DE2643209A1

DE2643209A1 - Aktive schaltungsanordnung zur vorspannungserzeugung fuer gegentakt- a-verstaerker

Info

Publication number: DE2643209A1
Application number: DE19762643209
Authority: DE
Inventors: Nelson S Pass
Original assignee: Threshold Corp
Current assignee: Threshold Corp
Priority date: 1975-09-26
Filing date: 1976-09-25
Publication date: 1977-04-07
Also published as: JPS5256843A; US3995228A; GB1553991A

Description

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D - ε μ α;, - κ ■ ν ο ο ^ 2 ¹J. Sep. 1976

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Threshold Corporation Inc,

Aktive Schaltungsanordnung zur Vorspannungserzeugung für Gegentakt - A - Verstärker

Priorität: 26.9. 1975 USA Ser.No.616 901

Kurzauszug

Bei einem Transistortonverstärker nach Art eines komplementär-symmetrischen Gegentaktverstärkers für AB-Betrieb ist eine neuartige Vorspannungserzeugungsschaltung vorgesehen, welche beide Transistoren bei normalen Aussteuerbedingungen im "EIN"-Zustand hält. Die Vorspannungserzeugungsschaltung besteht aus einem Paar von in Serie geschalteten Basis-Emitter-Spannungsvervielfachern (V-g-g-Multipliern) mit einer Verbindung zwischen den Vervielfachern, welche eine Signalrückkopplung vom Verstärkerausgang erhält, sodaß die Vervielfacher die beiden komplementären Transistoren in allen normalen Signalzuständen im "EIN"-Zustand vorspannen können.

Hintergrund der Erfindung Technischer Bereich der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf Tonverstärker für hochwertige V/iedergabe, d.h. sogenannte Hifi-Verstärker. Im einzelnen betrifft die Erfindung eine aktive Vorspannungserzeugungsschaltung, um im wesentlichen einen Klasse Α-Betrieb bei Gegentakttransistorverstärkeriizu ermöglichen.

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Stand der Technik

Die wichtigsten Eigenschaften bei Endverstärkern hoher Tonqualität sind niedrige Verzerrungen, große Übertragungsbandbreite, hohe Ausgangsleistung und unbedingte Stabilität. Mit derzeitigen Halbleiterschaltungen erreicht man leicht Ausgangsleistungen von 100 Watt bei Bandbreiten, die größer als 20 bis 20 000 Hertz sind, wobei gleichzeitig der Gesamtwert der Klirr- und Intermodulationsverzerrungen unter 0,1$ liegt. Viele Verstärker, die derartigen Bedingungen genügen, geben jedoch einen schlechteren Klangeindruclc als Verstärker mit etwa identischen Werten sogar auch ältere Geräte mit fünfmal schlechteren Verzerrungswerten.

Ursache hierfür ist zum Teil das Meßverfahren. Leistungs- und Verzerrungsmessungen werden unverändert bei Ohmscher Belastung, üblicherweise mit 8 0hm, durchgeführt, während übliche Lautsprechersysteme Belastungen darstellen, deren Impedanz neben Wirk- und Scheinwiderständen auch eine dynamische Komponente besitzt. Allgemein weisen Verstärker schlechtere Verzerrungswerte bei induktiver und dynamischer Belastung auf und zeigen besonders schlechte Werte bei kapazitiven Belastungen.

Üblicherweise wird der Wert der Verzerrung durch die Quadratwurzel aus der Summe der Quadrate der Amplitude jeder Harmonischen berechnet. Auf diese Weise sagt der Summenwert nichts über die Verteilung der Verzerrungskomponenten aus. Bekanntlich ist es wünschenswert, die Verzerrung auf die zweite und dritte Harmonische zu konzentrieren,'wo diese"durch den Gehalt der Harmonischen in dem übertragenen Programm verdeckt werden. Harmonische höherer Ordnung als dritter Ordnung sind weniger schwierig und bewirken eine grelle Wiedergabe beim Ausgangssignal.

Harmonische niedriger Ordnung werden durch allmählich ansteigende oder "glatte" Nichtlinearitäten im Verstärkersystem erzeugt, während Harmonische höherer Ordnung durch steilere

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Nichtlinearitäten verursacht werden. Somit müssen zur Vermeidung Harmonischerhöherer Ordnung steile Nichtlinearitäten beseitigt werden. Die meisten Halbleitertonverstärker zeichnen sich, obwohl sie sehr geringe harmonische Gesamtverzerrungen besitzen, durch viele Komponenten von Verzerrungen höherer Ordnung aus, was zu dem bekannten "Transistorklang" führt. Ältere Röhrenverstärker besitzen -obwohl sie höhere Gesamtverzerrungen aufweisen- die Verzerrungen im wesentlichen im Bereich niedriger Ordnung, und derartige Röhrenverstärker, die sich durch "Röhrenklang" auszeichnen, werden von vielen Audiophilen trotz allen Rachteilen der Röhrenverstärker vorgezogen.

Die steilen Nichtlinearitäten in der Kennlinie von Transistorverstärkern entstehen in erster Linie durch die bekannten Übergangsverzerrungen (cross-over distortion). Übergangsverzerrungen zeigen sich in Gegentaktverstärkern der Klasse B. Derartige Verstärker verwenden zwei Komplementärtransistoren, die oft als Emitterfolgerschaltung eingesetzt sind. Beispielsweise zeigt die Literaturstelle "Electronic Devices and Circuits" von Jacob Millman und Christos Halkins, McGraw-Hill, 1967 Seite 563, Fig.18-14 eine Gegentaktemitterfolgerschaltung für Tonverstärker mit komplementär-symmetrisch geschalteten Transistoren. Die Fig.18-15 erläutert die Übergangsverzerrungen. Prof.Millman führt aus, daß die Übergangsverzerrungen "verringert werden können, indem die Transistoren im Sinne eines höheren Ruhestromes vorgespannt werden. Zwischen Verzerrungen und Wirkungsgrad muß ein Kompromiß geschlossen werden."

Der Nachteil des B-Betriebes läßt sich bei Α-Betrieb, bei dem der Aussteuerbereich des Transistors die wenigsten steilen Nichtlinearitäten enthält, vermeiden. Andererseits ist der wesentliche Nachteil der Klasse A-Sichaltungen, deren allgemein geringerer Wirkungsgrad, da der Vorspannungsstrom üblicherweise so groß oder größer als der Spitzenstrom am Ausgang ist. Somit wird das meiste der zugeführten Leistung in der Endstufe des Verstärkers in Wärme umgewandelt.

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Eine weitere Abhilfe besteht im Betrieb nach Klasse AB. Bei dieser Betriebsweise ist eine(vorwärts gerichtete)Vorspannung in Durchlaßrichtung für beide Ausgangstransistoren in einer Schaltung vorgesehen, die ähnlich der komplementär-symmetrischen Emitterschaltung ist, welche oben beschrieben wurde, wenn der Verstärker sich im unausgesteuerten Zustand befindet. Der Klasse AB-Betrieb wirkt stark dahin, die steilen Übergangsnichtline aritäten zu beseitigen, indem eine Vorspannung in
Durchlaßrichtung über beide Gegentakttransistoren aufrecht erhalten bleibt bei gleichzeitigem Ausgangsstrom, der allgemein geringer ist als der Vorspannungsstrom. Die Größe des Vorspannungsstromes, der zugeführt werden kann, ist indessen durch die Wärmeableitfähigkeit der Ausgangstransistoren begrenzt.

Bei üblichen Verstärkern mit Emitterfolgerausgangsstufen in komplementär-symmetrischer Anordnung wird der Vorspannungsstrom mit einem Konstantspannungsgenerator erzeugt, dessen
Spannungsabgäbe gleich der Summe der Spannungsabfälle der
Vorwärtsvorspannung ist, die an den Emitterfolgern in Serie sowie zusätzlich an den Serienwiderständen im Vorspannungskreis auftreten. Hierzu sei auf die 3?ig.1 und Fig.2 verwiesen. Dabei zeigt Eig.1 einen Konstantspannungsgenerator nach dem Stande der Technik, und Fig.2 zeigt eine Anwendung dieser Vorspannungserzeugerschaltung zusammen mit einer komplementär-symmetrischen Endstufe nach dem Stande der Technik.

Die Anordnung nach Fig.1 erzeugt eine relativ konstante Vorspannung Vg zwischen den Speiseklemmen A und B:

_x H^ R2

Diese Gleichung läßt sich durch Ableiten der Spannung am Widerstand R2 entwickeln, welche gleich der Spannung V^^, ist. Der Strom, der über den Widerstand R1 fließt, sei gleich dem Strom durch den Widerstand R2 angenommen, wobei der geringe Basisstrom des Transistors vernachlässigt wird, sodaß der
Strom durch den Widerstand R2 gleich V_SE/R2 ist.

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Der Vorspannungstransistor Q2 des V-gg-Spannungsvervie If achers ist zur Temperaturkompensation im thermischen Kontakt mit den Ausgangstransistoren angebracht.

Manchmal wurden bei den Konstantspannungsgeneratoren nach dem Stande der Technik eine Art von. vorwärts)in Durchlaßrichtung vorgespannten Diodenübergangen benutzt und diese waren so ausgelegt, daß eine minimale Schwankung der Vorspannung bei verschiedenen dynamischen Zuständen der Ausgangsstufe der Verstärkers erzielt wurde. Die Verwendung von Diodenübergängen erlaubte eine gute thermische !Führung des Vorspannungsstromes durch Anordnung des Konstantspannungsgenerators im thermischen Kontakt mit den Ausgangstransistoren.

Obwohl der Klasse AB-Betrieb vorteilhaft ist, und eine Verbesserung bei den steilen Nichtlinearitäten in Transistorverstärkern bringt, lassen sich Übergangsverzerrungen immer noch nachweisen, und zwar mit einem höheren Prozentanteil im Signalverlauf, wenn die Leistung abnimmt. Die Übergangsnichtlinearitäten sind jedoch noch vorhanden, wenn die Ausgangstransistoren einer Klasse AB-Stufe öffnen und sperren. Um eine noch größere Linearität des Ausgangssignals zu erreichen, wird eine Rückkopplung angewendet.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Verstärker mit gutem Wirkungsgrad zu schaffen, welcher bei AB-Betrieb komplementäre Emitterfolgerausgangsstufen besitzt, jedoch die Übergangsverzerrungen eliminiert, indem die Schaltung im Klasse A-Betrieb über den ganzen Steuerbereich des Ausgangsstromes und der Ausgangsspannung betrieben wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Die genannte Aufgabe wird durch einen Tonverstärker mit Transistoren gelöst, der eine komplementär-symmetrische Emitterfolgerausgangs stufe besitzt und eine neue aktive Vorspannungsschaltung enthält, welche an die Vorspannungsspeiseklemraen der Ausgangstransistoren angeschlossen ist. Die aktive Vorspannungs-

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schaltung enthält ein Paar von Basis/Emitter-Spannungsvervielfächern (Vgg-Vervie!fächern) mit einem anteiligen Spannungsteilerv/iderstand dazwischen und einer inneren Referenzspannungsquelle, die einerseits an die Ausgangsklemme zwischen den beiden Ausgangstransistoren und andererseits an zwei innere Referenzspannungsklemmen angeschlossen ist, die jeweils mit einem Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher verbunden sind. Die internen Referenzspannungsmittel begrenzen die interne Referenzspannung an den Anschlußpunkten gegenüber der Ausgangsklemme auf einen Spannungspegel derart, daß die Ausgangstransistoren in Durchlaßrichtung jederzeit unter normalen Bedingungen vorgespannt sind. Die interne Referenzspannungsmittel bestehen aus einem Paar von Konstantspannungsquellen, wie Dioden, welche eine Rückkopplung von der Ausgangsklemme gestatten, um eine Begrenzung gegenüber den internen Referenzspannungsklemmen zu ermöglichen.

Jeder Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher besitzt einen Vorspannungstransistor mit mindestens einem Spannungsvervielfacherwiderstand, der zv/ischen Basis und Kollektor angeordnet ist. Die beiden Vorspannungstransistoren gestatten in Verbindung mit dem Spannungsvervielfacherwiderstand, eine Spannung an die Ausgangstransistoren zu legen. Der Pegel der Vorspannung wird kontinuierlich durch die vorhergenannten Referenzspannungsmittel eingestellt. Der Signalpegel an der Ausgangsklemme bestimmt den Spannungspegel jeder Konstantspannungsquelle, welche andererseits die Vorspannung anpaßt, die von jedem der Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher geliefert wird.

Ein Eingangssignal wird über einen Differentialeingangsverstar-· ker dem Ausgangstransistor zugeleitet, welcher ein erstes Eingangssignal aus der Tonfrequenzquelle erhält, und dem ein zweites Eingangssignal über die". Rückkopplung· von der Ausgangsklemme zugeleitet wird. Die Ausgangsspannung des Differentialverstärkers wird dann verstärkt und der gemeinsamen Emitterausgangsstufe zugeführt.

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Die zur Eingangsstufe vorgesehene Rückkopplung und die aktive Vorspannungsschaltungsanordnung halten die Schaltung in ihrer Wirkungsweise im Klasse Α-Betrieb. Dies wird durch Aufrechterhaltung einer Vorspannung in Durchlaßrichtung an beiden Ausgangstransistoren, und zwar jederzeit unter üblichen Betriebsbedingungen, erreicht, zum Beispiel während normaler Tonfrequenzeingangssignale von Signalquellen, wie Schallplatten, Bänder u.dgl., die zur Hifi-VJiedergabe bestimmt sind.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig.1 stellt ein schematisches Schaltbild der Vorspannungsschaltung dar, die als Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher (V-g-g-Vervielfacher) zum Stande der Technik gehört. Pig.2 zeigt die schematische Schaltung eines Basis/Emitter-Spannungsvervielfachers nach dem Stande der Technik, wie er in Fig.1 dargestellt ist, in Verbindung mit einer komplementär-symmetrischen Emitterfolgerausgangsschaltung, bei der dieser Basis/Emitter-Vervielfacher die Vorspannung für die Emitterfolger anordnung liefert.

Fig.3 zeigt das schematische Schaltbild einer Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung.

-Fig.4 zeigt schematisch die Schaltung einer komplementär-symmetrischen Emitterfolger-Tonfrequenzausgangsschaltung mit einer verbesserten Vorspannungsschaltung nach der Erfindung.

Fig. 5 zeigt die schematische Schaltung einer mehr detaillierten komplementär-symmetrischen Emitterfolger-Ausgangsschaltung mit einer verbesserten Vorspannungsschaltung nach der Erfindung.

Fig.6 zeigt schematisch eine bevorzugte verbesserte Vorspannungsschaltung entsprechend den Lehren der vorliegenden Erfindung.

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Fig.7 zeigt einen einfachen 100 Watt Tonverstärker mit komplementär-symmetrischen Emitterfolgertransistoren mit einer bevorzugten Ausführungsform der Vorspannungsschaltung nach der Erfindung .

Pig.8 zeigt schematisch die Schaltung eines Verstärkers mit 100 Watt pro Kanal unter Verwendung von komplementär-symmetrischen Emitterfolgerausgangsstufen mit einer Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung.

Fig.9 zeigt schematisch die Schaltungsanordnung eines Verstärkers mit 300 Watt pro Kanal unter Verwendung von komplementärsymmetrischen Emitterfolgerausgangsstufen mit der Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen

Es ist nicht neu, bei einem Klasse B-Verstärker durch entsprechende Vorspannung die Bedingungen des Klasse Α-Betriebes zu erzielen. Bisher wurde dies mit einem Konstantspannungsgenerator erreicht, wie dieser in ITig.1 dargestellt ist. Die Schaltung nach Fig.1 erzeugt eine Vorspannung V-n in einer Schaltungsanordnung, die als Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher, kurz V-o-g-Vervielfacher, bekannt ist und bereits vorher besprochen wurde.

I"ig.2 zeiprt eine komplementär-symmetrische Emitterfoln gangsschaltung gemäß dem Stand der Technik, bei der im einzel nen die Transistoren Q1 und Q2 durch die V-^-g-Vervielfacherschal tung nach dem Stand der Technik vorgespannt werden, was durch die unterbrochenen Linien in Fig.2 angedeutet wird.

Der Transistor Q3 dient zur Erzeugung eines Spannungsabfalles an dessen Basis/Emitterstrecke. Diese Spannung wird durch

R1 + R2
den Widerstand —g^ vervielfacht, und somit ist die Spannung V₁₃ annähernd gleich V_x,-,-, „ R1 + R2. Eine Stromquelle 11

Jj JjIj -λ· T)O

ist an den V_BE-Vervielfachern angeschlossen, um den Strom in die Schaltung einzuspeisen, während eine Stromsenke 12 vorgesehen ist, um den durch die Stromquelle zugeführten Strom abzuleiten.

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Bei der vorliegenden Erfindung ist eine verbesserte Vorspannungsschaltung vorgesehen, die in vereinfachter Form in Fig.3 dargestellt ist. In Fig.3 ist ein Paar von V_BE-Vervielfachern vorgesehen. Ein erster Vervielfacher besteht aus dem Vorspannungstransistor Q3 und dem Vervielfacherwiderstand E1, während der zweite Vervielfacher den Vorspannungstransistor Q4· und den Vervielfacherwiderstand R3 umfaßt.

Der erste V-g-g-Vervielfacher hat einen Spannungsteilerwiderstand R2 mit dem zweiten V-ggVervielfacher gemeinsam. Die Summenausgangsspannung längs des V-g-g-Vervielfachers wird an den Ausgangsklemmen A und B abgenommen. Diese Vorspannung V-g ist annähernd gleich dem Wert von 2V-Q₁₇ __ R1+R2^-R3 . Da R2 im Nen-

^u Jib X gTj¹ —

ner der Gleichung steht, kann dieser Widerstand als Spannungsteilerwiderstand bezeichnet werden.. R2 wird von den beiden V-g-o-Vervielfachern, welche die Spannung Vi-n an die Vorspannungsklemmen A und B in der neuartigen Schaltung liefern, anteilig benutzt.

Ein Vorteil der neuen Schaltung beruht in deren Symmetrie. Zufolge des gemeinsamen Teilwiderstandes R2 zwischen den inneren Referenzspannungsklemmen X und Y gibt die Schaltung in ihrer symmetrischen Wirkungsweise Zugang zu den Basen der Vorspannungstransistoren Q3 und Q4, wie aus Fig.4- ersichtlich.

In Fig.4 bilden die Vorspannungstransistoren Q3 und Q4- mit ihren entsprechenden Vervielfacherwiderständen R1 und R3 und dem gemeinsamen Teilerwiderstand R2 die Vorspannungsschaltung für die Ausgangstransistoren·Q1 und Q2, denen jeweils Treibertransistoren Q5 und Q6 zugeordnet sind. Die Vorspannung wird der komplementär-symmetrischen Ausgangstransistorschaltung mit den Transistoren Q1 und Q2 über die Treibertransistoren Q5 und Q6 von den Vorspannungsspeiseklemmen A und B zugeführt. Die interne Referenzspannung an den Klemmen X und Y ist auf die Ausgangsklemme Z der komplementär-symmetrischen Emitterfolgerausgangs schaltung bezogen. Zwischen den inneren Referenzspannungsklemmen X und Y einerseits und der Ausgangsklemme Z andererseits

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sind die KonstantSpannungsquellen angeschlossen, die eine interne Referenzspannungsanordnung bilden. Eine erste Konstantspannungsquelle besteht aus der Kombination der Spannungsquelle Vy- und der Diode D1, während eine zweite Konstantspannungsquelle die Spannungsquelle V„ und die Diode D2 umfaßt, wobei positive und negative Pole jeder Spannungsquelle durch Plus- und Minuszeichen in Fig.4- angedeutet sind. Die Dioden D1 und D2 dienen zum Verhindern eines Rückstromflusses. Auf diese V/eise werden die Basen der Transistoren Q3 und Q4 spannungsmäßig gegenüber der Ausgangsklemme Z durch eine Konstantspannungsquel-Ie festgelegt. In B¹Xg.4- sind die Konstantspannungsquellen durch Dioden gebildet, die in Serie mit den Vorwärtsspannungen der Transistoren liegen, obwohl andererseits die Konstantspannungsquellen durch Zener-Durchbruchspannungen gebildet werden können.

Ein Beispiel für Vorteile einer Schaltung nach der vorliegenden Erfindung sei nachstehend erläutert. Fig.2 zeigt eine bekannte komplementär-symmetrische Emitterfolgerschaltung mit Vorspannungserzeugungsmitteln nach dem Stande der Technik, die innerhalb der unterbrochenen Linien angedeutet sind. Zu betrachten sei die Schaltung von Fig.2 in zwei typischen Zuständen:

Die Ausgangsspannung, VquT ^se^ gleich Null und V₀^m sei gleich 10 Volt.

Bei dem ersten Zustand sei angenommen, daß der Vorspannungsstrom, welcher in die Basiselektrode des Ausgangstransistors fließt, 100 Miliampdre beträgt.

V/enn der V/ert des Widerstandes in der Emitterschaltung jedes Ausgangstransistors RE1 und RE2 1 Ohm beträgt, so ist der Spannungsabfall längs jedes dieser Widerstände 0,1 Volt, und die angelegte Spannung V-g_E an der Basisemitterstrecke jedes Ausgangstransistors wird gleich 0,7 Volt sein, sodaß die gesamte Vorspannung zwischen den Klemmen A und B,zum Beispiel zwischen den Basen der Ausgangstransistoren, V-n=0,7V+0,1V+0,1V=1,6V betragen wird.

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Bei dem zweiten Ausgangssignalzustand sei 10 Volt Ausgangsspannung mit einem Ausgangsstrom von 1 Ampere angenommen. Die Spannung längs eines V/iderstandes im Emitterkreis des Transistors, welcher sich im "EIR"-Zustand befindet, beträgt 1 Volt, während der Basis/Emitter-Spannungsabfall desselben Transistors bis auf 0,9 Volt ansteigen kann. Andererseits ist der Transistor Q2, welcher im leitenden Zustand 100 Miliampere führt, mit derselben Basisemitterspannung beaufschlagt wie im vorhergehenden Absatz, genannt, d.h. 0,7 Volt, während der Spannungsabfall längs des V/iderstandes im Emitterkreis bei diesem Widerstand 0,1 Volt beträgt. In diesem Pail wird die Vorspannung V_B etwa 1 Volt +0,9 Volt +0,1 Volt +0,7 Volt = 2,7VoIt betragen.

Somit ist erkennbar, daß die Vorspannung V-n von 1,6 Volt auf 2,7 Volt anwachsen muß, um die angenommene Vorwärtsvorspannung mit einem Strom von 100 Miliampere in beiden Ausgangstransistoren aufrechtzuerhalten. Der in Eig.2 dargestellte Spannungsgenerator für die Vorspannung erzeugt eine konstante Vorspannung

V₁₃, die annähernd gleich V-T_n-, ^ R1 + R2 ist. B ■ BE x r^—

Bei Verwendung der.Vorspannungserzeugungsschaltung nach 3Fig.3 wird jedoch eine Ruhevorspannung erzeugt mit dem Wert

V = 2V₇^ _v R1 + R2 + R3

Lx c.

Der Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Fähigkeit, die Ströme in die Zwischenklemmen X und Y einzuleiten bzw. herauszuziehen. Es sei angenommen, daß ein geringer Strom aus der Klemme X der internen Referenzspannung her eingeleitet wird. Da der Strom durch den Widerstand R2 konstant bleibt, wird ein zusätzlicher Strom durch den Widerstand R1 fließen,' was einen Spannungsanstieg am Widerstand R1 bewirkt und einen entsprechenden Anstieg der Vorspannung V-g= Vn,,+ V„p+ Vr* · ^D^^e Spannung V_R:z bleibt konstant, da der Strom durch den Widerstand R2 konstant ist. Der Strom im Widerstand R2 ist annähernd gleich

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dem Strom im Widerstand R3 unter der Annahme hoher Stromverstärkung der Transistoren, sodaß die Basisströme im wesentlichen auf Null reduziert werden.

Das gleiche Anwachsen der Spannung V^ erfolgt am Widerstand R3, wenn ein positiver Strom an der Klemme Y zugeführt wird. Somit ermöglicht die Erfindung einen symmetrischen stromgesteuerten Verstärker zur !Führung der Vorspannung V-g gegenüber den Anforderungen der Ausgangsstufe.

In Fig.4· besitzen die Konstantspannungsquellen an den Klemmen X und Z sowie Y und Z ei" ο Spannung, die etwas größer als der Basis/Emitter-Spannungsabfall V-n-g der Transistoren Q3 und Q4-ist. Die Dioden D1 und -D2 verhindern einen Rückstromfluß in die Klemmen X und Y der internen Referenzspannung. Die gesamte Vorspannung V-g an den Vorspannungsspeiseklemmen A und B ist gleich dem Basis/Emitter-Spannungsabfall V-n-p an jedem der Endstufentransistoren einschließlich, sofern vorhanden, dem zugehörigen Treiber, plus dem Spannungsabfall V^-p^, und V_R--,p an jedem der Widerstände im Emitterkreis jedes Endstufentransistors. Im Ruhezustand ist der Strom an den Klemmen X und Y sehr klein, was dem Ausgangsstrom und der Ausgangsspannung entspricht. Wenn, wie im vorhergehenden Beispiel, die Klemme X eine Spannung von annähernd 0,7 Volt und die Spannung an der Klemme Y annähernd -0,7 Volt gegenüber der Ausgangsklemme Z besitzt, und der positive Ausgangsstrom durch ein Eingangssignal durchgesteuert wird, so steigt die Basis/Emitter-Spannung VgT₇^, des ersten Ausgangstransistors Q1. Die Spannung V_BE[-steigt entsprechend dem Spannungsabfall Vt,™ am Widerstand im Emitterkreis des gleichen Transistors.

Wenn die Spannung am Widerstand ,R1 in der neuartigen Vorspannungsschaltung V·^ konstant bleiben würde, dann würde die Spannung an der Klemme X bis über +0,7 Volt über die Größe der Ausgangs spannung ^Q-um zufolge der erhöhten Spannungen V-n-g,,, V-g_E7 und V-ggv] ansteigen, da letztere zueinander in Serie liegen wurden. Neigt jedoch die Spannung an der Klemme X höher

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anzusteigen als die Ausgangsspannung plus die Spannung ν_χ, so fließt ein Strom von der Klemme X an den Ausgang, zum Beispiel ein Rückkopplungsstrom, der dahingehend wirkt, daß die Spannung an der Klemme X auf dem Wert der Ausgangsspannung plus der Spannung an der Klemme X, zum Beispiel Vq_UT + ν_χ festgehalten wird, und daß der Stromfluß über den Widerstand R1 ansteigt, was einen Anstieg der Vorspannung Vg bewirkt.

Die Spannung am Widerstand R1 wird in Grenzen auf jeden erforderlichen Wert ansteigen, um die Spannung an der Klemme X annähernd auf den Wert Vq^ + ν_χ zu halten. Diese Punktion, die für die Klemmen X und Y sowie die Widerstände R1 und R 3 symmetrisch erfolgt, sichert eine genügend große Spannung V-^₅ um einen Vorwartsvorspannungsstrom für die Ausgangstransistoren unter allen normalen Arbeitsbedingungen aufrecht zu erhalten.

„5 zeigt eine ausgeführte Schaltung unter Verwendung der Anordnung nach der Erfindung. Die Transistoren Q11-Q14- bilden die eine Hälfte einer komplementär-symmetrischen Emitterfolgerschaltung nach Darlington. Die Transistoren QI5-QI8 bilden die andere Hälfte der Endstufe_β

Die Schaltung zum Erzeugen der Vorspannung nach der vorliegenden Erfindung ist durch die unterbrochene Linie in Fig.5 eingerahmt» Die Kondensatoren C1 und 02, die vorher in der Schaltung der Erfindung nicht gezeigt wurden, besitzen eine Kapazität von 15pf und verhindern wilde Schwingungen auf hohen Frequenzen in den Vorspannungsstromkreisen. Diese Kondensatoren sind Jedoch für die Wirkungsweise dar Schaltung unbedeutend. Die Dioden D11, D12, DI3 und D1 4- .dienen zur Bildung der bereits erwähnten KonstantSpannungsquellen_? die, wie schon gesagt, zwischen den Ausgangsklemmen X und Y einerseits und der Ausgangsklemme Z andererseits vorgesehen sind. Die vorher nicht gezeigte Diode DI5 dient dazu, die Effektivspannungen V-gg der Vorspannungstransistoren Q9 und Q1O zu vergrößern. Diese Diode ist für die Wirkungsweise ebenfalls unbedeutend.

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In der Ausgangsstufe werden Dioden D16 und DI7 zur Begrenzung der Spannung V_R-p an den Widerständen und Emitterkreisen der Ausgangstransistoren verwendet, und zwar auf etwa 1 Volt bei höheren Strömen. Die Ausgangstransistoren besitzen einen möglichst kleinen Anstieg des Bedarfes an Vorspannung in Durchlaßrichtung über den erforderlichen Aussteuerbereich. In anderen Worten wird die erforderliche Vorspannung bei Stromanstiegen möglichst gering gehalten. Transistoren mit derartigen Kennlinien sind beispielsweise die Typen 2N53OJ und 2N574-5·

Die Transistoren Q9 und Q1O sind vorzugsweise paarweise ausgesucht und übliche Transistoren zur Signalverstärkung. Vorzugsweise werden diese im thermischen Kontakt mit den Ausgangsstufentransistoren QI3, Q14-, QI7 und Q18 gebracht, um das Temperaturverhalten jeweils anzupassen.

Wesentlich ist, daß ein sehr kleiner Strom durch die Dioden D11, D12, DI3, D14- während des Ruhezustandes fließt. Die Dioden sollen eine scharfe Knickcharakteristik bezüglich der Vorspannung in Durchlaßrichtung, nahezu im Sinne einer Konstantspannungsquelle, haben. Dioden mit einer derartigen Kennlinie sind allgemein Siliziumdioden, wie die Typen IN914-, jedoch hinsichtlich eines scharfen Kennlinienknicks ausgesucht.

In der Schaltungsanordnung nach Fig.5 liegen die Vorwärtsdioden D16, DI7 parallel zu den Widerständen RE3, RE6 mit einem Widerstand geringer als 4- Ohm, um eine Veränderungsmöglichkeit in der Wirkungsweise des Vorspannungsnetzwerkes vorzusehen. In anderen Worten bedeutet dies, daß die Spannungen an den Klemmen X und Y sich weiter als die Werte V_v + V_ATTrn und V_nUm — V_v

Λ. UUJ. UUi. X

bewegen dürfen, wobei die Vorspannung am jeweils "unbenutzten" Ausgangsstufentransistor abnehmen darf, jedoch nicht bis zu dem Punkt, an dem der Transistor sperrt.

Im Beispielsfalle eines 100 mA Vorspannungsstromes werden annährend 0,6 Volt an jedem der Widerstände RE3, RE6 und den Dioden D16, DI7 abfallen, und bei einer Abnahme auf 0,5VoIt,

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wenn die Gegenseite einen starken Strom führt, verringert sich der Vorspannungsstrom auf vielleicht nur 80 mA für eine Abweichung von 0,1 Volt in dem Vorspannungsnetzwerk. Die praktische Verbesserung führt dazu, daß die Spannungen V-g-g und V-n-g, die an der Ausgangstufe abfallen, weniger kritisch bezüglich des Vorspannungsströmes sind, und dies erlaubt auch einige Abweichungen bei den Vorspannungserfordernissen.

Fig.6 zeigt eine bevorzugte Schaltung zur Erzeugung einer Vorspannung V-o im Rahmen der vorliegenden Erfindung. Hier sind wieder zwei V-o-g-Vervielf acher einem gemeinsamen Spannungsteilerwiderstand zugeordnet. Der erste V-g-^-Vervielfacher besteht aus einem Vorspannungstransistor Q21 mit den Vervielfacherwiderständen R21 und R22 im Basiskollektorkreis des Transistors Q21. Der zweite V-g-g-Vervielfacher besteht aus dem Vorspannungs transistor Q22 mit den Vervielfacherwiderständen R24- und R25 im Basiskollektorkreis dieses Transistors. Beide fächer haben einen gemeinsamen Spannungsteilerwiderstand R23. Die Widerstände R21 und R25 können vorzugsweise Thermistoren sein, die in Kontakt mit den Ausgangsstufentransistoren angeordnet sind. Die Transistoren Q23 und Q24 dienen dazu, aus den Klemmen C, D Strom- abzuführen in ähnlicher Art wie in Verbindung mit Fig.4 beschrieben. Dies jedoch erlaubt eine Anpassung der Transistoren Q21 an Q23 und Q22 an Q24.

Die Germaniumdioden D21 liefern einen kleinen Spannungsabfall, welcher tatsächlich die Basis/Emitter-Spannungen der Transistoren Q 23 und Q24 ein wenig über die Basis/Emitter-Spannungen der Transistoren Q21, Q22 hebt. Dies sichert einen kleineren · Stromfluß über die Transistoren Q23 und Q24- als über die Transistoren Q21 und Q22 im Ruhezustand. Bei dieser Konfiguration wird ausgenutzt, daß monolitische einander angepasste Transistorpaare leicht erhältlich sind. Als Alternative können die Dioden D21 fortgelassen und der Transistor Q23 so ausgesucht werden, daß dieser eine höhere Basis/Emitter-Spannung als der Transistor Q21 hat. In ähnlicher Weise ist-dies bei der Basis/ Emitterspannüng der.Transistors Q24 im Vergleich sum Transistor Q22 möglich.

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Fig.7 zeigt einen einfachen 100 Watt Leistungsverstärker, wobei als Blöcke in den Figuren dargestellte: Teile die vorher
näher beschriebenen Merkmale zeigen. Die Stromquelle 101 speist den Differenzverstärker 103. Ein Spannungsstromverstärker 105 verstärkt des Differenzsignal zur Speisung der komplementären Endstufen 111, 113· Die Vorspannung für die Ausgangsstufen
wird über die aktive Vorspannungsstufe 107, wie oben beschrieben, erzeugt. Die Stromquelle 109 speist einen Strom in das
aktive Vorspannungsneztwerk 107, und die Stromverstärkerstufe 105 übernimmt von dieser den Strom.

Die Ausgangsklemme 0 gibt das Ausgangssignal aus den komplementären Ausgangsstufen 111, 113 ab und liefert gleichzeitig
ein Rückkopplungssignal an die Klemme Z, die den Bezugspunkt
für die KonstantStromquellen, die P-N-Übergänge der Transistoren Q1 und Q2 zwischen den Klemmen X und Y einerseits und der Klemme Z andererseits liefert, wobei ein Stromfluß weg von oder in die Klemmen X und Y erzeugt wird, um eine proportionale Vorspannung der Ausgangsstufen 111, II3 zu ermöglichen, was erforderlich ist, um diese Stufe unter allen normalen Signalzuständen, wie oben in Verbindung mit Fig.6 erläutert, im entsperrten Zustand zu halten.

Fig.8 zeigt schematisch einen Tonfrequenzausgangsverstärker
mit 100 Watt Leistung pro Kanal, welcher eine aktive Vorspannungsschaltung nach der Erfindung verwendet. Ein Eingangssignal wird dem Differentialeingangsverstärker 203 zugeführt, der eine Signalspannung V-™ aus der Eingangsklemme I zusammen mit einem Rückkopplungssignal von der Ausgangsklemme 0 erhält unci das Differentialsignal verstärkt. Dieses wird zu einer Verstärkerstufe 205 geführt, wo das Signal vor der Übertragung an die komplementär-symmetrische Emitterausgangsstufen 211, 213 weiter verstärkt wird.

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Die aktive Vorspannungsschaltung 207, die bereits vorstehend beschrieben wurde, besitzt Vorspannungszuführungsklemmen A und B zur Speisung der Vorspannung an die Ausgangsstufen 211, 213. Stromquellen 201, 209 liefern Strom zum Aufbau von Vor-; Spannungen, wie diesedurch die Vorspannungsschaltung 207 benötigt werden.

Ferner ist eine Schutzschaltung 215 neu vorgesehen, um den Ausgangsstrom zu begrenzen, wenn dieser einen vorbestimmten Wert für eine gegebene Ausgangsspannung überschreitet, welche durch das Potentiometer P in der Schutzschaltung des Blockes 215 eingestellt ist. Die Vorspannungsschaltung 207 läßt die Anordnung eines veränderbaren 5k Ohm Widerstandes bei der Klemme Y erkennen. Dieser Widerstand dient dazu, die Vorspannung V-g im Ruhezustand einzustellen.

Die Anordnung nach Fig.8 arbeitet ganz in der gleichen Weise wie die Anordnung nach Fig.7, wobei die Ausgangsklemme 0 das Ausgangssignal von den komplementären Ausgangsstufen 211, 213 liefert und ein Rückkopplungssignal an die Klemme Z der aktiven Vorspannungsschaltung 207 leitet, die den Bezugspunkt der Konstantspannungsquellen mit den Dioden D21, D22, D23, D24 bildet, die zwischen den Klemmen X und Y einerseits und der Klemme Z andererseits liegt und dadurch einen Stromfluß weg von bzw. in die Klemmen X und Y ermöglicht, um eine proportionale Vorspannung an die Ausgangsstufen 211 und 213 zu liefern, was erforderlich ist, um diese Stufen während der normalen Signalzustände offen zu halten, was vorher im Bezug auf Fig.6 bereits erläutert worden ist.

Fig.9 zeigt eine 300 Watt Version der Anordnung nach Fig.8, bei der eine aktive Vorspannungsschaltung gemäß der Erfindung vorgesehen ist. Das Eingangssignal wird in einem Differentialeingangsverstärker 303 empfangen. Dieser erhält ein Spannungssignal Vjjx von der Eingangsklemme I zusammen mit einem Rückkopplungssignal aus der Ausgangsklemme 0 und verstärkt das Differenzsignal, indem dieses einer Verstärkerstufe 305 zugeführt

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wird, wo das Signal weiterverstärkt wird, bevor es an die komplementär-symmetrischen Emitterausgangsstufen 311 > 313 geleitet wird.

Die aktive Vorspannungsschaltung 307 besitzt Vorspannungsspeiseklemmen A und B, um eine Vorspannung an die Ausgangsstufen 311, 313 zu liefern. Die Stromquellen 301 und 309 liefern Strom zur Erzeugung einer Vorspannung, wie diese in der Vorspannungsschaltung 307 benötigt wird. Ähnlich wie bei der Schutzschal-" tung in Fig.8 besitzt die Anordnung nach Fig.9 eine Schutzschaltung 315? 316, welche das Ausgangssignal begrenzt, wenn der Strom einen vorbestimmten Wert für ein gegebenes Ausgangssignal übersteigt, was jeweils durch die Potentiometer P, P¹ in den Blöcken 315? 316 eingestellt werden kann. Die Vorspannung sschaltung 307 kann einen variablen 5k-0hm Widerstand nahe der Klemme Y enthalten. Dieser Widerstand dient zur Einstellung der Ruhevorspannung Vg.

In den Fig.7, 8 und 9 sind die Werte der Widerstände und Kondensatoren bei den Bauelementen angegeben und im Sinne der üblichen elektrischen Schemazeichnung vermerkt. Diese Werte sind beispielsweise, und andere Vierte können innerhalb der in der Fachwelt bekannten Toleranzen gewählt werden. Bei der Auswahl der Bauelemente und Toleranzen sei bemerkt, daß das Ziel verfolgt werden muß, beide komplementär-symmetrischen Ausgangsstufen im "EIN"-Zustand zu allen Zeiten zu halten, indem die Vorspannungsschaltung derart bemessen wird, daß Übergangsverzerrungen vermieden werden, welche für die Gegentaktverstärker des Standes der Technik kennzeichnend sind.

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Claims

Patentansprüche

Tonverstärker für hochwertige Widergabe mit Signalzuführungsmitteln sowie einem Leistungsverstärker, der mit diesen Signalzuführungsmitteln verbunden ist und komplementäre Gegent akt endstuf ent ransi st oren ..in Emitterfolgerschaltung enthält, wobei jeder der genannten Transistoren eine Basiselektrode, einen Kollektor und einen Emitter aufweist, und die Emitter dieser Ausgangstransistoren mit einer gemeinsamen Ausgangsklemme verbunden sind, bei dem ferner eine aktive Schaltung zur Erzeugung einer Vorspannung an die komplementären Ausgangstransistoren angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß diese aktive Vorspannungserzeugungsschaltung folgende Merkmale aufweist:

a) in Serie geschaltete erste und zweite Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher (V-n-g-Multiplier) sowie einen beiden zugeordneten Spannungsteilerwiderstand zwischen diesen, wobei der Widerstand an den Klemmen einer internen Referenzspannung liegt und

b) Mittel ,zur Erzeugung einer internen Referenzspannung, die zv/ischen den genannten Klemmen für die interne Referenzspannung und der genannten Ausgangsklemme liegen, und die genannte interne Referenzspannung an den Klemmen auf einen derartigen Pegel begrenzen, daß eine Vorspannung in Durchlaßrichtung bei beiden der genannten Ausgangstransistoren ständig unter den normalen Betriebsbedingungen aufrechterhalten wird und, daß an die genannte Ausgangsklemme Ausgangsschaltmittel angeschlossen sind.

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ORiGlMAL INSPECTED

kr.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher (V^-Multiplier) aus einem Vorspannungstransistor besteht mit einer Basis/Emitter- und Kollektorelektrode in komplementärer Polarität zu einem weiteren Vorspannungstransistor, und daß die Basis dieses Vorspannungstransistors an eine Referenzspannungsklemme des Spannungsteilerwiderstandes angeschlossen ist, und ein Spannungsvervielfacherwiderstand vorgesehen ist, der einerseits mit einer entsprechenden Referenzspannungsklemme und andererseits an den entsprechenden Kollektor des Vorspannungstransistors angeschlossen ist, sodaß eine Vorspannungsspeiseklemme am zweiten Ende des VervielfacherwiderStandes gebildet wird, die mit der Basis eines Endstufentransistors verbunden ist.
3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher (V^-Multiplier) mit den Mitteln zur Erzeugung einer internen Referenzspannung verbunden ist, die aus einem Paar von KonstantSpannungsquellen bestehen, die jeweils zwischen entsprechenden internen Referenzspannungsklemmen und der genannten Ausgangsklemme angeschlossen sind, um Rückkopplungssignale abzugeben und zu empfangen "an bzw. von der genannten Ausgangsklemme und, daß die Konstantspannungsquellen hinsichtlich Spannungsabfall und Polarität so gewählt sind, daß eine Vorspannungsamplitude Y~ an dem genannten Paar von Speisequellen aufrechterhalten bleibt, sodaß eine Vorwärtsvorspannung bei beiden Ausgangstransistoren jederzeit unter normalen Betriebsbedingungen erhalten bleibt.
4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantspannungsquelle mindestens einen p-n Übergang enthält.
5· Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte p-n-Übergang durch eine Diode gebildet wird.
6. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte p-n-Übergang durch einen Transistor gebildet wird.

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7· Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signaleingangsanordnung durch einen Transistordifferentialeingangsverstärker gebildet ist mit einem ersten Eingang für das Eingangssignal und einem zweiten Eingang für ein Rückkopplungssignal von der genannten Ausgangsklemme.
8. Verstärker nach Anspruch 7\ dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Transistordiffer-entialeingangsverstärker einen symmetrischen emittergekoppelten Differenzverstärker enthält mit einem Paar von Transistoren gleicher Polarität, deren Emitterelektroden verbunden sind, während an die Basiselektroden die ersten und zweiten Eingangssignale gelegt sind sowie mit Kollektorelektroden.
9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der emittergekoppelte Differenzverstärker eine Spannungs- und Stromverstärkungsstufe besitzt, die an die Kollektoren des genannten Transistorpaares angeschlossen sind.
10. Endstufenschaltung für hochwertige Wiedergabe nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

A) daß ein Leistungsverstärker mit in Gegentakt als Emitterfolger geschalteten komplementären Endstufentransistoren vorgesehen ist, bei dem jeder der Transistoren eine Basis,- eine Kollektor- und eine Emitterelektrode besitzt und, daß die Emitter dieser Endstufentransistoren gegenseitig mit einer Ausgangsklemme verbunden sind und,

B) daß eine Vorspannungserzeugungsschaltung vorgesehen ist, die

a) erste und zweite in Serie geschaltete Basis/Emitter-Spannungsvervielfacher (V-n_E-Multiplier) besitzt und, daß jeder dieser Vervielfacher aus

i) einem Vorspannungstransistor mit einer Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode besteht und zwar von komplementärer Polarität gegenüber dem anderen Vorspannungstransistor und,

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ii) daß ein Spannungsvervielfacherwiderstand mit dem einen Ende an die entsprechende Basis eines Vorspannungstransistors und mit dem zweiten Ende an den entsprechenden Kollektor des genannten Vorspannungstransistors angeschlossen ist, und so ein Paar von Vorspannungsspeiseklemmen an den Enden dieses zweiten Widerstandes bildet und, daß diese Speiseklemmen für die Vorspannung mit den Basiselektroden der Endstufentransistoren verbunden sind und, daß

b) ein anteilig benutzter Spannungsteilerwiderstand mit zwei Enden vorgesehen ist, dessen jedes Ende an eine Basis jeweils eines der beiden Vorspannungstransistoren gelegt ist, um ein Paar von internen Referenzspannungsquellen an den beiden Enden zu bilden und, daß

c) eine interne Referenzspannungsquelle zwischen einer entsprechenden internen-Referenzspannungsklemme und der Ausgangsklemme liegt, die hinsichtlich des Spannungsabfalls und der Polarität derart bemessen ist, daß eine Vorspannungsamplitude V-g an dem Paar von Vorspannungsspeiseklemmen liegt, sodaß eine Vorspannung in Durchlaßrichtung an beiden der genannten Endstufentransistoren unter normalen Betriebsbedingungen aufrechterhalten bleibt.

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