DE2414304A1

DE2414304A1 - Schaltungsanordnung zur verringerung der spannungsabhaengigen frequenzdrift von schwingschaltungen

Info

Publication number: DE2414304A1
Application number: DE2414304A
Authority: DE
Inventors: Walter Miller
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1974-03-25
Filing date: 1974-03-25
Publication date: 1975-10-09
Also published as: FR2266370B3; IT1034464B; GB1499440A; FR2266370A1; ZA751468B; ATA126675A

Description

24U304

Standard Elektrik Lorenz AG,

Stuttgart

W. Miller-7

Schaltungsanordnung zur Verringerung der spannungsabhängigen Frequenzdrift von Schwingschaltungen

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verringerung der spannungsabhängigen Frequenzdrift von Schwingschaltungen, insbesondere LC-Oszillatoren mit parallelen Schallwandlern (kapazitiven Wandlern) in batteriebetriebenen Sendern von Ultraschallfernbedienungen.

Bei Ultraschallfernbedienungssendern besteht der eigentliche Geber meistens aus einem Lautsprecher. Dieser ist derart geschaltet, daß er gleichzeitig einen Teil der Schwingkreiskapazität bildet. Der Geber hat die Eigenschaft, seine Kapazität mit der Größe der angelegten Spannung zu vergrößern. Diese von der Spannung abhängige Änderung verursacht eine erhebliche Frequenzdrift des zugehörigen Schwingkreises bzw. Oszillators. Diese als Folge der Betriebsspannungsänderung auftretende Frequenzdrift geht jedoch weit über diejenige der sonst bei Oszillatoren mit fester Kapazität auftretenden hinaus. Nun ist es jedoch nicht möglich, die Batteriespannung zu stabilisieren, da diese Maßnahme einen dauernden Stromverbrauch aus der bei den genannten Geräten nur kleinen Batterie zur Folge hätte. Würde man andererseits die Batterie in den Sendepausen abschalten, so würde eine erhebliche zusätzliche Anzahl Transistoren -z.B. achtfür diesen Zweck im Sender erforderlich werden.

Werden Schaltungen verwendet, bei denen Sensorkontakte vorgesehen sind, so ergeben sich zusätzlich auch hier hinsicht-

15. März 1974

str/mü ·''

509841/0434

W. Miller-7 - 2 - 24 K 304

lieh der Stabilisierung der Betriebsspannung Schwierigkeiten, da auch in diesem Falle, wie bereits im vorstehenden begründet wurde, nicht mehr Strom aus der Batterie entnommen werden kann. Bei Batteriewechsel würde sich ebenfalls eine andere Frequenz, d.h. ein falscher Kanal, ergeben. So kann zum Beispiel statt einer mit der Fernbedienungsanordnung gewünschten Helligkeitsregelung fälschlicherweise die Lautstärke des Fernsehempfängers geändert werden. Es ist üblich, um die erforderliche Selektivität zu erhalten, einen genauen Abgleich auf der Empfängerseite vorzunehmen. Dies erfordert jedoch aufwendigere Verfahren (Flankenmethode bzw. Phasenmethode). Außerdem darf die Bandbreite des Empfängers nur sehr wenig streuen, was wiederum in der Stromverstärkung sehr eng selektierte Transistoren im Amplitudensieb erfordert. Auch Toleranzen in der Betriebsspannung und der Kreisgüte müssen im Empfänger in engeren Grenzen gehalten werden.

Ein Beispiel diene als Erläuterung der weiteren Nachteile, die diese spannungsabhängige Frequenzdrift zur Folge hat. Hierzu seien zwei Kanäle des Ultraschallsenders betrachtet, zum Beispiel der eine mit der Grundfrequenz von 36,19 kHz und ein anderer mit einer Grundfrequenz von 43,34 kHz.

1. Dann ist die ausnutzbare Bandbreite des Empfängers bei 36,19 kHz = 700 Hz und bei 43,34 = 1,3 kHz.

2. Bei richtiger Wahl der Abgleichbetriebsspannung ergibt sich eine Frequenzänderung von + 1,21 % zwischen 6 und 9,6 V Betriebsspannung. Bei 36,19 kHz ist daher die Frequenzänderung 870 Hz, bei 43,34 kHz ist sie 1,05 kHz.

3. Aus 1. und 2. geht hervor, daß die Frequenzdrift bei 36,19 kHz größer ist, als die ausnutzbare Bandbreite, Dies kann jedoch auch der beste Abgleich (Toleranz + 0) nicht ändern. Es ist daher notwendig, die Frequenzdrift des Senders zu verkleinern.

·/· 5098A 1 /CU34

W. Miller-7 -3- 24 1 A 304

4. Eine Verlegung des Abgleichpunktes von 38,6 auf 35,14 MHz beim Empfänger bringt zum Beispiel nur eine Verbesserung um 2 % der vorhandenen Frequenzdrift bei den kritischen niederen Frequenzen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die beschriebene spannungsabhängxge Frequenzdrift von LC-OsziIlatoren bei sich verändernder Batterie- oder Betriebsspannung zu verringern .

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Zur Lösung dei Aufgabe wurde davon ausgegangen, statt überhöhte Anforderungen an Abgleich und Toleranz der Empfängerseite zu stellen, die Schwankungen auf der Senderseite zu verringern. Da jedoch nur die von der Batteriespannungsänderung abhängige Frequenzänderung, jedoch nicht die Spannungsänderung des Signals stört, kann die Spannungsänderung des Signals dazu benutzt werden, die Frequenzänderung rückgängig zu machen. Dies läßt sich durch die in den Ansprüchen angegebenen Maßnahmen erreichen.

Die Erfindung hat insbesondere die Vorteile, daß die Frequenzdrift wesentlich verkleinert wird, ohne daß die Batterie zur Stabilisierung belastet werdeni muß, daß normale Abglexchtoleranzen möglich sind und der Empfängerabgleich gleichfalls innerhalb normaler Toleranzen (und zum Beispiel bei 38,60 kHz) bleiben kann. Ferner können mit der Erfindung andererseits die Batterien besser ausgenutzt werden und größere Toleranzen bei .den Spulen, Kondensatoren und beim Abgleich zugelassen werden.

5.0 984 1/0434

W. Miller-7 - 4 - 2AH304

Es ist zwar schon bekannt, bei der elektronischen Abstimmung und Umschaltung (Diodenabstimmung) zur erforderlichen Stabilität der Abstimmspannung Verkürzungskondensatoren in Reihe mit Parallelkapazitäten (Diodenkapazitäten) vorzusehen (vergl. z.B. Zeitschrift Funkschau 1973, Heft 23, Seite 895 ff). Hierbei hängt die Kapazität der Kapazitätsdiode auch von der Änderung des Oszillators ab. Diese Änderung stört jedoch die Arbeitsweise des genannten Tuners und verschiebt den Abgleichpunkt.

Bei der Erfindung wird demgegenüber nicht die Kapazitätsänderung, sondern der Stromeinsatz (von z.B. 0,7 V) bzw. die Zenerspannung von Dioden bewußt zur Kompensation ausgenutzt und dosiert.

Schließlich ist es auch bekannt zum Zwecke des Abgleichs eines Schwingungskreises oder einer Spule eine abgleichbare kleinere Induktivität zu einem Teil der Spule parallel zu schalten (vergl. z.B. Deutsche Patentschrift 85 3 012 der Anmelderin) . Jedoch handelt es sich auch hierbei nicht um eine Kompensation einer spannungsabhängigen Frequenzdrift mit Hilfe einer sich selbst spannungsabhängigen steuerbaren Reaktanz, sondern um einen normalen Abgleich einer Induktivität.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Figur 1 bis Figur 7 Ausführungsbeispiele der Erfindung in

schematischer Darstellung,

Figur 8 bis Figur 11 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Erfindung.

Der in Figur 1 dargestellte Schwingkreis 1, zum Beispiel eines Ultraschallsenders, weist die Induktivität 2 und die

5098Λ1 /0Λ3/;

W. Miller-7 -5- 241 A 30 4

Kapazität 3 auf. Die Schwingkreiselemente schließen die elektrischen Werte des dem Oszillator parallel geschalteten Lautsprechers (Gebers) mit ein. Der Lautsprecher stellt in diesem Fall, wie bereits erwähnt, eine parallel geschaltete, sich in Abhängigkeit von der Spannung verändernde Kapazität dar. Zwischen die Anzapfungen 4 und 5 der Induktivität 2 sind die antiparallel geschalteten Dioden 6, 7 und in Reihe dazu die Induktivität 8 geschaltet. Erreicht der an den Siliziumdioden 6_y 7 anliegende Spannungsanteil einen bestimmten Wert, (bei dem oben genannten Ausführungsbeispiel einen Effektivwert von z.B. 0,5 V bzw. eine Spitzenspannung von 1,4 Volt von der Spitze zu Spitze gemessen) so werden diese zeitweise leitend und verkleinern mit zunehmender Wechselspannung auch im zunehmenden Maße die Gesamtinduktivität, indem die Induktivität 8 an den Anzapfpunkten 4, 5 parallel der Induktivität 2 geschaltet wird. Eine kleinere Induktivität bedeutet aber in bezug auf den Schwingkreis 1 eine höhere Frequenz. Andererseits bedingt eine Zunahme der Batterieoder Speisespannung in bezug auf die Gesamtkapazität 3 des Schwing- oder Oszillatorkreises eine Zunahme der Kapazität, da die Kapazität des Schallwandlers mit zunehmender Spannung zunimmt.

Betrachtet man nun die Veränderungen, die mit zunehmender Spannung die Gesamtkapazität und die Gesamtinduktivität des Schwingkreises 1 erfahren, so ist also erreicht, daß die Induktivität des Schwingkreises 1 mit wachsendem Signal kleiner wird und der ohne diese Schaltung kleiner werden würdenden Frequenz entgegenwirkt. Somit ist die Spannungsänderung des Signals selber dazu benutzt, die Frequenzänderung rückgängig zu machen, da nur die von der Batteriespannungsänderung abhängige Frequenzänderung, nicht aber die Spannungsänderung des Signals stört.

Figur 8 zeigt ein Diagramm, aus dem die Anschaltdauer des von den antiparallel geschalteten Dioden und der Zusatzin-

509841/0434 ·/·

W. Miller-7 -6- 24 U 304

duktivität 8 gebildeten Kreises ersichtlich ist. Die Ordinate U bezeichnet die Schwingkreisspannung des Schwingkreises 1 und die Abszisse t die Zeitdauer. Die Kurve mit dem Parameter UB1 gilt für eine niedrige Batteriespannung und die Kurve mit dem Parameter UB2 für eine höhere Batteriespannung. Bei kleinen Batteriespannungen bleibt die Schwingkreisspannung U und damit die Frequenzdrift innerhalb der durch die gestrichelten Linien 9, 10 dargestellten Grenzen und damit innerhalb eines durch den Doppelpfeil 11 gekennzeichneten Bereiches, in dem die Werte praktisch unverändert sind. Außerhalb des Bereiches 11 tritt jedoch eine Veränderung auf, wie durch die Pfeile 12 und 13 dargestellt ist.

Wie bereits erläutert und aus der Figur 8 ersichtlich ist, wird ab Erreichen einer bestimmten Spannungsamplitude U die Induktivität oder Kapazität verändert. Die Veränderung der Werte der Schwingkreiselemente und damit der Frequenzdrift wäre umso langer wirksam, je größer die Amplitude U ist. Dies geht aus der Kurve mit dem Parameter UB2 und der Zeitdauer t2 bzw. t'2 hervor, die sich aus dem oberhalb der gestrichelten Linie 10 bzw. unterhalb der gestrichelten Linie 9 ergebenden Kurvenabschnitt ergibt. In diesem Bereich findet die beschriebene Veränderung statt, in dem gleichzeitig die Dioden leitend werden und die Kompensationsschaltung zum Einsatz bringen. Die Kurve mit dem Parameter UB1 zeigt die entsprechend erheblich verkürzte Zeitdauer ti bzw. t'1 für den Bereich, in dem eine Veränderung stattfinden würde. Es ist auch aus diesem Diagramm ebenfalls zu erkennen, daß die Amplitude direkt von der Batteriespannung abhängt und somit die Frequenz von der Batteriespannung abhängig ist, so daß eine vorhandene Frequenzdrift verkleinert werden kann.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 2 ist der Zusatzkreis

50984 1/0434

W. Miller-7 - 7 - 2 4 H 3 O 4

in der Weise gegenüber dem in Figur 1 gezeigten abgeändert, daß anstelle der antiparallel geschalteten Dioden 6 und 7 .eine Antiserienschaltung von Silizium-Zenerdioden 14, 15 vorgenommen ist. Dann wird, wie sich zeigen läßt, die Induktivität ab Uz + 0,7 _{v lt} (Uz = Spannung an den Zenerdioden)

zwischen den beiden Anzapfungen 4, 5 am Schwingkreis 1 kleiner und somit deren Kompensationseffekt erzielt.

Aus den Diagrammen der Figuren 10 und 11 ist die Wirkungsweise eines nach Figur 2 im praktischen Betrieb aufgebauten Ultraschall-Fernbedienungssenders zu ersehen.

Hierbei können die Diagramme der Figur 10 für einen Kanal im 36 kHz-Bereich und die Diagramme der Figur 11 für einen Kanal im 45 kHz-Bereich gelten, um einen Vergleich mit dem eingangs erwähnten Beispiel zu haben. Demgemäß gibt die Ordinate bei Figur 10 einen Bereich von etwa 35 bis 36 kHz und das Diagramm der Figur 11 einen Bereich von etwa 45 kHz bis 47 kHz an. Die Abszisse stellt die Batteriespannungswerte in Volt dar. Die gestrichelten senkrechten Linien 16, 17 geben den ausnutzbaren Bereich der Batteriespannung an (z.B. 6 bis 9,6 V)

Die Kurve 18 gilt für den Fall, daß der aus dem Oszillator und dem Lautsprecher gebildete Schwingkreis 1 unkondensiert ist und läßt eine erhebliche Frequenzabweichung von 750 Hz innerhalb der auszunutzenden Batteriespannung (zwischen den Linien 16 und 17) des Senders erkennen. Der Bereich der Frequenzabweichung ist zum Zwecke der besseren Darstellung noch durch die punktierten waagerechten Linien 19, 20 eingezeichnet.

Die übrigen Kurven lassen die Wirkung der Kompensationsschaltung bei verschiedenen L-Werten erkennen. So gibt die Kurve 21 die Abweichung mit der zugeschalteten Induktivität 8 bei

5Ό9841/0434

z.B. 4 mH, die Kurve 22 bei 6,5 mH und die Kurve 23 bei 9 mH die Wirkung an, wenn auch die Zenerdioden (z.B. zweimal vom Typ Z 10) hinzugeschaltet sind. Die gestrichelt eingezeichneten waagerechten Linien 2 4, 25 geben den Bereich an, innerhalb dessen bei 9 mH + zweimal Z 10 eine Frequenzabweichung stattfindet.Diese liegt mit 150 Hz im kompensierten Zustand gegenüber 750 Hz im unkompensierten Zustand für den in Figur 10 geltenden Kanal und bei dem in Figur 11 geltenden Kanal mit 220 Hz im kompensierten Zustand gegenüber 1114 Hz im unkompensierten Zustand bei einem Fünftel des ohne die Erfindung erzielten Wertes und zeigt die außerordentlich günstige Wirkung dieser Kompensation. Die Kurven der anderen Kanäle, die zwischen den in Figur 10 und Figur 11 angegebenen liegen, verlaufen entsprechend auch auf Werten, die zwischen den angegebenen Kurven liegen.

Bei den Ausführungsbeispielen nach Figur 3 und Figur 4 sind zwischen den Anzapfungen 4 und 5 anstelle der (Zusatz)-Induktivität 8 ein Widerstand 26 und eine Diode 27 oder mehrere in Reihe geschaltete Dioden 27a, 27b, 27c (falls höhere Spannungen zu verarbeiten sind) vorgesehen.

Das Diagramm der Figur 9 läßt erkennen, daß eine ähnliche Wirkung wie bei dem für Figur 8 geltenden Fall auftritt. Auch hier wird erreicht, daß die Induktivität des Schwingkreises mit wachsendem Signal kleiner wird und der ohne diese Schaltung kleiner werden würdenden Frequenz entgegenwirkt. Aus dem Diagramm der Figur 9 geht hervor, daß die geschilderte Wirkung weitgehend auch dann erreicht wird, wenn in bestimmten Fällen anstelle von zwei antiparallel geschalteten Dioden nur eine (Fluß)-Diode und statt der Induktivität ein Widerstand verwendet wird.

Bin Vergleich von Figur 9 mit Figur 8 läßt erkennen, daß

50 984 1/043

auch bei dieser Ausführung mit einer Diode anstelle von zwei Dioden ab Erreichen einer bestimmten Spannungsamplitude die
Induktivität oder Kapazität verändert wird und der veränderte Wert umso länger wirksam ist, je größer die Amplitude ist. Da die Amplitude direkt von der Betriebsspannung abhängt, ist auch hier die Frequenz von der Batteriespannung abhängig, so daß eine vorhandene Frequenzdrift ebenfalls durch Ausnutzung des über der Geraden 10 liegenden Bereiches, der durch den
Pfeil 13 gekennzeichnet ist, zur Verringerung der frequenzabhängigen Drift ausgenutzt werden kann.

Die den Figuren 10 und 11 entsprechenden Diagramme sind nicht dargestellt worden, da sie im wesentlichen einen ähnlichen
(allerdings noch stärker geglätteten) Verlauf haben, wie die Diagramme dieser Figuren 10 und 11. Es sei erwähnt, daß die
Messungen, die an einer nach der Erfindung gemäß den Ausführungsbeispielen der Figuren 3 und 4 praktisch durchgeführten Schaltung vorgenommen wurden, im ersten Kanal sogar eine
Verringerung der Frequenzabweichung von 750 Hz auf 60 Hz
(also eine Verringerung auf ein Zwölftel) und beim anderen
Kanal von 1,14 kHz auf 0,2 4 kHz erbrachten. Hierbei war zwischen den Anzapfpunkten 4 und 5 eine Diode (z.B. vom Typ
ZE 2) und ein Widerstand (z.B. 6,8 0hm) geschaltet.

Soll eine positive Frequenzdrift beseitigt werden, so werden in Verfolg der Erfindung Schaltungen nach den Figuren '5 bis
Figur 7 verwendet. In diesem Fall sind die Dioden in bestimmter Weise und entsprechend dimensioniert über Teil- oder Gesamtkapazitäten des Schwingkreises 1 geschaltet. Mit den Widerständen kann die Charakteristik bestimmt werden.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 5 liegt über der
Schwingkreiskapazität 3 des Schwingkreises 1 ein Widerstand 28 in Reihe mit den Zenerdioden 29 und 30. Dieser

509841 /0434

Schaltungszweig liegt seinerseits in Reihe mit der Kapazität 31 und dem Widerstand 32. Die Funktion des Zusatzwiderstandes und der Zusatzkapazität wurde gerade im vorstehenden erläutert.

Beim Ausführungsbeispiel nach Figur 6 ist die Schwingkreiskapazität aufgeteilt in die Kapazitäten 3a und 3b, wobei 3b je nach Höhe der Frequenz (bzw. Spannung) über den Widerstand 33 und die antiparallel geschalteten Dioden 34 und 35 hinzu- oder abgeschaltet wird.

Figur ? zeigt eine weitere Vereinfachung der Ausführung nach Figur 6, indem der Widerstand 33 und die Diode 34 fortgelassen wurden. Jedoch ist diese Schaltung nur mit Spule 3b funktionsfähig. Sie hat die Charakteristik von Figur 1.

Für Fälle, bei denen die Anforderungen an die Schaltung nicht hoch gestellt werden, kann eine solche Schaltung bereits ausreichen.

8 Patentansprüche
2 Blatt Zeichnungen

5098A 1 /0A34

Claims

W. Miller-7 - 11 - 24U30A

■ P atentansprüche

1./Schaltungsanordnung zur Verringerung der spannungsabhängigen Frequenzdrift von Schwingschaltungen, insbesondere LC-Oszillatoren mit parallelen Schallwandlern (kapazitiven Wandlern) in batteriebetriebenen Sendern von Ultraschallfernbedienungen, dadurch gekennzeichnet _f daß an die Schwingkreisinduktivität (2) oder -Kapazität (3a, 3b) sich selbst spannungsabhängig steuernde Reaktanzen und/oder Widerstände (6, 7, 14, 15, 27, 29, 30, 34, 35) geschaltet sind, die sich mit ihrer Serienschaltung (L, R oder C) einem Teil oder der ganzen Schwingkreisinduktivität (2) oder -Kapazität (3a, 3b) zuschalten und derart dimensioniert sind, daß die Frequenzdrift in dem gewünschten Maße kompensiert ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Teil der Schwingkreisinduktivität (2) mittels einer aus einer weiteren Induktivität (8) und zwei antiparallel geschalteten Dioden (6, 7 oder einer Diode) gebildeten Reihenschaltung überbrückt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Überbrückung der Schwingkreisinduktivität (2)" aus der Reihenschaltung eines Widerstandes (26) und einer Diode (27) oder mehrerer in Reihe geschalteter Dioden (27a...27c)

' besteht.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Überbrückung aus zwei in Reihe mit einem Widerstand (33) an einem Abgriff der Schwingkreiskapazitäten (3a, 3b) geschalteten antiparallelen Dioden (34, 35) gebildet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, da durch gekennzeichnet , daß der Widerstand (26 bzw, 28) den Wert Null hat.

509841 /0434

W. Miller-7 - 12 - 2 Λ 1 Λ 3 O Λ

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Überbrückung aus einer Schaltungsanordnung besteht, die parallel zur Schwingkreiskapazität (3) angeordnet ist und aus einer Reihenschaltung gebildet ist, die zwei in Reihe mit einem Widerstand (28) geschaltete Zenerdioden (29, 30) aufweist, welche ihrerseits in Reihe zu einer parallel zu einem Widerstand (32) liegenden Kapazität (31) geschaltet sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (28) den Wert Null und der zweite Widerstand (32) den Wert unendlich hat.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zum Zwecke der Erzielung einer entgegengesetzten Charakteristik anstelle der zusätzlichen Induktivität eine Kapazität und/oder anstelle der zusätzlichen Kapazität eine Induktivität vorgesehen ist.

15. März 1974
str/mü