DE2547871A1

DE2547871A1 - Kompensator fuer integrierte halbleiterschaltungen

Info

Publication number: DE2547871A1
Application number: DE19752547871
Authority: DE
Inventors: Gerald William Leehan
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1974-11-21
Filing date: 1975-10-25
Publication date: 1976-05-26
Also published as: GB1517203A; FR2292280A1; US3970875A; FR2292280B1; JPS5162686A

Description

Böblingen, den 24. Oktober 1975 bt/se

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

[Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung !Aktenzeichen der Anmelderin: MA 974 009

!Kompensator für integrierte Halbleiterschaltungen |

i j

iDie Erfindung befaßt sich mit derjenigen Steuer- und Stabili- !sierungstechnik bei der Auslegung von Halbleiterschaltungen, die eine negative Rückkopplung zur Einstellung des Arbeitspunktes von zu kompensierenden Transistorschaltungen benutzt. Genauer gesagt befaßt sich diese Anmeldung und die darin be- : schriebene Erfindung mit der Justierung und Stabilisierung von solchen Feldeffekt-Transistorschaltungen, die zwei hintereinandergeschaltete Feldeffekt-Transistoren (FET) aufweisen, von denen einer als Lasttransistor wirkt. Bei derartigen Schaltungen wird das Gate-Potential des Lasttransistors zur Kompensation gesteuert. Bei integrierten Schaltungen mit einer Reihe solcher Hintereinanderschaltungen werden sämtliche Gate-Potentiale der Lasttransistoren entsprechend korrigiert.

Der Entwurf von statischen oder dynamischen, insbesondere bezüglich des Verhältnisses von Kanalbreite zu Kanallänge angepaßten FET-Schaltkreisen folgt drei konventioneilen Schritten. Zuerst erfolgt die Auswahl der maximal zulässigen Leistungsverteilung aufgrund der gegebenen thermischen Grenzen der Technologie und der Anwendung. Als zweites werden die nominellen Dimensionen der Lastschaltung so ausgewählt, daß die im ersten Schritt definierte Leistung nicht überschritten wird; dies trotz Variationen bei den Prozeßparametern, wie Schwelle, tibertragungsleitwert (Steilheit oder topologischen Variationen. Zusätzlich müssen auch Ände-

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rungen in Umgebungsparametern, wie SpannungsSchwankungen in der Stromversorgung oder Temperaturänderungen in Betracht gezogen werden, wobei größere Parametervariationen kleinere zulässige Nominal-jleistung in der Lastschaltung und, daraus folgend, eine gerin-

gere Geschwindigkeit der Schaltung bedingen. Als dritter i Schritt werden die Minimaldimensionen der aktiven Schaltungs- j

bestandteile so ausgewählt, daß auch bei der ungünstigsten j

I Parametervariation eine akzeptable Spannungsverstärkung und Rauschunempfindlichkeit erreicht wird. Größere Parametervariationen führen zu größeren aktiven Schaltungsbestandteilen, die wiederung eine höhere Belastung für die sie treibenden Schaltungen bedeuten, wobei die Ausbreitungsgeschwindigkeit im Schaltkreis abnimmt. Die Durchführung dieser drei beschriebenen Schritte bedeutet sozusagen die Spezifizierung aller "Freiheitsgrade" der Schaltung. Obwohl nun die Nominalleistung der Schaltung j vollständig bestimmt ist, wird die Leistung bei ungünstigster t Variation der Parameter niedriger, insbesondere die Geschwindig- I keit langsamer sein um einen Betrag, der mit der Toleranz der : Prozeß- und Umgebungsparamter wächst. Daher wird ein entsprechen- j der Schaltkreisentwurf nur für solche Anwendungen brauchbar sein, die diese Leistung unter ungünstigsten Voraussetzungen tolerieren kann.

Variationen bei den Prozeß- und Umgebungsparamtern verschlechtern den Entwurf durch Vergrößerung der maximalen Verlustleistung der ; Schaltung, sie erfordern eine Vergrößerung der Schaltung zur Erzielung der gewünschten Verstärkung und sie vergrößern das : Verhältnis von Leistung unter ungünstigsten Voraussetzungen zur Nominalleistung.

Eine zumindest teilweise Lösung der genannten Probleme bei der Kompensation von Prozeßparametervariationen bei der Herstellung von integrierten Halbleiterschaltungen ist in der US-Patentschrift 3 609 414 beschrieben. Darin ist ein auf der integrierten Schaltung befindlicher Schaltkreis beschrieben, der Prozeßpara-

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meter dadurch kompensiert, daß die Substratspannung der inte- ! grierten Schaltung gesteuert und so die resultierende Schwelljwertspannung der Feldeffekttransistoren variiert wird. Diese !Anordnung weist nun den Nachteil auf, daß die Kompensation auf ' alle Schaltkreise auf dem Halbleiterplättchen (Chips) angewandt

j ■ - -

j wird, wobei natürlich eine selektive Kompensation einzelner I Schaltkreise, beispielsweise vom Anreicherungs-ZVerarmungstyp [unmöglich ist. Ein zusätzliches Problem besteht darin, daß bei Feldeffekttransistoren mit einem N-Kanal, die durch Steuerung der Substratspannung kompensiert werden, hohe Schwellwertspan-¹nungen durch niedrige Substratvorspannungen kompensiert werden. I Diese niedrigen Substratvorspannungen bewirken jedoch eine Er-I höhung der Sperrschichtkapazität, wodurch eine weitere Leistungs-ίverminderung der Schaltkreise auftritt. Außerdem kann dadurch die Wahrscheinlichkeit der Entstehung von parasitären Transistoren durch Oberflächeninversionen vergrößert werden.

Es ist demnach Aufgabe der Erfindung, den Einfluß von Prozeßparametervariationen auf die Leistungscharakteristika einer integrierten Halbleiterschaltung zu kompensieren. Außerdem sollen Variationen bei der Schwellwertspannung von Feldeffekttransistoren ausgeregelt werden. Auch sollen Änderungen im Übertragungsleitwert, in der Gate-Breite, in der aktiven Kanallänge, im Diffusionswiderstand der in der Schaltung verwendeten Feldeffekttransistoren ausgeglichen werden. Eine weitere Aufgabe besteht darin, Variationen in der Drain-Spannung für die Feldeffekttransistoren zu kompensieren. Auch unterschiedliche Gate-Längen von Last-Feldeffekttransistoren sollen ausgeglichen werden.

Diese Aufgaben werden gelöst durch die in dieser Erfindung beschriebene Kompensationsschaltung in einer Feldeffekttransistoranordnung, die die während der Herstellung auftretenden Variationen der Prozeßparameter kompensiert. Die Kompensation wird zum ersten durchgeführt durch Transistorschaltungen aus vorzugs-

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weise drei Feldeffekttransistoren, die als Sensor zur Erkennung von Änderungen der Schaltungscharakteristxka aufgrund Variationen j der Prozeßparameter dienen. Die als Sensor wirkenden Feldeffekttransistoren arbeiten in einer Schaltung, die das Gate-Potential der Feldeffekt-Lasttransistoren derjenigen Funktionskreise innerhalb der integrierten Schaltung einstellen, deren Empfindlichkeit gegenüber Variationen der Prozeßparameter kritisch ist und I auf die Operation der Schaltung als ganzes einwirkt. Die Sensorj schaltung auf dem gleichen Halbleiterchip wie die zu regelnde

!Funktionsschaltung ist mit einem invertierenden Verstärker verbunden, dessen Übertragungsverhalten relativ unabhängig von

Änderungen der Prozeßparamter ist, die die Leistungsfähigkeit der zu regelnden Funktionsschaltung bestimmt. Die Kompensationsschaltung kann insbesondere Anwendung bei angepaßten Feldeffekttransistorschaltkreisen mit linearer Last vom statischen oder dynamischen Typ finden.

Die wesentlichen Merkmale der Erfindung sind aus den Patentansprüchen ersichtlich. Die detaillierte Beschreibung eines Ausführungsbeispiels findet sich in der nachfolgenden Beschreibung. Auf den dazugehörigen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm der kompensierenden

Sensorschaltung,

Fig. 2 eine graphische Darstellung der Spannung am

Gate des Lasttransistors über die Ausgangsspannungs-Charakteristik des invertierenden Verstärkers,,

Fig. 3 ein typisches Layout der Sensorschaltung,

Fig. 4 ein Schaltbild, das die Verbindung der Sensorschaltung mit dem invertierenden Verstärker und dem zu regelnden Funktionskreis zeigt und

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_ 5 . 25

Fig. 5 eine Kompensationsschaltung für das Gate von

Lasttransistoren zur Regelung von Feldeffekttransistorschaltkreisen vom Anreicherungs-/Verarmungstyp .

Die vorliegende Kompensationsschaltung soll Paramtervariationen durch Regelung der Gate-Spannung der Lasttransistors von Funktions-+· schaltungen auf dem Halbleiterchip kompensieren.

Der primäre Effekt eines Anstiegs der Gate-Spannung (V_LG) Lasttransistor ist ein Ansteigen des durch letzteren fließenden !stromes, unter Berücksichtigung dieser Tatsache soll die Ändeirung der Spannung V"_LG betrachtet werden, die notwendig ist, um jede der folgenden Parameteränderungen zu kompensieren.

Schwellwertvariation

Liegen die Schwellwertspannungen niedrig, so werden die aktiven Bestandteile der Schaltung empfindlicher gegenüber hohen unteren Pegeln an den sie treibenden Schaltkreisausgängen. Außerdem werden die unteren Pegel selbst nach oben tendieren, da niedrige Schwellwertspannungen (V_T) einen größeren Strom bewirken und daher die Spannung in den Drain-Diffusionen fällt. Demzufolge ist es wünschenswert, den durch den Lasttransistor fließenden Strom zu erniedrigen, indem V_Tr, herabgesetzt wird. Dadurch wird auch bei niedrigen Schwellwertspannungen eine hohe Unempfindlichkeit gegenüber Gleichspannungsstörungen erreicht.

Da niedrige Schwellwertspannungen V_T größere Ströme bewirken, ist es zur Erzielung nahezu konstanter Ströme und minimaler Änderung der Verlustleistung wünschenswert, diese niedrigen Schwellwertspannungen V^, mittels niedriger Gate-Spannung V,_G zu kompensieren.

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: Da bei hohen Schwellwert spannungen V weniger Strom für die Um-I ladung der Kapazitäten zur Verfügung steht, ist es wünschenswert, \ hohe Schwellwertspannungen V_T mittels hoher Gatespannungen V_LG zu , kompensieren, um die Variation des kapazitiven Ladestroms und I daher der Verzögerung zu minimisieren.

;Hohe Schwellwertspannungen sind manchmal Anzeichen einer hohen ; Substratdotierung und demzufolge hoher Diffusionskapazität. Daher ι ist es erforderlich, diese höheren Kapazitäten mit höheren Ladei strömen durch höhere Gate-Spannungen V_LG zu kompensieren.

Variation des übertragungslextwerts (Steilheit)

Ein Anwachsen der Steilheit bewirkt einen vergrößerten Stromfluß in einer linearen Lastschaltung. Dies resultiert in erhöhter Verlustleistung und angehobenen unteren Pegeln (wegen vergrößertem Stromfluß in parasitären Source-Widerständen).Die Lösung für das Verlustleistungs- als auch das Gleichstromentwurfs-Problem besteht in der Kompensation der erhöhten Steilheit mit verminderter Gate-Spannung V_LG am Lasttransistor.

Eine Verminderung der Steilheit bewirkt, daß weniger Strom für die Ladung der Kapazitäten zur Verfügung steht. Dies kann durch eine Erhöhung der Gate-Spannung V_T/_ am Ladetransistor kompensiert werden.

Gate-Breite-Variation

Variationen von Maske, Belichtung und Ätzung bewirken Änderungen in der Breite von Schaltungsbestandteilen. Diese Änderungen sind im Lasttransistor viel bedeutender als in den anderen aktiven Schaltungsgates wegen der kleineren nominellen Breite des Gates des Lasttransistors. Vergrößerte Lastgate-Breiten bewirken erhöhte Leistung und höhere untere Pegel und werden demnach durch niedrigere Lastgatespannungen ausgeglichen. Kleine Lastgate-Breiten erniedrigen den Ladestrom und sollten zur Aufrechterhaltung ma 974 009 8 0 9 8 2 2/0624

i konstanter Leistungsfähigkeit durch erhöhte Gatespannung V__G ausgeglichen werden.

S Kanallängenvariation

j Aktive oder am Eingang befindliche Schaltungsbestandteile werden j üblicherweise mit minimaler Kanallänge entworfen und sind daher ', gegenüber einer Kanallängenänderung empfindlicher. Ein Transistor • mit großer Kanallänge ist weniger effektiv beim Absenken des ' Lasttransistorstromes, demzufolge ist es wünschenswert, dies mit , einem reduzierten Lastgatestrom durch Absenkung der Gate-Spannung V--, zu kompensieren. Dadurch werden niedrige untere Pegel (Gleich-¹ \ stromentwurf) und kurze Einschaltzeiten gewährleistet. Da die Verlustleistung in erster Linie durch die Parameter des Lasttransistors bestimmt ist und letzterer einen Kanal mit einer über die Minimallänge hinausgehenden Länge aufweist, ist die Verlustleistung unempfindlich gegenüber einer Kanallängenvariation.

Kurze Kanallängen sind ein Zeichen für zu große Diffusionen. Diese wiederum bewirken außergewöhnlich hohe Kapazität zwischen Diffusion und Substrat. Dazu kommt noch, daß große Diffusionen dazu führen, daß ein größerer Teil jedes Gates über einer Diffusion statt über einem Kanal liegt, so daß die Kapazität über das dünne Oxid durch den Miller-Effekt eher vergrößert wird. Zusammengefaßt bedeuten kurze Kanäle größere kapazitive Ladung und werden mittels erhöhter Gate-Spannung V_LG durch erhöhten Ladestrom kompensiert.

Variation des Diffusionswiderstands

Vergrößerte parasitäre Diffusion in den Sources und Drains von aktiven Schaltungsbestandteilen bewirken eine Anhebung der unteren Pegel, wenn sie nicht durch Erniedrigung des Gleichstroms in der Schaltung infolge reduzierter Gatespannung V__ kompensiert

LvJ

werden.

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Verminderte Widerstände sind manchmal Anzeichen für zu große !Diffusionen und vergrößerte Kapazität, wie oben im Zusammenhang |mit der Variation der Kanallängen beschrieben. Demzufolge erfolgt bine Kompensation verminderten Widerstands durch Erhöhung der Gatespannung V

! Xj vj ·

Variation der Drain-Spannungsversorgung

Jin einem Entwurf mit einer linearen Last haben Drain-Spannungs-

!änderungen nur kleinen Einfluß auf die Gleichspannungspegel und die Wechselspannungsleistung. Andererseits ist die Verlustleistung direkt proportional der Drain-Spannung. Daher ist es wünschenswert, eine erhöhte Drain-Spannung durch Erniedrigung der feate-Spannung V_LG und Verkleinerung des Stroms durch den Lasttransistor und der Schaltkreisleistung zu kompensieren,

Variation von Gate-Länge und aktiver Breite

Da die nominellen Werte dieser Dimensionen normalerweise viel größer als ihre entsprechenden Abweichungen sind, ist es nicht notwendig, diese Variationen zu kompensieren. Solche Entwürfe, bei denen die Nominalwerte dieser Parameter nicht um Größenordnungen größer als ihre Abweichungen sind, können in Entwürfe mit diesen Eigenschaften umgeändert werden, indem jeder "kurze" Lasttransistor durch einen "langen" Lasttransistor mit izwei oder mehr parallelen Kanälen mit Minimallänge ersetzt wird. Dadurch erhält man das gleiche effektive Verhältnis von Breite zu Länge. In ähnlicher Weise können sehr schmale Anordnungen in hintereinandergeschaltete Streifen von Minimallänge, jedoch größerer Breite umgeändert werden. Das in Fig. 3 gezeigte Layout illustriert die Benutzung dieser Technik zur Erzielung einer Lastschaltung, die maximale Empfindlichkeit gegenüber Gate-Breite-Variationen, jedoch minimale gegenüber Kanallängenänderungen aufweist.

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Beschreibung des Kompensators j

Das Schaltbild des Kompensators oder Reglers ist schematisch in | Fig. 1, ein typisches Layout in Fig. 3 gezeigt. Der Regler enthält

i drei Transistoren und einen Widerstand, die vorzugsweise auf dem gleichen Halbleiterchip wie die zu kompensierende Funktions- I schaltung angeordnet sind. Außerdem gehört zu dem Regler ein invertierender Verstärker, der ebenso auf dem gleichen Chip, je- ■ doch auch getrennt von der sonstigen Schaltung angeordnet sein kann. Die übertragungseigenschaften dieses Verstärkers sind relativ unabhängig von den die Funktionsschaltung beeinflussenden Parametern.

Beim Transistor T-I handelt es sich um einen MOS-Transistor (MOSFET) minimaler Breite, jedoch nicht-minimaler Länge, dessen Drain mit dem Drain-Potential (V_DD) der Funktionsschaltung, dessen Source mit dem Drain-Anschluß des Transistors T2 und dem Eingang eines invertierenden Verstärkers und dessen Gate mit der gleichen Quelle für das Gate-Potential V_Tr, verbunden ist, die von

LlVJ

der Funktionsschaltung benutzt wird. Die Leitfähigkeit des Transistors Tl muß sensitiv auf Veränderungen der Kanalbreite reagieren. Obwohl große effektive Breite-zu-Länge-Verhältnisse aus anderen Gründen erforderlich sind, kann dies durch Parallel-Verbindung mehrerer Gates minimaler Breite, jedoch nicht-minimaler Länge in der Weise erreicht werden, daß das Verhältnis der Summe der Breiten zur Länge gleich dem gewünschten effektiven Verhältnis ist. Fig. 3 zeigt ein Layout dieser Art mit drei Gates. In analoger Weise können natürlich Schaltungen entworfen werden, die maximal sensitiv auf Kanallangenänderungen reagieren.

Der Transistor T2 weist eine minimale Länge auf; sein Drain-Anschluß ist mit dem Source-Anschluß von Tl, sein Gate mit der Spannung V und sein Source-Anschluß mit dem Source-Anschluß von T3 und über einen diffundierten Widerstand R minimaler Breite mit Masse verbunden.

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Transistor T3 weist weder minimale Länge noch minimale Breite ^; auf; sein Source-Anschluß ist mit dem Widerstand R₀ und dem

Source-Anschluß des Transistors T2, sein Gate-Anschluß mit : der Spannung V_LG und sein Drain-Anschluß mit dem Potential V_DD ι verbunden.

Der Kompensationsschaltkreis ist in einer Version gezeigt, bei dem sich der invertierende Verstärker ebenfalls auf dem Halbleiter) chip findet, zusammen mit einer typischen Funktionsschaltung mit einer linearen Last. Die entsprechende Darstellung ist in Fig. 4 gezeigt.

Die Breite-zu-Länge-Verhältnisse der Transistoren Tl, T2 und T3 sind ebenso wie die Länge des Widerstands R^ so gewählt, daß sie die Empfindlichkeit der Spannung V_LG auf Parametervariation : optimieren. Neben dieser Optimierung soll die Verlustleistung des Kompensators möglichst klein sein.

Der einfache Sensorverstärker, der im Zusammenhang mit dem Kompesator in Fig. 4 dargestellt ist, besteht aus einem mit einem Spannungsteiler versehenen Referenzgenerator (R., R₂, V"_DD, Masse) und einem Differentialverstärker. Die Transistoren T4 und T5 besitzen hohe Verstärkung (d.h. ein großes Verhältnis von Breite zu Länge); Transistor T6 bildet eine FET-Stromquelle, während der Widerstand R_LG außerhalb des Halbleiterplättchens angeordnet ist.

Wi rkungswe i s e

Die Aufgabe der in Fig. 1 gezeigten Sensorschaltung besteht darin, Ausgangsspannungsänderungen zu erzeugen, deren Vorzeichen entgegengesetzt zur Korrekturspannung V_LQ ist, die zur Kompensation erforderlich ist. In der weiter unten befindlichen Tabelle 1 sind die entsprechenden Abhängigkeiten für Parameterabweichungen dargestellt. Dies geschieht in der folgenden Weise:

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Schwellwertanderung: Hohe Schwellwerte bewirken einen verringerten Stromfluß durch alle Transistoren und demzufolge durch den Widerstand R^. Daher nimmt die Spannung V ab und der Transistor T2 ist weiterhin durchgeschaltet. Die Ausgangsspannung V-fällt.

! Steilheitsänderung: Eine hohe Steilheit bewirkt einen größeren Stromfluß. Dadurch steigt die Spannung V_n, wodurch Transistor T₀ ausgeschaltet wird. Dadurch steigt die Aus gangs spannung V₇..

Gatebreite des Lasttransistors: Eine vergrößerte Gate-Breite läßt • auch die Steilheit des Transistors Tl relativ zu den anderen Transistoren anwachsen. Dadurch wächst die Aus gangs spannung V₇..

Aktive Kanallänge: Eine größere Kanallänge des Transistors T2 bewirkt, daß dieser weniger leitfähig ist, ohne jedoch den Gesamtstrom in der Schaltung wesentlich zu ändern. Demzufolge wächst die Ausgangsspannung V- an.

Drain-Spannung: Vergrößerte Drain-Spannung läßt den Strom in den Transistoren T3 und Tl anwachsen. Dadurch wächst auch die Spannung V , wodurch Transistor T2 eher abgetastet werden kann. Da dieser Transistor T2 jetzt mehr Strom führen muß, wobei eine größere Source-Spannung anliegt, wird auch seine Spannung zwischen Source und Drain anwachsen. Dadurch steigt die Ausgangsspannung. V_A< (Das Anliegen der Spannung V_Q am Gate des Transistors T2 will letzteren leitfähiger machen, wobei der beschriebene Effekt etwas verändert wird.)

Diffusionswiderstand R₀: Eine Vergrößerung des Widerstands R₀ läßt sie Spannung V_x, anwachsen, wodurch der Transistor T2 näher zum Abschalten kommt. Dadurch steigt die Aus gangs spannung V₇. an.

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Invertierender Verstärker:

Die Funktion des invertierenden Verstärkers, wie er in Fig. 4 j gezeigt ist, besteht darin, eine Gate-Spannung V__ zu erzeugen, die die Ausgangsspannung der Kompensationsschaltung auf einem

Wert hält, der ungefähr gleich dem Referenzpotential ist. Das !Referenzpotential V_n^₁, wird in Fig. 4 von einem Spannungsteiler I abgenommen.

Der Transistor T6 dient als Stromquelle. Wenn die Spannung V,. wesentlich über die Referenzspannung V^p ansteigt, wird der Transistor T4 leitend, wodurch die Spannung ν_χ ansteigt und den Transistor T5 abschaltet. Der vergrößerte Strom durch den Widerstand R₁- wird einen Abfall der Spannung V_LG bewirken. Wenn der Transistor T4 ausreichende Verstärkung aufweist und der Widerstand R^_G genügend groß im Vergleich zum Widerstand des Transistors T6 ist, kann die Ausgangsspannung V, nicht viel über die Referenzspannung V steigen, ohne zu bewirken, daß die Spannung V_LG fällt und die Leitung über den Transistor Tl verringert, wodurch auch die Ausgangsspannung V,. wiederum fällt. Wenn die Ausgangsspannung V-unter die Referenzspannung V™-,-, fällt, wird der Transistor T4 versuchen abzuschalten, und dadurch die Gatespannung V_LG gegen die Spannung V„ gehen. Das Ansteigen der Gate-Spannung V_LG, die dem Kompensator zugeführt wird, läßt auch die Ausgangsspannung V- ansteigen, bis wieder ein Gleichgewicht hergestellt ist.

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TABELLE

ί Parameter

zur Optimierung des Glei chstromverhältnisses

zur minimalen Verzögerung

zur minimalen Verlustlei
stung

erzeugte Gatespannung

V.

LG

S chwe1lwertspan-'nung

'steilheit

Kanalweite Lasttransistor

aktive Kanallänge

Diffusionswiderstand R₀

Drain-Spannung v_DD

Länge des Las ttrans i s tors

aktive Breite

etwas +

Während die Zeichen "+" und "-" selbsterklärend sind, ist das Zeichen "0" benutzt worden, um die Unabhängigkeit des jeweiligen Parameters von der Änderung der Einflußgröße auszudrücken.

Es ist bekannt, zur Verbesserung des Leistungsverhaltens unkompensierter logischer Schaltkreise Feldeffekttransistoren vom Verarmungstyp als Lasttransistor zu benutzen. Als weiterer Vorteil dieser Anwendung ergibt sich, daß das Erfordernis einer separaten Verzögerung mit einer höheren Spannung für das Last-Gate eliminiert werden kann. Fig. 5 zeigt die Anwendung eines Kompensators gemäß der Erfindung in einer solchen Schaltung. Eine derartige Konfiguration hat ein ausgezeichnetes Leistungsverhalten im Vergleich zur unkompensierten Schaltung gleicher Art, obwohl

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die Hinführung einer Spannungsversorgungsleitung an alle Last-Ga- ^; tes erforderlich ist. Wahrscheinlich ist diese Kompensationstech- ^; nik etwas weniger günstig als die oben beschriebene Schaltung mit j einer linearen Last, da eine zusätzliche Unsicherheit bezüglich ■ des Schwellwerts des Lasttransistors auftritt und der dynamische

Bereich des kompensierten Gate-Potentials begrenzt ist. Nichtsdes-* j totrotz vermeidet dieses Schaltschema das Erfordernis einer positiven Spannungsversorgung zusätzlich zur Spannung V, einen ' Widerstand außerhalb des Halbleiterchips und einen Gate-Anschluß für den Lasttransistor auf dem Chip.

Es ist offensichtlich, daß verschiedene Schaltungsentwürfe unterschiedliche Empfindlichkeiten im bezug auf die Variation eines einzelnen Parameters aufweisen. So sind beispielsweise Schaltkreise, die unter Verwendung von Ionenimplantation hergestellte Lasttransistoren vom Verarmungstyp aufweisen, empfindlich gegenüber den Implantationscharakteristika; gleichzeitig können sie weniger sensitiv gegenüber Variationen der Gate-Breite des Lasttransistors als Schaltungen vom Anreicherungstyp sein. Demzufolge können zwei Kompensationsnetzwerke vorgesehen sein, die auf dem gleichen Chip Lastschaltungen vom Anreicherungs- und vom Verarmungstyp regeln. Gerade dies ist einer der Hauptvorzüge der beschriebenen Kompensatoren gegenüber dem Stand der Technik, bei dem das Substratpotential als Steuerparameter benutzt wurde und die daher auf eine einzige Kompensationsschaltung pro Substrat, d.h., pro Halbleiterchip, beschränkt waren.

Zusammengefaßt bewirkt die vorstehend beschriebene Erfindung eine Kompensation für die meisten Parametervariationen, die während der Fabrikation einer integrierten Halbleiterschaltung, insbesondere einer integrierten Halbleitergroßschaltung, auftreten. Die Verwendung dieser Kompensationsschaltung erlaubt den Entwurf von in großem Maßstab integrierten Halbleiterschaltungen mit Feldeffekttransistoren, deren nominelle Leistung näher an der unter ungünstigsten Bedingungen erzielbaren liegt, die kleinere aktive Schaltungsbestandteile verwenden und deren Signalverzögerungen

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näher am geplanten Nominalwert liegen. Die Kompensationsschaltung ist gleichstromstabil und erfordert keine weiteren Verbindungen bzw. Anschlüsse auf dem Halbleiterchip, die über den üblichen Last-, Drain- und Masseanschluß hinausgehen, jedenfalls in der Ausführung als Anreieherungstyp. Die Schaltung erfordert einen externen Widerstand. Jedoch wird durch ihre Verwendung keinerlei Substratspannungsänderung hervorgerufen, wie es bei Benutzung der im Stande der Technik beschriebenen Schaltungen erfolgt, wobei durch ungewünschte Inversxonserscheinxgungen Leckströme oder !Änderung der Diffusionskapazitäten auftreten.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1.) Anordnung zur elektrischen Kompensation der produktionsbedingten Sollwertabweichungen von integrierten Halbleiterschaltungen mit mindestens zwei in Reihe' geschalteten Transistoren, insbesondere Feldeffekttransistoren,

; von denen zumindest ein Transistor als Lasttransistor arbeitet, dadurch gekennzeichnet, daß eine Sensorschal-

: tung (Tl, T2, T3, R^) vorgesehen ist, die Sollwertabweichungen der zu kompensierenden Schaltung (42, 44; 72, 74) erkennt und eine Spannung (V-) abgibt, deren Höhe von der Größe der Sollwertabweichung abhängt, und daß ein invertierender Verstärker (40; T4, T5, T6) vorgesehen ist, der an eine Referenzspannung (Vp™) und an die Ausgangsspannung (V,) der Sensorschaltung (Tl, T2, T3, R) angeschlossen ist und dessen Ausgang mit dem Gate des Lasttransistors (42, 74) verbunden ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorschaltung aus drei Feldeffekttransistoren (Tl, T2, T3) und einem Diffusionswiderstand (R ) aufgebaut ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Feldeffekttransistor (Tl) im Bezug auf die Prozeßparameter minimale Breite, jedoch nicht-minimale Länge des Gates aufweist, daß sein Drain-Anschluß mit dem Drain-Potential der Schaltung (V_DD), sein Source-Anschluß mit dem Eingang des Verstärker (V_A) und sein Gate-Anschluß mit dem Gate-Potential (V_LG) der zu kompensierenden Schaltung (42, 44; 72, 74) verbunden ist, daß ein zweiter Feldeffekttransistor (T2), dessen Gate minimale Länge aufweist, mit seinem Drain-Anschluß an den Source-Anschluß des ersten Transistors (Tl), mit seinem Gate-Anschluß an die Drain-Spannung (V_QD) und mit seinem Source-An-

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Schluß über einen Diffusionswiderstand (R^) an Masse
angeschlossen ist, und daß ein dritter Feldeffekttransistor (T3) mit seinem Source-Anschluß an den Source-Anschluß des zweiten Transistors (T2), mit seinem Gate-Anschluß an die Gate-Spannung (V_Tr.) und mit seinem Drain-Anschluß an die Drain-Spannung (V_DD) angeschlossen ist.

4. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Feldeffekttransistoren (Tl, T2, T3) vom Anreicherungstyp sind.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der als Lasttransistor wirksame Feldeffekttransistor (42, 74) vom Anreicherungstyp ist.

6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Feldeffekttransistor (Tl) ein Verarmungstyp, der zweite und dritte Feldeffekttransistor (T2 und T3) Anreicherungstypen sind.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Lasttransistor (74) vom Verarmungstyp ist.

8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorschaltung (Tl, T2, T3, R^) auf dem gleichen Halbleitergrundkörper wie die zu kompensierende Schaltung (42, 44; 72, 74) angeordnet ist.

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