehen sind, die auf die Kurvenform an dem Ausgang der ersten Einrichtungen
   ansprechen und Amplitudenwerte der Kurvenform wahrnehmen, umjßine Zeitfolge der Kurvenform herzustellen, daß die zweiten Einrichtungen Einrichtungen enthalten, um
   eine Vielzahl von die Amplitudenwerte kennzeichnenden Steuersignalen an die Einrichtung (12) zur Abwandlung

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   der Steuersignale abzugeben um die Kurvenform des Video-Signu Is an dem Ausgang der ersten Einrichtungen zu steuern, wobei die Zeitabfolge der Kurvenform des Video-SignaIs wie aus der Kurvenform herausgeholte Synchronisationsiηformation definiert; und daß Einrichtungen vorgesehen sind, die auf die Zeitabfolge der Kurvenform zur Regelung der Steuerung ansprechen, und daß die Kurvenform wahrgenommen wird, um die Synchronisationsiη formation an ersten und zweiten Amplitudenpegeln zu liefern, und daß die Synchronisationsinformation an eine m|d ritten Pegel zwischen dem ersten und dem zweiten Amplitudenpegel herausgeholt oder gewonnen wird.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (12) zur Abwandlung der Kurvenform des V i deo-S i gna Is enthä I t:

   erste Steuereinrichtungen mit einem Paar von Halbleitei— Übergangselementen, die auf die Kurvenform ansprechen;

   zweite Steuereinrichtungen mit einem Paar von Halbleiter-UbergangseIementen, die mit den Ausgängen der ersten Steuerelemente verbunden sind; ·

   Verstärkereinrichtungen, die mit dem Ausgang der zweiten Steuereinrichtungen in Kaskode geschaltet sind und die Kurvenform an dem Ausgang zur Verfugung stellen; und

   Steuervorrichtungen, um die ersten und zweiten Steuer·*- einrichtungen zu steuern und dabei die Kurvenform in I i near-I ogar i thtni scher Weise abzuwandeln.

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3. 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daf3 die Steuervorrichtungen enthalten:

   eine erste Stromquelle, die Strom an ein Halbleiterübergangselement des Paars der Halbleiterübergangselemente der ersten Steuereinrichtung liefert;

   eine zweite Stromquel Ie, die Strom an ein Halbleitei— Übergangselement des HaIbIeiterübergangseIementenpaars der zweiten Steuereinrichtung liefert;

   eine dritte Stromquelle, die Strom an die anderen Elemente der HaIbIeiterübergangseIementenpaare in der ersten und der zweiten Steuereinrichtung liefert; und

   Einrichtungen , die zwischen die dritte Stromquelle und den anderen Halbleiterübergangselementen der Halblei terübergangse I ementenpaare geschaltet sind, um den dritten Strom zu den ersten und zweiten Steuereinrichtungen zu steuern und dabei die Kurvenform abzuwandeln.
4. 4. Schaltung nach Anspruch 1, d a d u r c -h ge kennzeichnet, daß die auf die Zeitabfolge der Kurvenform des Video-Signals ansprechende Einrichtung, die die Steuerung und die Wahrnehmung der Kurvenformen rege It, enthält:

   eine erste Einrichtung, die normalerweise in einem ηichtoszi I I ierenden Zustand ist, und ein Triggersignal erfordert, um den Betriebszyklus in Abhängigkeit von der Zeitabfolge der Kurvenform zu starten;

   eine zweite Einrichtung, die normalerweise in einem ηichtoszi I Iierenden Zustand ist und ein Triggersignal erfordert, um dtn Betriebszyklus in Abhängigkeit vom Start des Betr i ebszy k I us der ersten E i nr i chtunglzu starten; 809811/0680 -4-

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   eine dritte Einrichtung (34), die auf den Start eines Betriebszyklus der zweiten Einrichtung anspricht, und ein Zeitsteuersignal liefert, wobei die dritte Einrichtung (34) Einrichtungen zur Abänderung des Zeitsteuersignals enthält; und

   Einrichtungen, die auf das Zeitsteuersignal (106-116, 336) ansprechen, um ein Regelsignal zu liefern, das die Steuerung und Wahrnehmung der Kurvenform des Video-Signals regelt, um die Synchronisationsiη formation ζ u gew i nnen.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zur Änderung der Zeitsteuersignale steuerbare Stromquellen entha I ten.
6. 6. Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung, dessen Stromverstärkung Iinear· μroportionaI zum Logarithmus der AGC-RegeI spannung ist, gekennzeichnet durch

   erste Steuereinrichtungen mit mindesten; einem Paar von Halbleiterübergangselementen;

   zweite Steuereinrichtungen mit mindestens einem Paar von Halbleiterübergangselementen, die mit dem Ausgang der ersten Steuereinrichtung verbunden sind;

   Verstärkereinrichtungen, die zum Ausgang der zweiten Steuereinrichtung in Kaskode geschaltet sind; und

   Steuervorrichtungen, um die ersten und zweiten Steuereinrichtungen zu steuern oder regeln, wobei die Steuer-

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   vorrichtungen eine erste Stromquelle enthalten, die einem Element des Ha I bIeiterübergangseIementpaars der ersten Steuereinrichtung Strom zuführt, und eine zweite Stromquelle enthülten, die einem Element des Paars der Halbleiterübergangselemente der zweiten Steuereinrichtung Strom zuführt, und eine dritte Stromquelle enthalten, die den anderen Elementen der ersten und der zweiten Steuereinrichtung Strom zuführt, wobei die Steuervorrichtungen ferner Einrichtungen enthalten, die zwischen die dritte Stromquelle und die anderen Elemente der Halbleiterelement paare liegen, um den dritten Strom zu der ersten und der zweiten Steuereinrichtung proportional in Abhängigteit von der AGC-Rege I spannung steuern, die zur Steuerung oder Regelung vorgesehen ist.
7. 7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, da' \nderungen in der AGC-Rege I spannung die Gleichspannungspotentiale innei— halb des Verstärkers nicht stören.
8. 8. Verstärker nach Ansprch 6, dadurch g e kennzei chnet, daß die erste und zweite Steuereinrichtung als Steuereinrichtungen in Differenzschaltung miteinander verbunden sind.
9. 9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch g e -

   k e η η ζ e i c h η e t , daß die in Differenzschaltung verbundenen Steuereinrichtungen als lineare Multiplizierkreise ausgebildet sind.

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   Verfahren, um die Synchronisationsiηfοrmation zu gewinnen, die in der Kurvenform eines Video-Signals enthalten ist, dadurch gekennzeichnet, daß erste Einrichtungen auf die Kurvenform des Video-Signals ansprechen, um am Ausgang der ersten Einrichtungen die Kurvenform steuei— bar abzugeben, daß die ersten Einrichtungen Einrichtungen enthalten, um die Kurvenform in Iinear-Iogarithmischer Weise abzuwandeln, um die Kurvenform an dem Ausgang zu steuern,

   daß zweite Einrichtungen vorgesehen sind, die auf die Kurvenform am Ausgang der ersten Einrichtungen ansprechen, um Amplitudenwerte der Kurvenform wahrzunehmen, um eine Zeitabfolge der Kurvenform zu liefern, daß die zweiten Einrichtungen Mittel enthalten, um mehrere, die Amplitudenpegel kennzeichnende Steuersignale an die Abwandlungseinrichtungen zur Steuerunj oder Regelung der Kurvenform am Ausgang zu liefern, wobei die Zeitabfolge der Kurvenform die Synchronisationsiη formation festlegt, die aus der Kurvenform herausgeholt wurde, und da-ß Einrichtungen auf die Zeitabfolge der Kurvenform ansprechen, um die Steuerung und Wahrnehmung der Kurvenform zu regeln, um die Synchronisationsiη formation bei einem ersten und einem zweiten Amplitudenpegel zu bilden, und um die Synchronisationsinformation bei einem dritten Pegel zwischen dem ersten und dem zweiten Amplitudenpegel herauszuholen.

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