DE2551785B2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Signals - Google Patents
Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines frequenzmodulierten SignalsInfo
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- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Bei der Magnetaufzeichnung von Fernsehsignalen begrenzt die derzeitige Technologie des Aufzeichnungsverfahrens den Frequenzbereich des aufgezeichneten
Signals auf 10 Oktaven. Das Videosignalspektrum umfaßt jedoch 17 bis 18 Oktaven. Dementsprechend
muß die Videosignal-Bandbreite komprimiert werden, um die gesamte im Signa! erhaltene Information
aufzeichnen zu können. Frequenzmodulation ist eine der Möglicheiten, die Bandbreite eines Signals zu komprimieren,
und insbesondere Pulsfrequenzmodulation wird in der professionellen Video-Aufzeichnungstechnik
verbreitet angewandt.
In allen Anwendungsfällen einer Fernsehsignalaufzeichnung wird jedoch hohe Qualität verlangt. Darüber
hinaus hat die Rundfunkindustrie feste Richtwerte für die Signalqualität entwickelt. Demgemäß muß ein in
einem Video-Bandgerät verwendeter FM-Modulator ein Minimum an Signalstörungen und ein Maximum an
Widergabetreue ermöglichen. Derartige Modulatoren sind jedoch kompliziert im Aufbau und teuer in der
Konstruktion.
Ein derartiger Modulator wird in dem von der Firma Ampex Corp. hergestellten Video-Bandgerät Typ
AVR-I verwendet. Bei diesem Modulator handelt es sich um einen Pulsmodulator, der eine Art Kippgenerator
mit einer Tunneldiode verwendet. Die Tunneldiode arbeitet als bistabiles Element, das zur Steuerung der
Lade- und Entladezyklen eines Kondensators zwischen seinen beiden stabilen Zuständen umgeschaltet wird.
Der Kondensator wird mit Hilfe zweier getrennter Stromquellen geladen und entladen. Zur Steuerung der
exakten Punkte, an denen der Oszillator seinen Zustand ändert, wird ein Differenzverstärker verwendet. Der
Modulator ist aus einzelnen Elementen unter Verwendung speziell ausgesuchter Transistoren und anderer
hochqualitativer Schaltungselemente aufgebaut. Die
Tunneldiode ihrerseits ist sehr kostspielig. Die Schaltung ist daher kompliziert und relativ teuer in der
Herstellung.
Beim Gerät AVR-I handelt es sich um einen Pulsfrequenzmodulator hoher Qualität. Selbst in Modulatoren
höchster Qualität benötigen der Oszillator und die anderen Schaltkreiselemente zur Änderung ihres
Zustands eine endliche Schaltzeit Diese Schaltzeit stellt eine von der Betriebsfrequenz unabhängige Konstante
dar. Bei den in der Video-Bandaufzeichnung verwendeten hohen Frequenzen ist die Schaltzeit ein wesentlicher
Bestandteil der Impulsbreite. Demzufolge können nichtlineare Zusammenhänge zwischen den Änderungen
des Videosignals und den Änderungen in der modulierten Frequenz auftreten, und solange nicht
Kompensationsmaßnahmen ergriffen werden, um einen linearen Funktionszuammenhang sicherzustellen, wird
das Signal gestört sein.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Linearität einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines frequenzmodauerten
Signais, der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 erläuterten Art zu verbessern : nd dafür zu
sorgen, daß die Schaltungsanordnung mit einfachen und leicht erhältlichen Elektronikbauteilen aufgebaut werden
kann.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen
Merkmale.
Die Schaltungsanordnung weist in einer Ausführungsform einen sowohl an eine gesteuerte Stromquelle als
auch an eine bistabile Schaltung angeschlossenen Kondensator auf. Die bistabile Schaltung schaltet in
Abhängigkeit von der momentanen Ladung des Kondensators zwischen zwei stabilen Zuständen um.
Solange sich die bistabile Schaltung in dem einen ihrer stabilen Zustände befindet, ist die Stromquelle so
geschaltet, daß sie die Ladung des Kondensators in Abhängigkeit von einem ihr zugeführten Modulationssignal in einer ersten Richtung ändert. Die bistabile
Schaltung ändert die Ladung des Kondensators in der anderen Richtung, während sie sich in dem anderen
ihrer stabilen Zustände befindet. Die Ladung des Kondensators wird damit durch das Zusammenwirken
der Stromquelle und der bistabilen Schaltung abwechselnd in beiden Richtungen geändert und bewirkt ein
freilaufendes Signal, welches duroh das der Stromquelle
zugeführte Modulationssignal moduliert ist.
Um einen linearen Frequenz-zu-Modulationssignal-Zusammenhang
zu erzielen, kann einer der Punkte, an denen die bistabile Schaltung zwischen ihren stabilen
Zustünden umschaltet, geändert werden. Zwischen dem Kondensator und dem Bezugspotentialanschluß der
bistabilen Schaltung ist eine Steuerschaltung angeschlossen, die dem Bezugspotentialanschluß ein mit der
Frequenz des am Kondensator anliegenden Signals sich änderndes Signal zuführt. Da die bistabile Schaltung
eine endliche Schaltzeil aufweist, die einen beträchtlichen Teil der für einen vollständigen Zyklus benötigten
Zeit darstellt, könnte kein linearer Zusammenhang zwischen dem der gesteuerten Stromquelle zugeführten
Pegel des Modulationssignals und der Schaltfrequenz der bistabilen Schaltung erreicht werden, sofern die
Frequenzänderungen durch die Steuerschaltung nicht variiert wurden. Auf diese Weise kann jedoch ein
linearer Frequejiz-zu-Steuersignal-Zusammenhang unmittelbar
durch den FM-Modulator erzielt werden.
Die Zeichnung zeij. l eine schematische Darstellung
einer bevorzugten Ausführungform der Erfindung. Ein solcher Frequenzmodulator ist insbesondere für die
Verwendung in Fernsehsignalsystemen geeignet. Er weist eine gesteuerte Stromquelle 1 auf, die so
geschaltet ist, daß sie einen Kondensator 2 in einer ersten Richtung lädt. In der dargestellten Ausführungsform ist die Stromquelle 1 so angeschlossen, daß sie den
Kondensator 2 entlädt. Das auf einen Träger frequenz.· zumodulierende Videosignal wird so zugeführt, daß
seine Amplitude den von der Stromquelle 1 abgegebenen Strompegel steuert. Zur Erzeugung des gewünschten
frequenzmodulierten Signals wirkt eine bistabile Schaltung 3 mit der Stromquelle 1 und dem Kondensator
2 zusammen. Die bistabile Schaltung 3 weist vorzugsweise Differential-Komparatoren 4, 5 und ein
Flipflop 6 auf. Ein erster Eingang 7 bzw. 9 jedes Differential-Komparators 4 bzw. 5 ist mit dem
Kondensator 2 gekoppelt. Die Ausgänge der Differential-Komparatoren 4, 5 sind mit den Rücksetz- bzw.
Setz-Triggereingängen des Flipflops 6 gekoppelt. Der in der Schaltung verwendete (?-Aus<*ang des Flip-Flops 6
ist mit dem Kondensator 2 verbanden. Wenn sich der (?-Ausgang des Flip-Flops 6 naclv Triggerung am
Setz-Anschluß im »Eins«-Zustand befindet, wird der
Kondensator rasch auf einen hohen Spannungspegel geladen. Zum Laden des Kondensators 2 auf diesen
Spannungspegel wird aufgrund der endlichen Schaltzeit des Flip-Flops 6 eine kurze, aber bedeutsame Zeitspanne
benötigt. Die Ladezeit des Kondensators beträgt z. B. fünf Nanosekunden und damit einen beträchtlichen Teil
in der bei gegenwärtigen Rundfunkaufzeichnungsnormen erforderlichen Zykluszeit von 30 Nanosekunden.
Zweite Eingänge 8, 10 der Differential-Komparatoren 4 und 5 sind jeweils an Bezugsspannungen E\ und £2
gekoppelt E\ und £2 bestimmen die Punkte, an denen die
Differential-Komparatoren 4 und 5 jeweils Rücksetz- und Setzimpulse an das Flip-Flop 6 abgeben und
hierdurch die Triggerpunkte der beiden stabilen Zustände der bistabilen Schaltung 3 bestimmen. In der
bevorzugten Ausführungsform bildet der Eingang 10 des Differential-Komparators 5 einen Steuereingang
rier bistabilen Schaltung 3, wie noch untenstehend näher
erläutert wird.
In Serie zwischen den Kondensator 2 und den Stcueranschluß 10 ist eine Steuerschaltung 11 geschaltet,
die vorzugsweise einen Differentidl-Komparator 12, einen einstellbaren Widerstand 13 und eine Induktivität
14 aufweist. Der Differential-Komparator 12 ist mit einem Eingang 15 an den Kondensator 2 angeschlossen.
Sein Eingang 16 ist mit einer Spannungsquelle E)
gekoppelt, deren Wert sich aus einem untenstehend erläuterten Grund auf einem Mittelwert zwischen E\
und Ei befindet, wobei E\ in der dargestellten
Ausführungsform größer ist als £2. Zwischen die Quelle
£2 und den Steueranschluß 10 ist ein Widerstand 18 gekoppelt, der Hie Quelle £2 und die Steuerschaltung
ausreichend trennen soll. In der dargestellten Ausfiihrungsform
dient die Steuerschaltung als Kompensationseinrichtung zur Kompensation nichtlinearer, aufgrund
der endli hen Schaltzeit der bistabilen Schaltung 3 sich ergebenden Änderungen der Modulationsfrequenz.
Der Ausgang des Differential-Komparators 4 ist darüber hinaus zu Triggerzwecken an ein Flip-Flop 19
angeschlossen, das das Endausgangssignal der Schaltung liefert. In ei,;er ersten Bauform der dargestellten
Ausführungsform sind die Differential-Komparatoren 4, 5 und 12 sämtlich Teil eines einzigen Chips in
integrierter Schaltkreistechnik, während die Flip-Flops
6 und 19 Teil eines anderen Chips der von der Firma Motorola Semiconductor Products Inc. hergestellten
MECL 10 000-Serie sind. An die Anschlüsse der Chips sind, wie dargestellt, Ziehwiderstände 20 bis 24.
sogenannte pull down resistors angeschlossen, die sicherstellen sollen, daß die Schaltkreise in Vorwärtsrichtung
vorgespannt bzw. betrieben werden. An das Flip-Flop 6 ist kein solcher Ziehwiderstand angeschlossen,
da dieses seinen Zustand vollständig ändern muß, um zu verhindern, daß dem Kondensator 2 während des
Entladeteils des Zyklus Ladung zugeführt wird, die eine nichtlineare Entladung des Kondensators 2 bewirken
würde.
Im Betrieb lad! die Schaltung der bevorzugten
Ausführungsform zuerst den Kondensator 2 bei im »Eins«-Zustand befindlichen (^-Ausgang des Flip-Flops
6 so lange auf, bis der Wert von E\ erreicht ist. Zu diesem Zeitpunkt gibt der Differential-Komparator 4 ein
kucksetz-Signai an das Fiip-Fiop ö ab und kippt den (^-Ausgang nach »Null«. Der Kondensator 2 entlädt sich
daraufhin so lange mit einer durch den Stromfluß der Stromquelle I bestimmten Geschwindigkeit, bis der
Spannungswert tm Steueranschluß 10 erreicht ist. Der Stromfluß der Stromquelle 1 wird hierbei durch die
Amplitude des Video-Eingangssignals festgelegt. Ist der Spannungswert arn Steueranschluß 10 erreicht, so gibt
der Differential-Komparator 5 ein Setzsignal an das Flip-Flop 6 ab, welches dessen (^-Ausgang auf »Eins«
kippt, womit sich der Zyklus von selbst wiederholt. Der Eingang 8 des Differential-Komparators 4 ist. ebenso
wie der Eingang 9 des Differential-Komparators 5. als invertierender Eingang ausgebildet. Demzufolge gibt
der Differential-Komparator 4 ein »Eins«-Ausgangssignal
ab. wenn die Spannung an seinem Eingang 7 höher ist ah die Spannung an seinem Eingang 8. und der
Differential-Komparator 5 gibt ein »Eins«-Ausgangssignal ab, wenn die Spannung an seinem Eingang 9
niedriger ist als am Anschluß 10.
Die zum Aufladen des Kondensators 2 benötigte Zeit hängt von der Schaltzeit der bistabilen Schaltung 3 ab
und liegt fest. Die Entladezeit des Kondensators 2 hängi von dem von der Stromquelle 1 erzeugten Strom ab, der
seinerseits durch die Amplitude des Video-Eingangssi gnals festgelegt ist. Damit ändert sich bei Änderunger
des Videosignals die Entladezeit des Kondensators 2 womit sich die Frequenz des Modulators ändert und eiti
FM-Signal erzeugt wird.
Da jedoch lediglich der Entladcteil des Zyklus variiert wird, wäre das Frequenzansprechverhalten des Modulators
auf Video-Eingangssignale nichtlinear. Die Steuerschaltung 11 ermöglicht jedoch ein lineares Ansprechverhalten,
indem sie den Zustand an einem durch die Quelle £Ί bestimmten Punkt mittlerer Spannung
/wischen den Spannungspegeln, an denen die Differential-Komparatoren
4 und 5 ihren Zustand wechseln, verändert. Das Rechteckausgangssignal des Differential
Komparator 12 wird durch das RL-Filter 13, !4 gefiltert, dem Steuer-jnschluD 10 zugeführt und zur
Spannung E2 hinzuaddiert. Wenn die Frequenz des
Oszillators zunimmt, nimmt die Gesamtspannung am Steucranschluß 10 zu, worauf der Differential-Komparator
5 während des Entladeteils des Zyklus in einer kürzeren Zeit schaltet. Zur Kompensation der feststehenden
endlichen Ladezeit des Kondensators wird die Entladezeit verkürzt, was zu einem kompensierten, von
der Eingangsspannung linear frequenzabhängigen Ausgangssignal führt. Der exakte Schaltpunkt kann durch
Veränderndes Widerslands 13 auf optimale Kompensation
eingestellt werden.
Das Ausgangssignal des Differential-Komparators 4 wird mittels des Flip-Flops 19 halbiert und liefert das
endgültige frequenzmodulierte Impulssignal.
Der Frequenzmodulator gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform liefert ohne Verwendung kostspieliger
Bauteile, z. B. ohne Tunneldioden, ein lineares Ausgangssignal hoher Qualität. Dabei können ohne
Qualitätsverluste gegenüber herkömmlichen Schaltungen leichterhältliche, handelsübliche Bauteile verwendet
werden.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines frequenzmodulierten Signals in Abhängigkeit von
einem Modulationssignal mitteis eines Kondensators und einer von diesem gesteuerten bistabilen
Schaltung, deren Schaltzustände bei Erreichen vorgegebener Ladezustände des Kondensators
umgeschaltet werden, dessen Ladung in dem einen Schaltzustand der bistabilen Schaltung mit einer
durch das Modulationssignal bestimmten Geschwindigkeit in der einen Richtung und in dem anderen
Schaltzustand der bistabilen Schaltung mit konstanter Geschwindigkeit in der hierzu entgegengesetzten
anderen Richtung verändert wird, dadurch i.~ gekennzeichnet, daß eine auf die Ladung des
Kondensators (2) ansprechende Steuerschaltung (11) das Bezugspotential (an 10), bei dem die bistabile
Schaltung (3) in den anderen Schaltzustand umgeschaltet -wird, in Abhängigkeit von der durch das
Modulationssigna! (aus 1) bestimmten Geschwindigkeit der Ladungsänderung so verändert, daß die
Dauer des anderen Schaltzustands mit zunehmender Geschwindigkeit der Ladungsänderung abnimmt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Schaltung (3) zwei
Differential-Komparatoren (4, 5) und ein Flip-Flop (6) aufweist, daß der Rücksetz-Eingang (R) des
Flip-Flops (θ) mit dem Ausgang des ersten Differential-Komparators (4) und der Setzeingang
(S) des Flip-Flops (6) mit dem Ausgang des zweiten Differential-Komparators i5) verbunden ist, das
jeweils ein Eingang (7 bzw. 9) jedes der beiden Differential-Komparatoren (4 bzw. 5) sowie der eine
Ausgang (Q) des Flip-Flops (6/ an den Kondensator (2) angeschlossen ist und daß der jeweils andere
Eingang (8 bzw. 10) der beiden Differential-Komparatoren (4 bzw. 5) mit je einem Bezugspotential (E 1
bzw. £2) und gleichzeitig der andere Eingang (10) des zweiten Differential-Komparators (5) mit dem
Bezugspotential der Steuerschaltung (11) derart verbunden sind, daß der erste Differential-Komoarator
(4) das Flipflop (6) in den einen stabilen Zustand der bistabilen Schaltung (3) zurücksetzt,
wenn die Ladung des Kondensators (2) einem ersten Spannungspegel entspricht, und der zweite Differential-Komparator
(5) das Flipflop (6) in den anderen stabilen Zustand der bistabilen Schaltung (3) setzt,
wenn die Ladung des Kondensators (2) einem zweiten Spannungspegel entspricht.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (11) einen
dritten Differential-Komparator (12) aufweist, dessen einer Eingang (15) mit dem Kondensator (2),
dessen anderer Eingang (16) mit einem Bezugspotential (E3) und dessen Ausgang mit dem anderen
Eingang (10) des zweiten Differential-Komparators (5) verbunden ist, und daß der dritte Differential-Komparator
(12) auf einen zwischen dem ersten und dem zweiten Spannungspegel gelegenen dritten
Spannungspegel der Ladung anspricht und das dem anderen Eingang (10) des zweiten Differential-Komparators
(5) zugeführte Bezugspotential einstellt.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (11) ein
zwischen den Ausgang des dritten Differential-Komparators (12) und den Bezugspotentialeingang
(10) des /.weilen Differentialkomparators (5) geschaltetes
Filter (13,14) aufweist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (13,14) so ausgebildet
ist, daß es die Amplitude des dritten Spannungspegels in Abhängigkeit von der Frequenz ändert und
hierdurch die Dauer der Ladungsänderung des Kondensators (2) in der ersten Richtung in
Abhängigkeit von der Geschwindigkeit der Ladungsänderung steuert
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (13,14) eine
Widerstand-Induktivität-Serienschaltung mit einein einstellbaren Widerstand aufweist
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (11) einen
mit dem einen Eingang (15) an den Kondensator (2) angeschlossenen Differential-Komparator (12) sowie
ein zwischen den Ausgang des Differential-Komparators (12) und den einen Bezugspotentialeingang
(10) der bistabilen Schaltung (3) gekoppeltes einstellbares Filter (13, 14) aufweist und daß der
Differential-Komparator (12) zum Einstellen eines dem Bezugspotentialeingang (10) zugeführten
Steuersignals auf die einem vorgegebenen Spannungspegel entsprechende Ladung des Kondensators
(2) anspricht
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |