DE2409512B2

DE2409512B2 - Integratorschaltung

Info

Publication number: DE2409512B2
Application number: DE19742409512
Authority: DE
Inventors: Wolfgang 8012 Ottobrunn Schreiber
Original assignee: Messerschmitt-Bolkow-Blohm GmbH, 8000 München
Priority date: 1974-02-28
Filing date: 1974-02-28
Publication date: 1977-09-01
Also published as: DE2409512A1; FR2262887B3; FR2262887A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Integrätorschaltung mit einem oder mehreren Verstärkerelementen, wobei die Steuerelektrode des ersten Verstärkerelements einen Serienwiderstand enthält, und ein parallel zum Steuereingang angeordneter Paralellwiderstand nachgeschaltet ist, mit einem einen Kondensator enthaltenden Rückführungszweig vom Ausgang des letzten Ver-Stärkerelements auf die Steuerelektrode des ersten Verstärkerelements (Miller-Integrator).

Derartige Integratorschaltungen dienen hauptsächlich zur Erzeugung von Sägezahnspannungen großer Amplitude und guter Linearität sowie für Vergleicherschaltungen. Dabei ist erforderlich, daß das Ausgangssignal solcher Integratorschaltungen linear auf einen vorgegebenen Maximalwert ansteigt und mögichst steil wieder abfällt.

Es ist bekannt, zur Erfüllung dieser Erfordernisse, einen Verstärker mit hoher Verstärkung und einer Phasendrehung von 180° zu verwenden, der einen Rückführungszweig mit einem Kondensator vom Verstärkerausgang auf den Verstärkereingang aufweist. Solange der Verstärker nicht übersteuert ist, wird die Spannung am Eingang des Verstärkers infolge der Rückkopplung praktisch immer auf Null gehalten. Auf diese Weise fließt durch den am Eingang der Integratorschaltung in Serie geschalteten Widerstand immer ein konstanter Strom. Unter der Voraussetzung, daß der Eingangswiderstand des Verstärkers sehr hochohmig ist, muß dieser Strom über den Kondensator im Rückführungszweig abfließen. Die Entladungszeitkonstante bei der bekannten Integratorschaltung (Miller-Integrator) ist jedoch sehr groß und im allgemeinen von der Stromverstärkung des Verstärkerelements abhängig. Infolge der großen Entladungszeitkonstante, die eine nicht sehr steil abfallende Flanke zur Folge hat, können z. B. bei Zeitmessungs- und Vergleicherschäitungen Impulsfolgen mit hoher Dichte nicht mehr auf ihre Pulsbreite überprüft werden. Wird eine bestimmte Impulsdichte am Eingang der Integratorschaltung überschritten, so schaltet die bekannte Integratorschaltung nach einigen schmalen Impulsen vollständig durch.

Aus der DT-AS 12 40 308 ist eine Integratorschaltung bekannt, bei der unter Verwendung von Kondensatoren, die nacheinander über Dioden in den Rückführungszweig eingeschaltet werden, die Anstiegsflanke des Ausgangssignals eine wählbare, stückweise unterschiedliche Steilheit aufweist. Die Steilheit der abfallenden Flanke ist jedoch auch bei dieser bekannten Integratorschaltung nicht beeinflußbar und damit nicht sehr steil.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Integratorschaltung zu schaffen, die eine kleine, von der Stromverstärkung der Verstärkerelemente unabhängige Entladungszeitkonstante aufweist und somit eine steil abfallende Flanke besitzt. Linearität und Steilheit der Anstiegsflanke sollen unverändert beibehalten werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Parallelwiderständ aus zwei oder mehreren in Serie geschalteten Dioden besteht, daß der eingangsseltige Anschluß des Kondensators des Rückführungszweiges an den in Serie geschalteten Dioden anliegt und über mindestens eine Diode mit der Steuerelektrode des ersten Verstärkerelements verbunden ist. ;_;.

Um die Steilheit der abfallenden Flanke noch zu erhöhen, ist gemäß einer weiteren Ausbildung der Erfindung bei Verwendung mehrerer Verstärkerelemente das erste Verstärkerelement in Kollektor- oder Anoden-Basisschaltung geschaltet.

In der erfindungsgemäßen Integratorschaltung finden als Verstärkerelemente vorzugsweise Transistoren und Feldeffekttransistoren Anwendung.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen hauptsächlich in dem durch die steil abfallende Flanke wesentlich erweiterten Anwendungsbereich. Die erfindungsgemäße Integratorschaltung kann nicht nur zur Erzeugung einer exakten Sägezahnspannung vorteilhaft eingesetzt werden, sondern auch z. B. zur Prüfung der Impulsdauer von Impulsfolgen mit hoher Dichte. Weitere vorteilhafte Anwendungsmöglichkeiten ergeben sich in Zählschaltungen aller Art, in Vergleicherschaltungen und bei Ablenkschaltungen.

Zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.
Es zeigt

Fig. 1 eine bekannte Integratorschaltung (Miller-Integrator),

F i g. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel mit einem Verstärkerelement und zwei Dioden,

Fig.3 ein zweites Ausführungsbeispiel mit zwei Verstärkerelementen und drei Dioden,

Fig.4 die Ausgangssignale der bekannten und der erfindungsgemäßen Integratorschaltung in Abhängigkeit von einer Rechteckimpulsfolge am Eingang.

Legt man an den Eingang der bekannten Integratorschaltung nach F i g. 1, bestehend aus dem Serienwiderstand Ri am Steuereingang, dem parallel zum Steuereingang angeordnete Parallelwiderstand R2, dem Arbeitswiderstand A3 und dem Transistor Tr vom npn-Typ, dessen Kollektor über den Kondensator C auf die Basis rückgeführt ist, ein rechteckförmiges Signal Ui mit der Periodendauer T an, so erhält man ein um 180°

phasenverschobenes Ausgangssignal U₂ mit einer nahezu linear abfallenden und einer exponentiell ansteigenden Flanke. Die Steilheit der abfallenden Flanke ist abhängig von der Entladezeit des Kondensators. Unter Vernachlässigung von R₂ und unter der Voraussetzung, daß die Amplitude des Rechtecksignals U] gleich der Batteriespannung Ub gewählt wird, gilt für die Entladungszeitkonstante tnäherungsweise:

t ^ CR₁

und für die Aufladungszeitkonstante
τ * CR₃ß

.(D

(2)

gang (Zeitkonstante t)der Strom aus dem Ri C-Glied in die Basis des Transistors Tr\ fließt. Unter Voraussetzung eines positiven Spannungssprungs am Eingang erfolgt die Entladung des Kondensators C in der Schaltung nach F i g. 2 über die Diode D₂ bzw. über die Dioden D₂ und Eh in F i g. 3. Der Aufladestrom des Kondensators C fließt über die Diode D\ und über A3 im Kollektorkreis. Somit wirkt sich die Stromverstärkung nicht mehr als Faktor auf die Aufladungszeitkonstante τ aus. Für die Integratorschaltung nach F i g. 2 ergibt sich unter der Voraussetzung, daß U\ = Ub und R\ « β A3 ist und bei Vernachlässigung der Halbleiterübergänge für das Verhältnis tlx:

— * β

(4)

β ist dabei die Stromverstärkung des Transistors Tr. β ist die Stromverstärkung des Transistors Tr.

Bei einer schaltungstechnisch günstigen Dimensionie- Für die erfindungsgemäße Integratorschaltting nach

rung wird R\ « A3 gewählt. Aus den Gleichungen (1) 20 Fig.3 folgt unter den gleichen Voraussetzungen wie

und (2) folgt daraus für das Verhältnis t/τ oben

(3)

(5)

d. h., Entladungs- und Aufladungszeitkonstante sind annähernd gleich groß.

Bei Brücksichtigung des Parallelwiderstandes R₂ wird die Aufladungszeitkonstante τ geringfügig verkleinert, da dieser dem Kondensator C bei der Aufladung zusätzlich Strom entzieht, so daß der Basisstrom des Transistors Tr verringert wird. R₂ kann jedoch nur in begrenztem Umfang verkleinert werden, da das Verhältnis RsIR₂ so gewählt werden muß, daß die Basissättigungsspannung des Transistors Tr nicht unterschritten wird.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig.2 weist anstelle des Parallelwiderstandes R₂ eine Serienschaltung von zwei Dioden Di und D₂ auf. Der Rückführungszweig führt vom Kollektor des npn-Transistors Tr auf den Abgriff der Diodenserienschaltung.

F i g. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel mit zwei Verstärkerelementen Tn und Tr₂. Der erste Transistor Tn, der in seiner Basiszuleitung den Serienwiderstand Ri aufweist, ist in Kollektor-Basisschaltung angeordnet. Nachgeschaltet ist ein zweiter Transistor Tr₂ in Emitter-Basis-Schaltung, so daß sich insgesamt eine Darlingtonschaltung ergibt. Zwischen der Basis des ersten Transistors Tn und der Masseleitung liegt eine Serienschaltung bestehend aus drei Dioden Di, D₂ und D₃. Der Rückführungszweig mit dem Kondensator C führt vom Kollektor des zweiten Transistors Tr₂ auf den zwischen den Dioden Di und D₂ angeordneten Abgriff. Der Arbeitswiderstand R₃ liegt im Kollektorkreis des zweiten Transistors Tr₂. Die Batteriespannung ist mit Ub bezeichnet.

Bei der erfindungsgemäßen Integratorschaltung nach den F i g. 2 und 3 wird verhindert, daß beim Entladevor-

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40

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55 wenn ß\ und ß₂ die Stromverstärkungen der Transistoren Tr\ und Tr₂ sind.

In F i g. 4 ist in der ersten Zeile das Eingangssignal U₁ in Form einer Rechteck-Impulsfolge mit Impulsen verschiedener Impulsdauer T dargestellt. Wird dieses Signal U\ jeweils auf die Eingänge der bekannten und der erfindungsgemäßen Integratorschaltungen nach den F i g. 2 und 3 gegeben, so erhält man als Ausgangssignale U₂ bei der bekannten Integratorschaltung und U₂ für die erfindungsgemäßen Integratorschaltungen. Der Vergleich der beiden Ausgangssignale zeigt, daß die Aufladungszeitkonstante ν bei den erfindungsgemäßen Integratorschaltungen wesentlich kleiner ist. Von einer bestimmten Impulsdichte ab wird bei der bekannten Integratorschaltung in der Aufladephase nicht mehr die ursprüngliche Spannung erreicht. Nach einer gewissen Anzahl von Impulsen schaltet die bekannte Integratorschaltung vollständig durch, so daß die Ausgangsspannung U₂ einen Schwellwert 5 erreicht und annähernd konstant bleibt. Die Integratorschaltung gemäß der Erfindung zeigt auch bei höheren Impulsdichten kein Aufschaukeln auf einen annähernd konstanten Wert, sondern sie gibt eine Sägezahnkurve mit steil ansteigenden Flanken und konstanter Grundlinie ab.

Die Hauptanwendungsgebiete der erfindungsgemäßen Integratorschaltung sind Prüf- und Vergleicherschaltungen. So können beispielsweise Rechtecksignale unabhängig von der Dichte der Impulsfolge auf ihre Impulsbreite überprüft werden. In der Analog-Digital-Umsetzung in Zählschaltungen und bei der Strommessung durch Zeitmessung findet die Integratorschaltung gemäß der Erfindung vorteilhafte Verwendung.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Integratorschaltung mit einem oder mehreren Verstärkerelementen, wobei die Steuerelektrode des ersten Verstärkerelements einen Serienwiderstand enthält und ein parallel zum Steuereingang angeordneter Parallelwiderstand nachgeschaltet ist, mit einem einen Kondensator enthaltenden Rückführungszweig vom Ausgang des letzten Verstärker- , elements auf die Steuerelektrode des ersten Verstärkerelements (Miller-Integrator), dadurch g e k e η η ze i c h η e t, daß der Parallelwiderstand aus zwei oder mehreren, in Serie geschalteten Dioden (Di, D₂... D_n) besteht, daß der eingangsseitige Anschluß des Kondensators (C) des Rückführungszweiges an den in Serie geschalteten Dioden (Du Di ... D_n) anliegt und über mindestens eine Diode (Di) mit der Steuerelektrode des ersten Verstärkerelements verbunden ist.

2. Integratorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung mehrerer Verstärkerelemente das erste Verstärkerelement in Kollektor- oder Anoden-Basisschaltung geschaltet ist.

3. Integratorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Verstärkerelemente Transistoren oder Feldeffekttransistoren verwendet sind.

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