DE1766998A1

DE1766998A1 - Impuls-Messeinrichtung

Info

Publication number: DE1766998A1
Application number: DE19681766998
Authority: DE
Inventors: Merrill John Francis
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1967-08-28
Filing date: 1968-08-27
Publication date: 1971-10-14
Also published as: DE1766998B2; US3505598A; FR1576123A; GB1239286A; DE1766998C3; JPS5132073B1

Description

IBM Deutschland Internationale Büro-Maschinen Gesellschaft mbH

Böblingen, 23. August 1968 lo-neih-hn

Anmelde rin;

International Business Machines Corporation, Armonk, N. Y, 10 504

Amtliches Aktenzeichen:

Neuanmeldung

Aktenzeichen der Anmelderin: Docket FI 9-67-043 Impuls -Meßeinrichtung

Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Meßeinrichtung zur Bestimmung von dynamischen Kennwerten schnell arbeitender elektrischer Bauteile, wie integrierte Schaltungen, Transistoren usw., und zwar der kennzeichnenden, wichtigen Verzögerungs-, Anstiegs-, Einschalt-, Nachwirk und Ausschaltzeiten, mit denen diese Bauteile ansprechen. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Einrichtung zur Untersuchung der Kurvenform von Ausgangs-Spannungsimpulsen einschließlich der Messung der Anstiegszeit, Impulslänge, Impulshöhe und anderer Parameter, mit denen elektrische Bauteile und Geräte auf ein Steuersignal ansprechen.

Die Abhängigkeit der Impulsform von der Zeit ist sehr unterschiedlich. Häufig sind die von elektronischen Teilen wie Transistoren, Dioden, Tunneldio-

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den, Hochfrequenzkabeln, Impulstransformatoren, Verzögerungsleitungen, Verstärkern und verwandten Hochgeschwindigkeits-Schaltkreisen gelieferten Hochfrequenz-Signale oder extrem schnellen Impulsen so kurz, daß es sehr schwer ist, solche Zeitintervalle in der Größenordnung von NanoSekunden zu messen.

Bisher bestand die Messung schneller S ehalt vorgänge darin, sie auf einem Oszillographenschirm darzustellen, ihre Umgrenzungslinie zu beobachten und am Bild des Impulses seine Anstiegszeit, Impulslänge und Abfallzeit mechanisch abzumessen. Dieses Meßverfahren ist sehr langwierig und auch ungenau.

Nach einer anderen Methode wurden zuerst die konstanten Anfangs- und Endwerte des Impulses bestimmt und dann die tatsächlichen Spannungen in denjenigen Kurvenpunkten berechnet, zwischen denen das Zeitintervall geraessen werden soll. Beispielsweise wird im allgemeinen die Impuls Anstiegszeit zwischen den Kurvenpunkten mit 10% und 90% der Spannungsdifferenz zwischen dem konstanten Anfangs- und Endwert gemessen. Diese Spannungswerte mit 10% und 90% der genannten Spannungsdifferenz werden dann als feste Grenzwerte der Prüf spannung zwei Diskriminator schaltungen zugeführt, von denen die erste die Erzeugung einer linear mit der Zeit ansteigenden Sägezahnspannung einschaltet

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und die zweite den Spannungsanstieg stoppt. Der Betrag dieses Spannungsanstieges ist ein Maß für das ihm proportionale Zeitintervall.

Ein anderes vorgeschlagenes Impuls-Meßverfahren arbeitet mit Impuls-Abtastung, indem ein spitzer Abtastimpuls die periodisch wiederholte zu messende Impulskurve fortlaufend punktweise abtastet. Der Abtast-Zeitpunkt, d.h. die jeweilige Impulsphase, ändert sich mit der Steuerspannung aus einem steuerbaren Spannungserzeuger, ist also ein Maß für die Phasenlage des Abtastzeitpunktes. Zuerst werden die interessierenden Spannungspunkte auf der Impulskurve, z.B. 10% und 90% ihrer Amplitude, als Bezugsspannungen eingestelltuid einem Vergleichs-Stromkreis zugeführt, der sie mit den vom Abtastimpuls abgetasteten Augenblicks spannungen der Impulskurve vergleicht. Wenn die vom wandernden Abtastimpuls abgetastete Augenblicks spannung des Impulses gleich einer der beiden Bezugsspannungen wird, stoppt ein Vergleichersignal den Spannungserzeuger, dessen den Abtastzeitpunkt steuernde Spannung konstant und ein Maß für den Zeitpunkt ist, an welchem die abgetastete Impuls spannung gleich einer gegebenen Bezugs spannung ist. Auf diese Weise werden die beiden Zeitpunkte, d.h. Phasenlagen, ermittelt, in denen die Augenblicks spannung des zu messenden Impulses, z.B. 10% bzw. 90% ihres konstanten Endwertes erreicht. Ihre Zeitdifferenz entspricht dann der gesuchten Anstiegszeit des Impulses.

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Die beiden letztgenannten Meßverfahren sind empfindlich gegen nichtperiodische, insbesondere Störspannungen und liefern dann falsche Ergebnisse. Auch bekiesen Verfahren ist noch eine oszillographische Beobachtung und ferner die Speicherung von kritischen Spannungen erforderlich.

Demgegenüber liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zu Grunde, eine Impuls-Meßeinrichtung unter betriebsmäßigen Bedingungen zu schaffen, bei der die genannten Nachteile der bekannten Einrichtungen, insbesondere ihre Empfindlichkeit gegen Stör spannungen, weitgehend vermieden sind.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß eine !Compensations-Regelschaltung aus einem Prüfkreis mit einer Tunneldiode, die in Abhängigkeit von jedem Rückstellimpuls eine niedrige Diodenspannung und vom Höchstwert der aus dem Abtastimpuls und der Meßspannung sowie einer Gleich-Vorspannung gebildeten Summenspannung, bei dessen Überschreiten des Grenzwertes die Tunneldiode eine hohe Diodenspannung liefert und ein Regel-Spannungskreis, der abhängig von der Höhe der Diodenspannung eine in der einen oder anderen Richtung sich stetig ändernde zu- bzw. abnehmende Gleichspannung liefert, die als eine um einen Gleichgewichtswert pendelnde Regelspannung über einen Umschalter entweder a) als Steuerspannung für einen Verzögerungskreis die Phase des

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.t,asti3Si"^¥·· "■* >■" ■"■■■ ■ -. ■

Abtastimpulses regelt, bis die abgetastete Meßspannung der von einem durch die eingestellte Bezugs spannung gesteuerten Vorspannungskreis gelieferten Vorspannung entspricht, oder

b) über den Vorspannungskreis die Vorspannung regelt, bis sie der

Meßspannung in dem durch die eingestellte Bezugs spannung über den Verzögerungskreis bestimmten Abtastzeitpunkt entspricht und daß der Gleichgewichts wert der Regelspannung des Re gel spannung skreises als Maß für

a) den Abtastzeitpunkt, bezogen auf den Taktimpuls bzw. Speiseimpuls des Meßobjektes oder für

b) die Meß spannung im Abtastzeitpunkt dient.

Die vorliegende Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen und den zugehörigen Zeichnungen näher erklärt. Es zeigen:

Fig. 1: ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispieles der Er

findung,

Fig. 2: das Schaltbild eines Meßobjektes in Form eines Transi

stors,

Fig. 3: ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Doppel-Meßeinrich

tung,

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Fig. 4: ein vereinfachtes Blockschaltbild für die Spannungsmes

sung bei gegebenen Zeitabszissen der Meßobjektspannung,

Fig. 5: ein vereinfachtes Blockschaltbild fur die Zeitmessung bei

gegebenen Spannungsordinaten,

Fig. 6: Zeitdiagramme des Speiseimpulses und des Ausgangs-

(Meß-) Impulses eines Meßobjektes,

Fig. 7-10: Schaltbilder einzelner Schaltungen aus dem in Fig. 1

schematisch gezeigten Ausführungsbeispiel,

Fig. 11: ein Arbeitsdiagramm der Erfindung bezüglich der Strom- Spannungscharakteristik einer Tunneldiode, Fig. 12: eine schematische Darstellung eines zusammengesetzten

Signalee, das sich aus der Anwendung der Erfindung auf einen Doppelimpuls ergibt,

Fig. 13: ein Blockschaltbild für Änderungen der in den Fig. 4

und 5 gezeigten Schaltungen und

Fig. 14: einzelne Änderungen des in Fig. 7 gezeigten Schal tungs-

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teiles zur Anpassung an die in Fig. 13 dargestellten Änderungen.

Genaue Beschreibung der Ausfflhrungsbeispiele der Erfindung

Das in Fig. 1 gezeigte Meßobjekt 1 wird der Einfachheit halber als ein in Fig. 2 dargestellter Transistor 2 angenommen, der bei entsprechender Vorspannung die üblichen Anschlüsse, Basis 3, Emitter 4 und Kollektor 5, aufweist. Dieser Transistor 2 dient jedoch nur als Beispiel und es kann auch die Ansprache charakteristik in erfindungsgemäßem Verfahren von anderen Geräten, wie Röhren, Dioden, Tunneldioden, Impulsübersetzern und verschiedener anderer elektronischer Schaltungen, wie Verzögerungsleitungen, Verstärkungen usw. gemessen werden.

Im Betrieb erzeugt ein Taktgenerator 6 eine Reihe von Impulsen 9» die gleichzeitig auf eine elektronische Verzögerungs schaltung 16 (Fig. 1, 3, 4 und 5) und auf einen Impulsform-Generator 7 gegeben werden, der eine Reihe von Ausgangsimpulsen 8 zur Betätigung des Meßobjektes, z. B. des dargestellten Transistors 2, abgibt. Diese Ausgangsimpulse 8 stehen in Beziehung zu den Taktimpulsen, die entsprechende Bezugsimpulse für die Ansprache des Meßobjektes darstellen. Wenn die Speiseimpulse 8 an das Meßobjekt 2 angelegt werden, fließt durch dieses

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ein Strom und gleichzeitig wird ein Ausgangsimpuls 10 am Kollektor 5 erzeugt, dessen Anschluß 11 in Fig. 2 dargestellt ist. Die Übergangszeit für den Aus gangs impuls 10 vom stabilen Anfangs stadium bis zur stabilen Endhöhe ist genauso begrenzt wie die Zeit zwischen der Anlegung der Speiseimpulse 8 an das Meßobjekt und dessen Ausgangsreaktion in Form der Impulse 10. Der dargestellte negative Übergang der Speiseimpulse 8 und der positive Übergang der Impulse 10 dient nur als Beispiel und kann natürlich genausogut umgekehrt erfolgen.

Da die Ansprache charakteristik eines Bauteiles für verschiedene Anwendungen sichergestellt werden muß, legt man üblicherweise willkürliche Grenzen fest bei den Amplitudenwerten 10% und 90% (A bzw. B in Fig. 6) auf einer Impulskurve, z.B. einem Spannungsanstieg, zwischen einem konstanten Anfangswert und einem konstanten Endwert. Somit ist die Anstiegszeit T oder die Abfallzeit T. die Zeit, die ein Signal zum Wechseln von 10% auf 90% seines konstanten Endwertes benötigt. Bei der besonderen Anordnung der Speiseimpulse 8 und der Meßimpulse 10 in Fig. 6 ist die Einschaltverzögerung oder Verzögerungszeit T, dargestellt durch das Zeitintervall zwischen der Vorderflanke des Speiseimpulses 8, der auf die Transistorbasis 3 gegeben wird, und die dann folgende Anstiegszeit auf 10% entlang des Spannungsanstieges des Ausgangsimpulses 10 des Kollektors 5 an seinem Anschluß 11 (Fig. 2).

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Die Einschaltzeit T--, ist dargestellt durch die Ansprachedifferenz zwischen der Erscheinungszeit der Vorderkante des an die Basis 3 des Transistors 2 gelegten Speiseimpulses 8 und dem 90%-Punkt des Ausgangsimpulses 10 am Kollektor 5. Somit ist die summarische Ansprachezeit T die Differenz zwischen der Einschaltzeit T„ und der Verr E

zöge rungs zeit T, des Bauteiles.

Die Nachwirkzeit T ist ebenfalls dargestellt durch eine Periode zwi-

sehen der Vorderkante des auf die Transistorbasis 3 gegebenen Speiseimpulses 8 und der Rückkehr zu einem 90% -Punkt des Ausgangsimpulees 10 am Kollektor 5. Schließlich ist die Abschaltzeit T dargestellt durch die Ansprachedifferenz zwischen Abschalten des Speiseimpulees 8 und Rückkehr des Transistors 2 auf 10% des Ausgangsimpulse g 10 am Kollektor 5. Somit ist summarisch die Abfallzeit T. die Differenz zwischen Abschalten und Nachwirkzeit T. bzw. T .

A s

Wenn die Speiseimpulse ^an die Basis des Transistors 2 gelegt werden, erreicht die Ansprache des Transistors auf diese Impulse den 10%-Punkt zur Zeit T,, kurz nach Anlegen der Vorderkante der Speiseimpulse. Die Zeit, innerhalb welcher der zu prüfende Transistor die Ansprechhöhe von 90% erreicht, ist mit T bezeichnet, wobei der Transistor kurz danach einen gesättigten Ansprachestrom erzeugt, der durch die Ober-

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spitze des Ausgangsimpulses 10 dargestellt ist. Der den Transistor 2 treibende Impuls θ wird abgeschaltet kurz bevor der Anspracheimpuls des Transistors abfällt, wie es durch das Nachwirkintervall T dargestellt wird. Die Nachwirkzeit läuft weiter bis zu dem Zeitpunkt, an welchem der Anspracheimpuls des Bauteiles auf die 90% -Ebene reduziert ist. Die Abfallzeit T_f folgt dem Ende der Nachwirkzeit und stellt die Zeit dar, während welcher die Ansprache des Transistors auf die Hinterkante des angelegten Impulses 8 auf 10% reduziert wird. Schließlich stellt die Impulslänge T. des Ausgangsimpulses 10 die Zeit oder Dauer des Impulses zwischen den 10%-Punkten an seiner Vorder- und Hinterkante dar. Die genannten Teile des Impulses dienen nur als Beispiel und die Erfindung gilt auch für Spannungsmessungen bei 0 und 100% des Impulses.

Das in den Fig. 1, 3 und 4 in Form eines schematischen Blockschaltbildes gezeigte Ausführungsbeispiel der Erfindung eignet sich zur Messung der Spannungen zu jedem gewünschten Zeitpunkt eines Signales. Das erfindungsgemäße System für Spannungsmessungen umfaßt eine Abtast-Tunneldioden-Diskriminatorschaltung, die als Spannungsprüfer 12 über die Amplitude des Ausgangsimpulses zum Zeitpunkt des Auftretens eines jeden Impulses entscheidet. Die Spannungsprüfung der Tunneldiode 13 (Fig. 7) wird durch die Steuerschaltung zur Bestimmung

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der Amplitude des Ausgangsimpulses 10 verändert, wobei die Prüfungen der Tunneldiode die Einstellrichtung des gewünschten Prüfpunktes steuern. Somit entspricht der letzte "Wert, auf den der Prüfpunkt eingestellt wird, der Amplitude des Impulses und stellt somit eine Spannungsmessung an einem bestimmten Zeitpunkt dar. Der Zeitpunkt ist die Lage der Impulsspitze bezogen auf den ganzen Impuls 10 oder bezogen auf einen Taktimpuls 9, von dem der Impuls 10 abgeleitet ist.

Grundsätzlich kann das erfindungsgemäße System in drei Grundteile unterteilt werden. Ein Teil ist die Schaltung 14 für die Bestimmung der Prüfebene am Eingang. Der zweite Teil ist die Schaltung 15, die bestimmt, wann die Prüf spannung mit dem Ausgangsimpuls verglichen wird. Hierzu gehört eine elektronische Verzögerungsschaltung 16 und eine Rückstellschaltung 17. Der letzte Teil ist eine Steuerschaltung 18, die die von der Tunneldiode 13 durchgeführte Prüfung interpretiert und entweder die Impulslage oder die Prüfhöhe steuert.

Die in Fig. 7 gezeigte gepulste Tunneldiode weist die drei Eingänge 19 für den Prüfimpuls, 20 für den Rückstellimpuls und 21 für die Vor spannung auf. Im Normalbetrieb kann der Eingang für den Impuls 10 die Tunneldiode 13 der Prüfschaltung 12 weder ein- noch ausschalten. Nur die Überlagerung des Abtastimpulses 25 am Eingang kann die Tunneldiode 13 einschalten. Ein Ausschaltimpuls 33, der normalerweise

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benutzt wird, bevor jeder Abtastimpuls 25 die Tunneldiode in der ausgeschalteten oder unteren Spannungsstellung verläßt (Fig. 1 und 7).

Im allgemeinen ist der Impuls 25 groß im Vergleich zum Meßimpuls 10, die beide zum Zündender Tunneldiode 13 erforderlich sind. Dadurch wird der Abtastimpuls über den Impuls 10 gelagert und bildet das zusammengesetzte Signal 26 (Fig. 3 und 7) mit einer künstlichen Impulsspitze auf dem Prüfimpuls 10 am Erscheinungspunkt des Abtastimpulses 25. Wenn die Amplitude des Abtast si gnales 25 festgelegt ist, umfaßt seine Höhe eine Konstante und die Höhe der Prüfimpulse 10 kann ausgedrückt werden durch eine prüfhöhe des Impulses zuzüg-

lieh einer Konstanten zum ErscheinungsZeitpunkt des Abtastimpulses.

In Verbindung mit der Tunneldiodenschaltung wird ein Re gel spannung skreis 27 und ein Vorspannungskreis 28 verwendet, die zusammen ähnlich arbeiten wie eine herkömmliche Kompensations-Abfühlschaltung. Auf diese Weise wird eine Tunneldiode 13 entsprechend vorgespannt, so daß sie anspricht, d.h. in den Zustand hoher Diodenspannung umkippt (siehe Fig. 11), wenn das zusammengesetzte Signal 26 ankommt (d.h. das auf die Welle 10 überlagerte Abtastsignal 25). Das Zünden der Tunneldiode 13 gibt eine hohe Spannung auf den Eingang (Fig. 7) eines Hochleitungs-Arbeitsverstärkers 29 mit stetig veränderlicher Aus-

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.gangs-Gleichspannung im Regelspannungskreis 27, der eine stetig veränderliche Ausgangs-Gleichspannung des Verstärkers 29 liefert, welcher wiederum durch den Einheits-Umkehr ve r stärker 30 umgekehrt und über einen Arbeite verstärker 31 auf die Vorspannungsteuerung 28 und die Anode der Tunneldiode 13 gegeben wird, wobei die Polarität umgekehrt der positiven Änderung ist, die über der Tunneldiode erscheint. Dadurch wird die Vorspannung der Tunneldiode mit einer Gleichspannung reduziert, die proportional der Spannung am stetig veränderlichen Ausgang des Arbeitsver stärke rs 29 im Regelspannungskreis 27 ist. Der Leistungsverstärker 31 in der Vorspannsteuerung 28 wird effektiv zur Steuerung der Spannung E am Anschluß 21 durch die beiden Spannungen E und E verwendet, wobei E eine vorbestimmte konstante Anfangsspannung mittels des auf 0 gestellten Widerstandes 32 darstellt und die andere Spannung E, eine direkte Beziehung zur Ausgangsspannung des Regelspannungskreises 27 hat. Der in der Vorspannsteuerung 28 verwendete Leistungsverstärker hat eine Spannungsdrift von IV pro Grad C und eine Stromdrift von 5 pA pro Grad C. Die Verstärkung dieses Verstärkers beträgt 10 , was zusammen mit einer kleinen SignaleinheitsverStärkung von 20 MHz eine brauchbare Verstärkung ergibt, die sich über einen großen Frequenzbereich erstreckt. Die angegebene Verstärkung des beschriebenen Verstärkers dient nur als Beispiel für die betrachteten Hochleitungsverstärkungen für die Anlagen in der Vorspannsteuerung 28 und es können natürlich auch Verstärker höherer

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oder niederer Ordnung verwendet werden. Allgemein liegen solche Ver-

4
Stärkungen im Bereich von ungefähr 10 bis unendlich und vorzugsweise

5 α

im Bereich von ungefähr 10 bis 10 . Ein solcher Verstärker mit den angegebenen Arbeitsbereichen wird in der Anmeldung als Hochleilungs verstärker verwendet und ist als solcher definiert und hat eine Hochleistung s -Aus gang s spannung.

Die in Fig. 11 gezeigte Lastleitung R stellt die Vorspannbedingungen der Tunneldiode 13 dar, wobei der Signalimpuls 25 am 10%-Punkt dem Spannungsanstieg des Prüfimpulses 10 überlagert ist. Im Betrieb sind der Signalimpuls 25 und ein Rückstellsignal 33 mit dem Prüfimpuls 10 synchronisiert, wobei das Rückstellsignal 33 auftritt und vom Signalimpuls 25 gefolgt wird. Infolgedessen ist die Tunneldiode 13 immer zurückgestellt, bevor der Signalimpuls auftritt, die für die Tunneldiode mögliche Einschalzeit nach Auftreten des Signalimpulses ist jedoch sehr lang im Vergleich zu der Zeit zwischen dem Auftretendes Rückstellimpulses und dem Signalimpuls. So ändert sich die Vorspannung der Tunneldiode progressiv gemäß der stetig sich ändernden Ausgangsspannung des Regel-Spannungskreises 27.

Zum Verständnis des Einflusses der Signalamplitude auf die Frequenz_r anspräche wird auf die Vorspannung der Tunneldiode verwiesen, im besonderen in Verbindung mit der Strom-Spannungscharakteristik der Tun-

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neldiode in Fig. 11 und auf den dargestellten Stromfluß im Prüfkreis 12 der Fig. 7. Fig. 11 zeigt die Charakteristik der Tunneldiode und drei Vorspannpunkte (IBl, IB2, IB3) für die Eingangs signale an drei verschiedenen Höhen eines angelegten Vorspannstromes. Im allgemeinen wird der Vorspannstrom Ib für die Tunneldiode während der Messung auf einen Wert gebracht, der den positivsten Spitzenstrom I oder I max des zusammengesetzten Signales 26 (z. B. der Spitzenstrom des Signalimpulses 25 und des Prüfimpulses 10 am Punkt der Überlagerung) zusammen mit dem Vorspannstrom. I₁* gleich dem Spitzenstrom I der

B P

Tunneldiode sein läßt. Somit kann der Spitzenstrom I dargestellt werden durch die folgende Gleichung

I_ β I + I. max wobei

P B in

I. max a I . +1 , und folglich

in sig strobe °

¹Ig³¹P "^strobe "¹B

Da I jedoch eine feste Charakteristik der/Tunneldioden und I ebenfalls festgelegt ist, können diese beiden Ströme als eine Konstakte "C" zusammengefaßt werden. Somit reduziert sich der Ausdruck für den Strom des Prüfimpulses 10 auf die Form

I . = C - I und umgekehrt

sig B

B "sig

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Wie aus dem obigen hervorgeht, schaltet somit die Tunneldiode in den Hochspannungszustand über und ändert den Vor spannungs strom so, daß die obige Gleichung erfüllt ist, wenn der Strom des Prüfimpulses 10 (am Überlagerungspunkt mit dem Signalimpuls 25) den Spitzenstrom der Tunneldiode I übersteigt.

Wenn also die Spitze des aus dem Impuls 25 und dem Impuls 10 zusammengesetzten Signales 26 die Tunneldiode 13 zündet, erscheint am Arbeitsverstärker 29 im Regelspannungskreis 27 eine höhere Spannung, so daß dieser dann eine stetig sich ändernde Aus gangs spannung liefert, die über die Verstärker 30 und 31 auf die Anode der Tunneldiode 13 in einer Richtung gegeben wird, die der positiven Änderung entgegengesetzt ist, die über der Tunneldiode erschien. Daraus folgt, daß die Gleichstrom-Vorspannung der Tunneldiode 13 bei deren Zündung direkt proportional der sich ändernden Aus gangs spannung des Regel -Spannung skreises 27 langsam abnimmt, während die Diode in der Hochspannungsstellung bleibt, bis das Rückstellsignal 33 erscheint.

Da jedoch unmittelbar nach dem Rückstellsignal 33 der Signalimpuls 25 erscheint, kann die Tunneldiode wesentlich länger eingeschaltet bleiben, als ausgeschaltet. Es fällt also die Vorspannung über der Tunneldiode 13 progressiv auf die gesuchte Ebene ab. Nachdem jedes Rückstellsig-

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nal 33 an der Tunneldiode 13 erscheint und diese in den unteren Stand zurückschaltet, zündet der unmittelbar folgende Signalimpuls 25 die Tunneldiode wieder, wenn die Amplitudenspitze des zusammengesetzten Signales 26 und der Wert der gesenkten Vorspannung über der Tunneldiode 13 ausreichen, um diese in den Hochspannungsstand zu treiben. Beim erneuten Zünden der Tunneldiode wird der Vorgang wiederholt, bei welchem die Gleichstromvorspannung der Tunneldiode direkt proportional zur stetig sich ändernden Aus gangs spannung des Regelspannungskreises 27 noch tiefer absinkt.

Am Ende ist die Gleichstrom-Vor spannung der Tunneldiode 13 soweit reduziert, daß die Spitze 34 des zusammengesetzten Signales 26 nicht mher auereicht, um die Diode 13 zu zünden. Somit zündet nach der Rückstellung durch das Rucks teil signal 33 die Tunneldiode nicht mehr und die eich stetig ändernde Ausgangs spannung des Regelspannungskreises 27 wird in der Polarität umgekehrt und hebt die Vorspannung der Tunneldiode 13 wieder schrittweise an, wenn sie auf diese zurückgekoppelt wird. Wenn die Vorspannung über der Tunneldiode wieder genügend angestiegen ist, kann die Amplitudenspitze 34 des zusammengesetzten Signalee wieder die Tunneldiode 13 zünden. Daraus ist zu ersehen, daß die Vorspannung über der Tunneldiode 13 sich auf eine von der Amplituden Spitze des zusammengesetzten Signales 26 abhängige Gleichspannimg ein-

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reguliert und dann um diese pendelt. Somit stellt diese Gleichspannung die Amplitudenspitze des zusammengesetzten Signales 26 dar und kann als Aus gangs Spannung durch das Meßgerät 35 gemessen werden, das der Einfachheit halber durch Subtraktion vom Ausgangswert der festen Amplitude des Signalimpulses 25 geeicht werden kann. Die Reduzierung der Vorspannung an der Tunneldiode 13 entlang ihrer Strom-Spannung skurve ist in Fig. 11 gezeigt. Wie bereits gesagt, folgt unmittelbar nach dem Rückstellsignal 33 der Signalimpuls 25 und die Tunneldiode 13 bleibt wesentlich länger im eingeschalteten als im ausgeschalteten Zustand. Daraus ergibt sich eine nur sehr kleine Abweichung von der gesuchten Regelhöhe und nach Erreichen der Endhöhe kann die Vorspannung der Tunneldiode 13 während eines Zeitzyklus weiter vom zusammengesetzten Signal 26 abweichen, bevor die Tunneldioden-Vor spannung wieder anzusteigen beginnt. Diese beiden Umstände gestatten die Ausführung der gewünschten Messung in kürzester Zeit mit geringstem Pendeln.

Der Einfachheit halber ist in Fig. 11 eine Reduzierung der Vorspannung über der Tunneldiode 13 auf die gesuchte Höhe in den drei Stufen 26a, 26b und 26c dargestellt (entlang der Strom-Spannungekurve der Tunneldiode 13). Diese drei aufeinanderfolgenden Positionen am zusammengesetzten Signal 26, das durch überlagerung eines PrOfimpulsee 10 mit einem Signalimpuls 25 entsteht, sind hier der Einfachheit halber als

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sinusförmige Impulse dargestellt. Zu Beginn, der Prüfung ist das zusammengesetzte Signal am Punkt 26a dargestellt, wobei die Vorspannung der Tunneldiode bei Punkt 40 gezeigt ist. Bei Auftreten des zusammengesetzten Signales 26a und Zünden der Tunneldiode 13 wird diese entlang der Lastlinie R zu Punkt 41 vorgespannt und gemäß obiger Beschreibung der Arbeitsweise des Regel-Spannungskreises 27 und der Vorspannsteuerung 28 wird diese Vorspannung der Tunneldiode 13 dann progressiv reduziert, während die Tunneldiode bei Punkt 42 im Hochspannungsbereich steht. Mit Erscheinen des Ruckstellsignales vor dem nächsten zusammengesetzten Impuls bei 26b wird die Tunneldiode 13 in den Nieder spannung s stand unter auf Punkt 43 reduzierter Vorspannung zurückgeschaltet. Bei Rückstellung der Tunneldiode 13 in den unteren Spannungszustand steigt die Vorspannung normalerweise an. Da jedoch der Signalimpuls unmittelbar danach wieder folgt, bleibt die Tunneldiode nicht lange im unteren Spannungszustand und diese Zeit ist so unbedeutend kurz, daß ein Ansteigen der Vorspannung, in Fig. 11 nicht dargestellt ist.

Beim Wiederauftreten des zusammengesetzten Signales, z.B. 26b, wird die Tunneldiode wieder in den Hochspannungszustand bei Punkt 42 gebracht und während dieser Zeit wieder die Vorspannung auf Punkt 44 reduziert und bei Wiederauftreten des nächsten Rückfetellsignales 33 auf Punkt 45 zurückgestellt. Bei Punkt 45 reicht die Amplitudenspitze 34c des folgenden zusammengesetzten Signales 26c und die reduzierte Vor-

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spannung am Punkt 45 aus, um die Tunneldiode wieder in den Hochspannungsbereich bei Punkt 44 zu treiben. Da die Lastlinie R die endgültige

L3

Vor Spannbedingung vor und nach dem Auftreten des Signalimpulses anzeigt für den Fall, daß die Amplitude des 10%-Punktes des Prüfimpulses 26 gleich der Mess-Spannung ist, schwankt die endgültige Vorspannung um den Punkt 45 entlang der Lastlinie R zwischen dem oberen

L3

und unteren Spannungszustand.

In der Praxis kann das System auf die Messung einer Spannung an irgendeinem Punkt des Prüfimpulses 10 zu einem gewählten Zeitpunkt programmiert werden, der z.B. von einem ersten Signalimpuls, wie einem Synchronisations- oder Taktimpuls 9. (Fig. 1) stammt, der die Arbeit eines Meßobjektes und einer neuen regelbaren Verzögerungsschaltung einleitet, die im folgenden beschrieben ist. Auf diese Weise wird der Signalimpuls 25 regelbar in festen Zeitänderungen über den Prüfimpuls 10 geführt und ermöglicht die Messung an jedem Punkt des Impulses bezüglich eines Zeitbezugspunktes wie z.B. die Position des Signalimpulses bezüglich des Taktimpulses, von dem die Signale abgeleitet sind.

Wie bereits gesagt, läßt sich die Spannungsprüfhöhe der Tunneldiode 13 in der Prüfschaltung 12 verändern, um die Amplitude eines Punktes entlang des Prüfimpulses 10 zu ermitteln. In dem hier betrachteten System geben die von der Tunneldiode 13 durchgeführten Prüfungen automatisch

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an, in welcher Richtung der Prüfpunkt zu verstellen ist. Der Entwert, auf den der Prüfpunkt sich automatisch einstellt, entspricht der Amplitude und umgekehrt einer Spannungsmessung der Prüfimpulse 10 an einem bestimmten Punkt, der in zeitlicher Beziehung zu einem Taktimpuls steht. Die Wahl eines solchen Punktes auf dem Prüfimpuls 10 erfolgt durch den regelbar veränderlichen Signalimpuls 25, der auf die Tunneldiode 13 der Prüfschaltung 12 gegeben wird. Vor dem Impuls 25 folgt ein Rückstellimpuls 23, der sicherzustellen hat, daß die Tunneldiode 13 zurückgestellt ist. Zu diesem Zweck wird eine genaue lineare Beziehung zwischen einer Bezugs-Steuer spannung und der gewünschten Verzögerung des Signalimpulses 25 von einem Taktimpuls hergestellt, so daß die Lage des Signalimpulses 25 aus dem Wert der gewählten Bezugs-Steuerspannung zu erkennen ist. In der einfachsten Form kann die Schaltung gemäß der Darstellung in Fig. 4 als aus einer elektronischen Verzögerungsschaltung 15 und einer Rück Stellimpuls -S chaltung 17 bestehend angesehen werden.

Die in den Fig. 1 und 9 gezeigte elektronische Verzögerungsschaltung 15 umfaßt eine bistabile Schaltstufe 56, die zum Einschalten eines 15mA Stromgeneratore 57 benutzt wird. Diese Stufe liefert den Strom, der von einem 10 mA Stromverbraucher 58 verbraucht wird, wobei weitere 5 mA zum Laden der Kapazität (ungefähr 5 pF) am Knotenpunkt A zur Verfügung stehen. Vor Einschalten des Stromerzeugers zog der 10 mA Ver-

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braucher 58 seinen Strom vom Bezugseingang 56, der über die Schaltung 62 (mit der in Fig. 7 gezeigten Schalterstellung) mit einer veränderlichen Bezugs-Spannungsquelle 63 verbunden ist und von einem 5 mA Stromgenerator 64 über die entsprechenden Sperrdioden 65 und 66. Bei dieser Schaltungs stellung ist der Knotenpunkt Ö am Anfang spannungsgleich mit der gewählten Spannung der Bezugs-Spannungsquelle 63. Somit fließt durch die Dioden 65 und 66 dergleiche Strom und infolgedessen tritt auch derselbe Spannungsabfall auf, wenn die Dioden 65 und 66 den gleichen Temperaturkoeffizienten haben, wobei jede Diode in dieser Arbeitsweise die andere kompensiert. Wenn der angegebene Stromerzeuger eingeschaltet wird, werden beide Dioden 65 und 66 abgeschaltet. Der Knotenpunkt B ist an eine weitere Nebenschluflkapazität (ungefähr 10 pF) von der Bereichs schaltung 67 angeschlossen und da beide Knotenpunkte A und B etwa 5 mA zum Laden ihrer Nebenschlußkapazitäten zur Verfügung haben, steigt die Spannung am Knotenpunkt A schneller als die am Knotenpunkt B und schaltet somit die Diode 66 ab. Infolgedessen sperrt die an diesem Punkt rückwärts vorgespannte Diode C6 a.V ■ Stromübergänge vom Knotenpunkt B. Jede hier verwendete Sperrdiode 65 und 66 ist eine Majoritäts-Träger -diode, so daß die rückwärtige Erholungszeit kein Problem bildet.

In dem hier beschriebenen System werden als Bezugs spannungen negative Spannungen verwendet und somit steigt die Spannung am Knotenpunkt B immer auf Erdpotential. Eine mit dem Knotenpunkt B verbundene Ver-

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gleicher Schaltung 68 schaltet um, wenn die Spannung an diesem Punkt Erdpotential erreicht, und triggert eine Ausgangsstufe, die eine Impulsformer schaltung 69 und eine Differentiator schaltung 70 umfaßt.

Außerdem ist die Vergleicherschaltung 68 über eine Rückkopplungs-Verzöge rungs schaltung 71 mit dem Eingang der bistabilen Schaltstufe 56 verbunden, wodurch diese nach einer kurzen Verzögerung zurückgestellt wird. Das Rückstellen der bistabilen Schaltstufe 56 schaltet den 15 mA Stromgenerator 57 ab und gestattet dem 10 mA Stromverbraucher 58 die Rückstellung der Knotenpunkte A und B auf ihre Anfangs spannung. Die im Triggerimpuls vom Vergleicher 68 erhaltene Verzögerung bezüglich des Taktimpulses 9 ist eine lineare Funktion des Bezugs-Spannungs einganges, der von der Bezugs-Spannungsquelle 63 gewählt wurde. Außerdem ändert sich durch die Änderung der Nebenschlußkapazität am Knotenpunkt B mittels der Bereiches chaltung 67 auch die Neigung des Spannungsanstieges am Knotenpunkt B in entsprechender Weise und somit gleicherweise der Faktor oder Bereich der Verzögerungsschaltuhg 71.

Die Eingangsimpedanz der bistabilen Schaltstufe 56 ist ein rein resistiver Eingang, um Rückwartsrejlexionen auf die Quelle für den Taktimpuls 9 zu verhindern. Das geschieht durch die in Fig. 9 gezeigte Induktor-Widerstandsschaltung 72.

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Der Reihenwiderstand 140 hat einen Wert von 430 Ohm, so daß ein Taktimpuls 9 von 2,5V mehr als 5 mA auf die bistabile Diodenschaltung liefert. Der Widerstand 76 hat zur Anpassung der Schaltung an ein 50 Ohm-Koaxial-Eingangskabel 77 einen Wert von 56, 6 Ohm. Die Zeitkonstante des Widerstandes 140 und des Kondensators 125 ist groß genug, um die Eingangs-Anstiegszeit des Taktimpulses 9 nicht zu verringern, wenn er auf die Tunneldiode 78 der bistabilen Schaltstufe 56 gegeben wird. Die erhaltene Zeitkonstante ist außerdem kurz genug, um die Auswirkungen einer hohen Wiederholungsrate zu verhindern.

Die Tunneliode 78 ist mit 19 mA im Niederspannungsbereich vorgespannt. Die Spannung über der Tunneldiode 78 ist im Hochspannungsbereich auf ungefähr 0,4V mittels eines Transistors 79 des ersten Stromgenerators 57 begrenzt. Der sich ergebende zum Knotenpunkt C fließende Strom ist 17 mA stark, von denen 2 mA benötigt werden, um die Tunneldiode 78 im Hochspannungsbereich zu halten, während die übrigen 15 mA über den Transistor 79 auf den Knotenpunkt A geliefert werden. Der Transistor 79 ist ein Germanium-Transistor, damit beim Umschalten der Tunneldiode 78 die richtige Stromteilung sichergestellt ist. Die Stromquelle E kann jedoch so eingestellt sein, daß sie alle Änderungen der in der Schaltung verwendeten Tunneldiode 78 kompensiert.

Eine 150 Ohm Lastleitung, die in Verbindung mit der Tunneldiode 78

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verwendet wird, besteht aus dem Widerstand 80 von 100 Ohm (der in Fig. 9 gezeigten Verzögerungs schaltung 71) und einem anderen Widerstand 81 von 50 Ohm (der Spannungs-Vergleicherschaltung 68 in Fig. 10), die über eine 50 Ohm Übertragungsleitung 82 so miteinander in Reihe geschaltet sind, daß alle Streusignale vom Knotenpunkt C am Knotenpunkt D absorbiert sind, wodurch die Lastleitung für die Tunneldiode 78 resistiv bleibt. Der Knotenpunkt D soll einen Zugriff zum Anschluß 83 für einen Rückstellimpuls ermöglichen, der auf die Tunneldiode 78 zurückgekoppelt wird, damit diese in den Niederspannungszustand zurückkehrt. Außerdem bildet die Übertragungsleitung 82 einen Teil der Rückkopplungs-Verzögerungsschaltung 71 zur Verzögerung des Rückstellimpulses.

Um einen Spannungsanstieg am Knotenpunkt B einzuleiten, brauchen nur die Tunneldiode 78 und der geerdete Basistransistor 79 eingeschaltet zu werden. Somit entsteht bei der Einleitung des Spannungsanstieges am Knotenpunkt B eine minimale Verzögerang, da dieses die gesamte erforderliche Stromschaltung ist. Das Abschalten der Diode 65 durch den zunehmenden Spannungsanstieg am Knotenpunkt A trennt diesen von der Bezugs-Spannungsquelle 63 und das Abschalten der Diode 66 trennt den Knotenpunkt B vom Knotenpunkt A. Die Linearität des Spannung s ans tie - gee am Knotenpunkt B hängt ab von der Linearität des 5 mA Stromgenerator« 64 gegenüber der Spannung und der Linearität der Nebenschluß-

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kapazität der Schaltung 67 gegenüber der erzeugten Spannung. Durch Vorspannen der Basis des Transistors 85 mit 6V Gleichstrom und Einschränken des Spannungsanstieges von -6V bis OV wird jede Stromänderung minimal gehalten. Es wurde herausgefunden, daß drei Schaltelemente zu einer Nichtlinearität der Nebenschlußkapazität am Knotenpunkt B beitragen und zwar die Diode 66, der Transistor 85 und die Diode 86. Mit zunehmendem Spannungsanstieg am Knotenpunkt B sinken normalerweise die Spannung über der Diode 66 und über der Basis-Emitterverbindung des Transistors 85 und tragen so ihr Teil zur Erhöhung der Nebenschlußkapazität bei.

Die Kapazitätsänderung über der Basisverbindung des Transistors ist am größen, wenn die Spannung am kleinsten ist. Dementsprechend wurde die Basis des Transistors 85 mit 6V vorgespannt um sicherzustellen, daß die Spannung über der Verbindung während der Spannungs-Anstiegszeit mindestens 6V beträgt. Die Nebenschlußkapazität der Dioden liegt in der Größe von nur wenigen Zehnten pF und da die Kapazität der Diode 86 in Reihe mit der des Transistors 87 in der Spannungs-Vergleicherschaltung 68 geschaltet ist, ist die von der Diode 86 hervorgerufene gleichwertige Nebenschlußkapazität kleiner als ihre eigene Kapazitätr Da der Spannungsanstieg am Knotenpunkt A schneller erfolgt als der am Knotenpunkt B, wird die Kapazität über der Diode 66 tatsächlich von der Gesamtnebenschlußkapazität am Knotenpunkt B abgezogen. Da die Spannung am Kno-

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tenpunkt B ebenso ansteigt, wie der Spannungsabfall über der Diode zunimmt, sinkt dadurch deren Nebenschlußkapazität. Durch diese Anordnung der Bauteile wird somit durch die Schaltung insgesamt die effektive Neigung des längeren Spannungsanstieges am Knotenpunkt B schneller als die effektive Neigung des kürzeren Anstieges. Für den langen Anstieg am Knotenpunkt B wird die Spannung am Knotenpunkt A begrenzt, wodurch die Kapazität der Diode 66 zur Ge samt-Nebens chlußkapazität am Knotenpunkt B nicht subtrahiert sondern addiert wird. Dadurch wird die effektive Neigung des längeren Anstieges langsamer und dem kürzeren Anstieg mehr angeglichen.

Der Spannungsvergleicher 68 umfaßt die beiden Transistoren 87 und 88, die als Differentialpaar an einem Emitterstrom von 50 mA angeschlossen sind (siehe Fig. 10). Der Transistor 88 ist normalerweise eingeschaltet und der Transistor 87 ausgeschaltet. Wenn der Spannungsanstieg am Knotenpunkt B anfängt über Erdpotential zu steigen, schaltet er den Transistor 87 ein und den Strom vom Transistor 88 zum Transietor 87 um und auf den Knotenpunkt D, der eine Anfangslast von 25 Ohm hat, die aus einem 50 Ohm Widerstand um einer 50 Ohm Übertragungsleitung besteht. Die Übertragungsleitung führt das Signal auf den Eingang der bistabilen Schaltstufe 56 zurück und schaltet diese zurück und führt schließlich den Spannungsanstieg auf die Ausgangs spannung zurück, z.B. die von der veränderlichen Spannungsquelle 63 ge-

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wählte Bezugsspannung. Das Signal von der Vergleicherschaltung 68 am Knotenpunkt F dient als Ausgangs signal für die nächste Stufe, die den Impulsformer und die Differenzierungsschaltung 70 umfaßt. Da der Transistor 88 beim Betrieb normalerweise eingeschaltet ist, ist sein Stromverbrauch wichtig, in diesem Falle jedoch, wenn er eingeschaltet ist, liegt die Spannung über dem Transistor unter IV, da der von ihm gezogene Strom auf 50 mA ausgesteuert ist, um die Leistung im Transistor auf weniger als 50 mW noch innerhalb seiner Nennwerte auszusteuern. Eine Zehnerdiode 89 dient der Kupplung des Signales am Knotenpunkt F auf die Basis des Transistors 89A des Impulsformers 69. Daraus folgt die Einschaltung des Transistors 89A und die Verschiebung der Kollektor spannung von den angelegten +0, 8V auf ungefähr -6V. Dadurch werden etwa 6V über eine RL-Schaltung 90 auf eine Schaltdiode 91 gegeben, die mit 15 mA in der Schaltung vorgespannt war. Die Zeitkonstante der RL-Schaltung beträgt ungefähr 12 Nanosekunden und ist kurz genug, damit der zur Schaltdiode 91 zurückfließende Strom hinreichend aufgebaut werden kann, bevor die Diode umschaltet, ist jedoch auch so lang, daß die Vorderflanke des am Knotenpunkt C auftretenden Stromanstieges nicht durch den 27 Ohm Widerstand 92 abgeflacht wird. Dieser Stromanstieg wird über die Diode 93 auf die Übertragungsschaltung 94 des Impulsformers 69 gekoppelt. Die übertragungsschaltung 94 wandelt den Stromanstieg in einen Spannungsimpuls um, der auf die Dif·

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ferenzierungschaltung 70 gegeben wird, wo er in eine negative und positive Spannungsspitze durch eine Differenzierung umgewandelt wird, die durch eine 4 inch lange kurzgeschlossene Übertragungs-Stichleitung 95 erfolgt. Der Abstand zwischen den beiden Spitzen und dementsprechend die Länge des Spannungsimpulses vom Impulsformer 69 wird bestimmt durch zwei 5 Fuß lange Ubertragungsleitungen 96 und 97 im Impulsformer 69.

Die zwei 5 Fuß langen Stichleitungen mit je 50 Ohm (eine geöffnet und eine kurzgeschlossen) sind identisch mit einer 10 Fuß langen kurzgeschlossenen Stichleitung von 25 Ohm. Durch Kombination dieser beiden Leitungen in der Schaltung erhält man ein erstes Paar von Reflexionen an den Leitungsenden, die von gleicher Größe aber entgegengesetzter Polarität sind, was zu einer gesamten Rückreflexion führt, während das zweite Reflexionspaar in Größe und Polarität gleich ist. Der Ausgang der beiden Übertragungs-Stichleitungen 96 und 97 ist von der Ausgangeleitung und der kurzen 4 inch Stichleitung 95 durch eine Diode 98 getrennt, die den Ausgang von allen kleineren Störungen trennt, die durch die mehrfachen Reflexionen in den beiden größeren Stichleitungen verursacht werden. In der beschriebenen Schaltung betrug die Leitungsverzögerung des Kabels 1,5 Nanosekunden pro Fuß, so daß die Breite des Rücketell- und Signalimpulse β auf 1 Nanosekunde festgelegt wurde und der Abstand zwischen ihnen auf 30 Nanosekunden (z. B,

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1, 5 Nanosekunden pro Fuß mal 5 Fuß mal 5).

Zur Durchführung verschiedener Messungen muß die Stellung der Tunneldiode 13 und der Prüfschaltung 12 abgefühlt werden, was durch Zwischenschalten eines 10 k Ohm Widerstandes 52 zwischen Tunneldiode und einen Summierungspunkt des Arbeitsverstärkers 29 erfolgt. Wenn die Tunneldiode zurückgeschaltet ist, ist die Stromzufuhr zum Summierungspunkt des Verstärkers gemäß Schaltungskonstruktion ungefähr 1 mA. Wenn die Tunneldiode eingeschaltet ist, beträgt der Strom in der oben beschriebenen Schaltung ungefähr 5 mA. Bei Abnahme eines festen Stromes von 3 mA vom Summierungspunkt muß ein Strom von +_ 2 mA über die Rückkopplungss chaltung fließen. Für ein einfaches Kondensator-Rückkopplungs element wäre der Ausgang des Verstärkers 29 eine sich laufend ändernde Spannung. Die Spannung sinkt, wenn die Tunneldiode eingeschaltet ist und steigt, wenn sie zurückgeschaltet ist. Die Rückschaltzeit der Tunneldiode 13 zwischen dem Rückschaltimpuls 33 und dem unmittelbar folgenden Signalimpuls 25 kann wegen ihrer kurzen Dauer (30 Nanosekunden) im Vergleich zur Zeit zwischen den Signalimpulsen (10 Mikrosekunden) beim Betrieb mit 100 kHz vernachlässigt werden.

Wenn die Tunneldiode 13 eingeschaltet bleibt, muß die Spannungsregelung erhöht werden, um festzustellen, welche Signal spannung die Me β spannung 10 hat. Der Ausgang des Verstärkere 29 ist jedoch eine normalerweise

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stetig negativ werdende Spannung. Der zusätzliche Einbau eines Umkehrverstärkers 30 erzeugt eine stetig positiv werdende Spannung, die zum Anheben der Regelspannung benutzt werden kann, bis die Tunneldiode 13 nicht mehr einschaltet. Dann beginnt der Ausgang des Verstärkers 29 positiv zu werden, wodurch der Ausgang des ütnkehrver stärkers abnimmt, bis die Tunneldiode 13 wieder einschaltet. Diese Rückkopplung bewegt die Regelspannung während des Austretens des Signalimpulses laufend über und unter die beiden Signalhöhen. Der Durchschnittswert der Steuerspannung steht dann in direkter Beziehung zur Amplitude der Meßspannung 10 am Überlagerungspunkt des Signalimpulses 25. Dieses laufende Suchen führt zu einem Pendeln der Analog-Antwort, die man über das Meßgerät 35 erhält. In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung wird dieses Pendeln so klein wie möglich gehalten.

Bei diesem weiteren Ausführungsbeispiel erwies sich ein möglichst großer Rückkopplungs-Kondensator 99 im Verstärker 29 als zweckmäßig, wenn dieses Pendeln möglichst klein gehalten werden soll. Eine schnelle Analog-Antwort von einer gegebenen Einstellbedingung erfordert jedoch einen möglichst kleinen Kondensator. Wenn die Steuer spannung weit von der Antwort entfernt liegt, ist eine große Anzahl aufeinander folgender identischer Regelungen erforderlich, um die Steuer spannung auf den richtigen Wert zu bringen. Nach Erreichen dieses Wertes durch

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die Steuer spannung ändern sich die Regelungen. Diesen Vorteil nutzt die in Fig. 7 gezeigte Rückkopplungsschaltung aus. Wenn die Regelungen sich ändern, liegt die Spannung am gemeinsamen Verbindungspunkt 104 der Dioden 100, 101 und der Kondensatoren 102 und 103 zwischen dem Vorwärts-Spannungsabfall der Dioden 100 und 101. Auf diese Weise ist die gleichwertige Rückkopplungs-Kapazität eine Kombination aller Kondensatoren 99, 102 und 103. Wenn die aufeinanderfolgenden Regelungen gleich sind, wird eine der beiden Dioden leitend und bewirkt eine niedrige Impedanz gegen Erde und schaltet so die beiden Kondensatoren 102 und 103 aus der Rückkopplungs schleife. Für eine schnell^ßinderung von 10V in 5 Mikrosekunden sollte der kleine Kondensator unter 1000 pF liegen, wogegen zur Erzielung eines kleinen Auspendeins von 1 mV die Gesamtkapazität dieser Verstärkerschaltung über 10 000 pF liegen muß. Eine Gesamtansprftche von 10 Mikrosekunden wurde erzielt durch Verwendung von 0, 05 raF für die beiden großen Kondensatoren 102 und 103 und 500 pF für den kleinen Kondensator 99.

Um die erfindungsgemäße Schaltung für ein Zeitmeßsystem verwenden zu können, wird das Ausgangs signal der Rückkopplungs schaltung auf die Gleichstromvorschaltung der Tunneldiode 13 zurückgebracht und treibt nicht die elektronische Verzögerungsschaltung, die eine Spannung in eine Zeitverzögerung umformt, die dieser Spannung proportional ist. Diese Rückführung erreicht man durch Umschalten der Schalter auf

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einen anderen Kontaktsatz in dem in Fig. 7 gezeigten Umschalter 62. Die elektronische Verzöge rungs schaltung dient dann der Synchronisation der zeitlichen Lage des erhaltenen Impulses. Die Zeitmessungen werden ähnlich vorgenommen. Die Prüfspannungsebene wird konstant gehalten und die elektronische Verzögerungs-Bezugsspannung verändert, um den Zeitpunkt herauszufinden, an welchem die Spannung auftritt.

Fig. 5 zeigt im allgemeinen die Verbindung der grundlegenden Funktionsblocks für ein Zeitmeßsystem. Darstellungsgemäß ist die Vergleichsspannung für die gewünschte Signal-Spannungshöhe programmiert. Die Steuer-Aus gangs spannung dient als Eingangs spannung für die Zeitposition. Auf diese Weise setzt der Spannungsprüfer 12' nach Durchführung eines jeden Vergleiches den Impuls dichter an die gewünschte Spannungshöhe des Signales heran. Negative Übergänge erfordern eine entgegengesetzte Phasenrückkopplung für die Steuerspannung in positiven Übergängen. Dementsprechend ist die Phase der Steuer spannung so programmiert, daß sie der Richtung des zu messenden Überganges entspricht. Die Einstellung des Anfangswertes der Steuerspannung bestimmt, aus welcher Richtung der Impuls sich dem interessanten Punkt nähert. Einige Signale können die interessante Spannungshöhe mehr als einmal durchlaufen, aber in solchen Fällen kann die Einstellung des Anfangewertes der Steuerspannung dazu benutzt werden, dem System

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den zu suchenden Punkt anzuzeigen.

Genauer gesagt wird dieser Prüfpunkt am positiven Übergang des Ausganges des Inverter-Verstärkers 30 als Steuer spannung für die oben beschriebene elektronische VerzögerungsBchaltung benutzt. Ein Punkt auf einem negativen Übergang wird mit Hilfe des sich stetig ändernden Verstärker-Ausgangssignales als Steuer spannung gefunden. Bei allen Messungen erhält man die Antwort immer durch Messen des Endwertes der Steuer spannung über das Meßgerät 35. Genaue gesagt nimmt nach Zündung der Tunneldiode 13 die Ausgangs spannung der Rückkopplungsschaltung um den Teil der Amplitude des zusammengesetzten Signales ab, der dem Überlagerungspunkt des Impulses 25 mit dem Prüfimpuls 10 entspricht. Dadurch wiederum ändert sich die Zeitverzögerung in Form einer steuernden Bezugs spannung für die Zeitverzögerungsschaltung. Diese wiederum ändert die Zeitposition des Impulses 25 relativ zum Prüfimpuls 10 so, daß die Tunneldiode 13 an einem anderen Zeitpunkt des Eingangs signale s gezündet werden kann. Die Vorspannung an der Tunneldiode 13 kommt jetzt nicht von der Rückkopplung β schaltung sondern von einer veränderlichen Bezugs-Spannungsquelle 63. Der Prüf impuls 25 ändert sich also nach Zündung der Tunneldiode stetig langsam entlang des Prüfimpulses 10, bis der kombinierte Wert des Prüfimpulses 10 und des Signalimpulses 25 am Überlagerungepunkt einen Punkt

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erreicht, der proportional der ursprünglich an der Tunneldiode 13 eingestellten Gleichstrom-Vorspannung ist. Die vom Signalimpuls 25 hervorgerufene Zeitänderung ist proportional der Spannungsänderung des Aus gangs signale s der Rückkopplung s schaltung, das auf den Eingang der elektronischen Verzöge rungs schaltung gegeben wird. Diese Spannung wird mit dem Meßgerät 35 gemessen, das/entsprechend seiner Eichung eine analoge Spannungsanzeige des Zeitintervalles von der Bezugszeit gibt, z.B. dem. Taktimpuls (der auf jeden gewünschten Eingang synchronisiert werden kann).

Mit einer digitalen suggestiven Annäherung läßt sich eine Antwort schneller als nach dem oben beschriebenen System finden, dieses Verfahren ist jedoch auch störanfälliger. Die analoge Annäherung schaltet Störeffekte durch Bilden von Durchschnittswerten aus und hat dei Vorteil, daß sie die Tunneldiode 13 in der Prüfschaltung 22 ungeachtet des Eingangssignales immer mit demselben Strom betreibt. Außerdem läßt sich ein monostabiler Prüfkreis verwenden, wodurch auch ein genaues Arbeiten in einem Digitalschema oder einfach im Ja/Nein-Betrieb möglich ist.

Wie in den Fig. 13 und 14 gezeigt ist, ermöglicht die Änderung der Prüfschaltung 12 durch einen monostabilen Prüfkreis 12b sowohl den

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Ja/Nein-Betrieb als auch eine genaue digitale Annäherung, wie sie in handelsüblxchen Digitalvoltmetern verwendet wird. Zwei getrennte Bezugs-Spannungsquellen, von denen eine für den Zeit-Spannungskreis 151 und die andere für den Amplituden-Spannung skr eis 152 vorgesehen ist, können durch einen herkömmlichen Logikschaltkreis 150 gesteuert werden. Die Regelspannungs-Schaltung 27 (d.h. Prüf- und Regelkreis 12") kann zur Lieferung eines digitalen Aus gangs signale s verwendet werden, das dann über die Logikschaltung 150 nacheinander entweder den Zeitbezugseingang 151 oder den Vergleicher-Spannungseingang 152 wechselt, um Zeit bzw. Spannung zu messen. Für einen festen Wert der Zeitbezugsspannung und der Vergleicherspannung kann der digitale Ausgang der Re gel-Spannung s schaltung für eine Ja/Nein-Anzeige benutzt werden.

Nach einem anderen Merkmal der Erfindung eignet sich die Schaltung zur Abfühlung von Spannungsspitzen auf zahlreiche Art. Eine mögliche Art ist die Synchronisation des Signalimpulses 25 mit dem Prüfimpuls 10 in der Art, daß viele Signalimpulse vor jedem Rückstellimpuls auftreten, was jedoch nur für positive Spitzen gut ist. Das in Fig. 8 dargestellte vorgezogene Verfahren arbeitet mit einer Betriebsarten-Steuerung, die einen Verstärker 105 zur Abfühlung der Richtungsänderung des Aus gangs signale s des Inverterverstärkers 30 im Regelspannungs kreis 27 verwendet. Wenn die Relais 106 und 107 in der dargestellten Stellung stehen, lädt der Verstärker 105 den an den Summierungspunkt

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des Verstärkers 105 angeschlossenen Kondensator auf oder ab. Durch Einschalten des Relais 106 wird diese Schaltung so verändert, daß der Kondensator 108 nur laden kann. Wenn der Kondensator 108 sich entladen will, gibt der Spannungs spitzen-Abfuhlver stärker 105 einen Strom auf den Summierungspunkt 132 des stetig sich ändernden Verstärkers 29 um dessen Aus gangs signal und somit eine Veränderung des Ausgangssignales des Inverterverstärkers 30 zu verhindern. Infolgedessen kann die Steuer spannung nur ansteigen und das auch nur, wenn sie kleiner ist als die Amplitude des Prüfsignales 10. Somit kann der Impuls durch diese Operation seitlich vor- und zurückbewegt werden, um den Spitzenwert in einem bestimmten Bereich zu bestimmen. Umgekehrt kann durch Betätigung des Relais 107 anstelle von Relais 106 der Wert der negativen Spitze gefunden werden.

Durch Betätigung der beiden Relais 106 und 107 wird die Steuer spannung auf dem jeweiligen Wert festgehalten, auf dem der Kondensator 108 aufgeladen ist. Durch Betätigung des Relais 109 kann die Steuer spannung auf einen negativen Wert gebracht werden, der gleich der Anfangsspannung zum Vor-Einstellen des Signalimpulses 25 am gewünschten Punkt auf dem Prüfimpuls 10 ist. Das ist besonders nützlich bei Zeitmessungen auf einem Mehrfachimpuls, wie er in Fig. 12 dargestellt ist. Bei einer Anwendung ist der Impuls 25a auf das Tal 110 zwischen den zu-

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sammenge setzten Impulsen 111 und 112 eines Mehrfachimpulses 113 eingestellt, um die Amplitude am 90% Punkt 114 auf der Vorderflanke des zusammengesetzten Impulses 112 in bezug zum 90% Punkt 115 auf der Vorderflanke des zusammengesetzten Impulses 111 messen zu können. Die vorgezogene Abtastung des Signalimpulses 25a zum 90% Punkt 114 des zusammengesetzten Prüfimpulses 112 ist aus obiger Beschreibung der Erfindung zu ersehen. Der überlagerte Signalimpuls auf der Mindestebene eines Prüfimpulses betätigte die Tunneldiode 13 der Prüfschaltung 12, deren Ausgangs signal durch den stetig veränderlichen Verstärker 29 abgefühlt und durch den Verstärker 30 umgekehrt wird, so daß eine Ausgangs-Steuerspannung auf die elektronische Verzögerungsschaltung gelangt. Diese sich ändernde S teuer spannung bewegt den Signalimpuls entlang des Prüfimpulses bis zu einer Überlagerung am gewünschten Punkt, der durch eine von der veränderlichen Bezugsquelle 63 gewählte Einstellspannung bestimmt ist. Entsprechende überlagerung des Signalimpulses 25a im TaIt 110 des Impulses 113 ist die von der Tunneldiode 13 abgefühlte Spannung ein Minimalwert, der vom stetig sich ändernden Verstärker 29 abgefühlt und als sich stetig ändernde positive Spannung auf den Ausgang des Inverterverstärkers 30 gegeben wird, der den Signalimpuls zur Vorderflanke des zusammengesetzten Impulses 112 hin progressiv abtastet, bis der Signalimpuls 25a am 90% Punkt 114 des zusammengesetzten Impulses 112 überlagert wird und der erwähnten Spannung entspricht, die am Eingang des Verstärkers 31 in

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der Vorspannsteuerung 2$ durch Wahl des entsprechenden Wertes von der veränderlichen Bezugs-Spannungsquelle 63 so eingegeben wurde, daß er der gewünschten 90% Amplitude des gewünschten zusammengesetzten Impulses im Mehrfachimpuls 113 entspricht. Somit liegt durch den Zeitpunkt, an welchem die Steuer spannung beginnt, fest, welche Spannung gesucht wird.

Bei Bedarf können gemäß der Darstellung in Fig. 3 zwei Kanäle zur Bestimmung der Zeit zwischen zwei bestimmten Punkten auf zwei Impulsen oder auf demselben Impuls verwendet werden. Bei entsprechendem Multiplex-Betrieb der beiden Kanäle können entsprechend der Beschreibung der vorliegenden Erfindung zahlreiche Messungen durchgeführt werden, wie z.B. die Zeit zwischen Prozentpunkten anstelle von Spannungspunkten, positive und negative Spitzenabfühlung, Impedanzmessungen, Messungen von Koeffizienten von Reflexionen einer Schaltung und dergleichen mehr.

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Claims

Böblingen, 26.8.1968 lo-neih-hn

PATENTANSPRÜCHE

Tl.) Impulsmeßeinrichtung mit punktweiser Abtastung der periodisch

wiederkehrenden Meß spannung eines Meßobjekts durch einen spitzen Abtastimpuls mit veränderbarer, von einer Steuerspannung abhängiger Phasenlage und mit Vergleich der abgetasteten Meßspannung mit einer einstellbaren Bezugs spannung zwecks Ermittlung der phasenbestimmenden Steuer spannung bei Spannungsgleichheit, gekennzeichnet durch eine !Compensations-Regelschaltung, aus

einem Prüfkreis (12, Fig. 1, 7) mit einer Tunneldiode (13), die in Abhängigkeit von jedem Rückstellimpuls (33) eine niedrige Diodenspannung und vom Höchstwert der aus dem Abtastimpuls (25) und der Meßspannung (10) sowie einer Gleich vor spannung (E3) gebildeten Summenspannung (26), bei dessen Überschreiten des Grenzwertes (Ip) der Tunneldiode (13) eine hohe Diodenspannung liefert und

einem Regelspannungskreis (27), der abhängig von der Höhe der Diodenspannung eine in der einen oder anderen Richtung sich stetig ändernde zu- bzw. abnehmende Gleichspannung (E6) liefert, als eine um einen Gleichgewichts wert pendelnde Regelspannung

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Hi

die über einen Umschalter (62) entweder

a) als Steuer spannung für einen Verzögerungskreis (16, 16^f) die Phase des Abtastimpulses (25) regelt, bis die abgetastete Meßspannung (10) der von einem durch die eingestellte Bezugs spannung (63) gesteuerten Vorspannungskreis (28) gelieferten Vorspannung (E3) entspricht, oder

b) über den Vorspannungskreis (28) die Vorspannung (E3) regelt, bis sie der Meßspannung (10) in dem durch die eingestellte Bezugs spannung (63) über den Verzögerungskreis (71) bestimmten Abtastzeitpunkt entspricht, und daß der Gleichgewichtswert der Regelspannung (E6) des Regelspannungskreises (27) als Maß für a) den Abtastzeitpunkt, bezogen auf den Taktimpuls (9) bzw. Speiseimpuls (8) des Meßobjekts (1) oder für b) die Meßspannung (10) im Abtastzeitaa&punkt dient.
2. Impulsmeßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelspannungskreis (27) einen kapazitiv rückgekoppelten Gleichspannungsverstärker (29) mit hohem Verstärkungsgrad und einen nachgeschalteten Inverter (30) enthält.
3. Impulsmeßeinrichtung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch ge-

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kennzeichnet, daß der Regelspannungskreis (27) mit dem Vorspannungskreis (28) durch einen Betriebsart-Wähler (Fig. 8) verbunden ist, der einen Verstärker (105) zur Ermittlung der Änderungsrichtung des Ausgangs des Regelspannungskreises (27) und somit einer - positiven oder negativen - Impulsspitze der Meßspannung (10) enthält und wahlweise durch Relais (106 bzw. 107 bzw. 109) zur Messung von positiven bzw. negativen Impulsspitzen bzw. zur Zeitmessung bestimmter Kurvenpunkte auf der nach einem bestimmten Tiefstwert (Tal 110) wieder ansteigenden Vorderflanke von Mehrfachimpulsen, z.B. mit Doppelspitze (111, 112) wirksam gemacht wird.
4. Impulsmeßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß der Prüfkreis (12 », Fig. 14) aus einem bistabilen Prüfkreis (12a) und einem monostabilen Prüfkreis (12b) besteht mit je einer Tunneldiode (13a bzw. 13b), die vom Rucks te llimpuls (Tl) und einer festen Vorspannung bzw. von der Meßspannung (10) und dem Abtastimpuls (T2) sowie in Reihe gemeinsam von der Regelspannung aus dem Vorspannungskreis (28) beaufschlagt werden und über einem Regelspannungskreis (27') mit einem Verstärker mit Diodenrückkopplung eine Regelspannung mit schrittweise angenähertem Gleichgewichtswert in Ziffernform oder bei festen Zeit- und

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Amplituden-Bezugs spannungen ein Gut- oder Schlecht-Signal liefern.
5. Impulsmeßeinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der vom Regelspannungskreis (27·, Fig. 14) im Prüf- und Regelkreis (12", Fig. 13) gelieferte Ziffernwert der Regelspannung durch einen logischen Schaltkreis (150) über einen Ziffern/ Analog-Wandler und entweder über einen Amplitudenspannungskreis (152) dem Vorspannungskreis (28, Fig. 14) im Prüf- und Regelkreis (12", Fig. 13) oder über einen Zeitspannungskreis (151, Fig. 13) dem Verzögerungskreis (16") zugeführt wird.
6. Impulsmeßeinrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungskreis (16^!, 16") mit Rückstell und Abtastimpuls-Kreis (17) eine von der Zeit-Bezugs-oder-Regelspannung über den Umschalter (62) gesteuerte Reihenschaltung aus drei Dioden (65, 66, 86, Fig. 9) und einem Spannungsvergleicher (68, Fig. 10) enthält, an deren Verbindungspunkte (A bzw. B) ein Transistor-Stromverbraucher (58), ein Begrenz-er (60) und ein erster Generator (57), der von einer vom Taktgeber (6) gesteuerten bistabilen Schaltstufe (56) gespeist wird, bzw. ein zweiter Generator (64) und ein Kapazitätsbereich-Wähler (67) angeschlossen sind, daß ein Verzögerungskreis (71) einerseits und

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der bistabilen Schaltstufe (56) und dem ersten Generator (57) andererseits bildet und daß dem Spannung sver glei eher (68) ein Impulsformer (69) und ein Differenzierkreis (70) nachgeschaltet sind, von denen der letztere den Prüfkreis (12) mit dem Rückstell- und Abtastimpuls (33, 25) speist.
7. Impulsmeßeinrichtung nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur gleichzeitigen Messung mehrerer Ausgangsspannungen (Meßspannung 10) eines Meßobjekts (1) oder mehrerer Meßpunkte auf einer Meßspannung (10) alle Teile der Meßeinrichtung 12, 14-18, Fig. 3) außer dem Taktgeber (6) und dem Speise spannungs -Generator (7) entsprechend mehrfach angeordnet sind.

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