DE2407678B2 - Schaltungsanordnung zur Digitalisierung eines Drehwinkel &phgr - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Digitalisierung des Drehwinkels ψ einer drehbaren, mit fa Umdrehungen pro Sekunde betriebenen Einrichtung, unter Verwendung von mit dem sin φ und dem cos φ modulierten Hilfsspannungen einer Grundfrequenz fo, die durch weitere Schaltmittel in eine den Drehwinkel angebende Zählimpulsfolge umgesetzt werden, bei der η Impulse dem Drehwinkel von 360° entsprechen und aus den beiden Hilfsspannungen eine dritte Hilfsspannung gebildet ist, die entweder nur noch die Frequenz fo + fa oder nur noch die Frequenz fo— fa enthält, wobei die dritte Hilfsspannung und eine Vergleichsspannung einem als Vergleichsschaltung arbeitenden D-Flip-Flop derart zugeführt werden, daß am D-Eingang (Vorbereitungseingang) die Vergleichsspannung und am Clock-Eingang die dritte Hilfsspannung liegt, und daß am Ausgang des D-Flip-Flop die gewünschte Zählimpulsfolge abgenommen wird.

In der deutschen Offenlegungsschrift 20 54 553 ist eine Vorrichtung zur Übermittlung der Winkellage einer drehba.-en Einrichtung unter Verwendung zweier Hilfsspannungen beschrieben, wobei die eine Hilfsspannung der Funktion UX = sin φ ■ sin φ 2 π ■ fo ■ t und die zweite Hilfsspannung der Funktion U 2 = cos φ ■ cos 2 π ■ fo ■ t genügt. Dabei ist φ der Drehwinkel der drehbaren Einrichtung und fo die Frequenz der Hilfsspannung des Winkelgebers. Bei der bekannten Anordnung werden aus dem Analogsignal der Hilfsspannungen Ui, U2 Impulsreihen mittels Abtastschaltungen gebildet, und es wird eine 90-Phasenverschiebung der Impulsreihen vorgenommen. Darüber hinaus wird ein Bezugsphasensignal erzeugt und mit dem aus dem ursprünglichen Signal abgeleiteten Signal verglichen. Die bekannte Anordnung erfordert zur Durchführung der Winkelumsetzung einen sehr großen Aufwand.

Aus der Fig. 1 der USA-Patentschrift 36 36 554 ist eine Schaltungsanordnung zur Digitalisierung des Drehwinkels einer drehbaren Einrichtung gemäß dem Oberbegriff des vorliegenden Hauptanspruches bekannt. Die Vergleichsspannung für das D-Flip- Flop wird dabei direkt aus der Frequenz der Hilfsspannung gewonnen. Da diese Hilfsspannungen normalerweise eine sehr niedrige Frequenz aufweisen (zwischen fünfzig und einigen hundert Hertz liegend) ist die so erzeugte Zählimpulsfolge nur sehr grob quantisiert und genauere, feinstufige Winkelwerte können so nicht erzeugt werden.

Als Abhilfe gegen derartige Schwierigkeiten wird gemäß Fig.3 der USA-Patentschrift 36 36 554 ein

eigener Impulsoszillator verwendet, der auf einer sehr hohen Frequenz von z.B. 131072 Hz = 2¹⁷ Hz schwingt. Dieser hochfrequente Impulsgenerator ermöglicht zwar eine feinere Winkelquantisierung. Er bringt aber die Gefahr neuer Fehlereinflüsse mit sich, -> weil seine Frequenz völlig unabhängig von der Grundfrequenz der Hilfsspannung gewählt ist, welche zur Modulation mit dem sin φ und dem cos φ dient.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Weg aufzuzeigen, auf welchem es möglich ist, unter Vermeidung dieser Nachteile mit geringem Aufwand die Umsetzung eines analogen Drehwinkels in Digitalwerte vorzunehmen und dabei eine ausreichend hohe Auflösegenauigkeit der Winkelwerte bei gleichzeitig hoher Genauigkeit zu erzielen, π Gemäß der Erfindung, welche sich auf eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bezieht, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Vergleichsspannung eine Frequenz von η ■ fo aufweist und die Zählimpulse mit η ■ fa auftreten, wobei die Größen η >ο Potenzen von zwei sind.

Einzelheiten sowie Weiterbildungen der Erfindung werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsan- ;>-> Ordnung nach der Erfindung,

Fig.2 Zeigerdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1.

In F i g. 1 ist als drehbare Einrichtung eine Antenne A dargestellt, weiche bevorzugt bei einem Rundsuch-Ra- jo dargerät Verwendung finden kann. Der die Antenne drehenden Welle W ist ein Geber C zugeordnet, welcher in bekannter Weise zwei Ausgangsspannungen UX und i/2 liefert. Die Spannung t/l hat dabei die Funktion π

UKt) = cos<, (r) ■ cos2.τ ■ fo ■ t. (1)
Die Spannung U2 entspricht der Funktion

U2(t) = sin 7 U) cos 2.7 ■ fo ■ t. (2)

Dabei ist φ der Drehwinkel der Antenne z. B. gegenüber der Nordrichtung und fo die Hilfsfrequenz eines Gebers, welche bevorzugt bei 400 Hz liegt. Geht man davon aus, daß φ bei fa Umdrehungen in der Sekunde auch geschrieben werden kann als

7 = 2 .-7 · fa ■ t , (3)

so lassen sich die Gleichungen (1) und (2) umformen in U 1 (f) = cos (2 .7 · fa ■ t) ■ cos 2 π ■ fo ■ t (1 a)

t/2 (1) = sin (2 π ■ fa ■ f) · cos 2 .-τ · /o · f. (2a)

Daraus lassen sich durch trigonometrische Umformungen Funktionen gewinnen, die gegeben sind durch

t/l (r) = cos 2 .-7 (fo + fa) ■ t + cos 2 π (fo - fa) ■ t

(Ib)
und

Ul U) = sin 2 .-τ (fo + fa) ■ t + sin 2 r, (fo - fa) ■ 1

(2b)

60

b5 Man erkennt daraus, dab UX und £/2Signa!gemische zweier Frequenzen enthalten, welche gegeben sind durch die Frequenzwerte (fo + fa) und (fo—fa). Wenn somit die Antenne A gerade eine Umdrehung pro Sekunde durchführt und die Frequenz fo = 400 Hz gewählt ist, so treten Schwingungen der Frequenzen 40t und 399 Hz auf.

Um eine einzige der beiden Schwingungen zu gewinnen, muß zunächst die andere Frequenzkomponente eliminiert werden. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Frequenz fo—fa eliminiert werden soll. Hierzu wird die Hilfsspannung t/2 einer 90"-Phasenverschiebung durch ein T-Glied mit im Längszweig liegenden ohmschen Widerstandselementen ft 4 (einstellbarer Widerstand), ft 5 und mit einer im Querzweig liegenden Kapazität CX unterworfen. Die Spannung UX durchläuft ein T-Glied, dessen Längswiderstände mit ft 2 und ft 3 und dessen einstellbarer Querwiderstand mit ft 1 bezeichnet ist. Dieses nur aus ohmschen Widerständen bestehende T-Glied bewirkt keine Phasenverschiebung, sondern nur eine Amplitudenänderung.

Da an der mit Σ bezeichneten Zusammenschaltstelle der beiden Spannungen U1 und U2 diese gleich große Amplituden aufweisen müssen, ist der Widerstand ft I einstellbar. Mit dem ebenfalls einstellbaren Widerstand ft 4 kann die gewünschte Phasenverschiebung von 90° von i/2 gegen UX genau eingestellt werden. In vielen Fällen wird es zweckmäßig sein, eine mehrstufige ftC-Schaltung zur Phasenverschiebung zu verwenden. In der Praxis hat sich besonders eine dreistufige Schaltung dieser Art bewährt.

Da unter Umständen Störspannungsspitzen bei den Spannungen UX und i/2 auftreten können, ist an der mit Σ bezeichneten Zusammenschaltstelle eine Kapazität C2 vorgesehen, welche diese Störspannungen gegen Masse ableitet. Der ohmsche Widerstand ft 7 ist an der gleichen Stelle angeschaltet und dient zur Einstellung eines niederohmigen Quellwiderstands für den nachfolgenden Komparator KVX.

Zur Erläuterung, wie aus den Hilfsspannungen UX und U2 an der Zusammenschaltstelle Σ die dritte Hilfsspannung U3 entsteht, ist auf Fig.2 Bezug genommen.

In Zeile a) von Fig. 2 ist die Hilfsspannung UX dargestellt. Diese Hilfsspannung entsteht aus zwei gegensinnig rotierenden Vektoren UXn (nacheilend, d. h. entsprechend fo—fa) und U X ν (voreilend, entsprechend fo + fa).

Das gleiche gilt für die in Zeile b) dargestellte Hilfsspannung i/2, welche aus den Vektoren U2n (entsprechend fo—fa) und U 2 ν (entsprechend fo + fa) entsteht.

In Zeile c) ist die Lage der Hilfsspannung i/2 nach der 90°-Drehung mit i/2'; die der entsprechenden Teilvektoren mit U2nund U 2' ν bezeichnet.

Überlagert man die Teil-Hilfsspannungen UXn, UXv nach Zeile a)und ί/2'ν, ί/2'nnach Zeile c) an der mit Σ bezeichneten Zusammenschaltstelle, so zeigt sich, daß die Vektoren ί/2'nund i/lngegenphasig sind und sich bei gleich großen Amplitudenwerten somit gegenseitig kompensieren. Dagegen sind die beiden Vektoren i/2'v und U X vgleichphasig und überlagern sich zu der dritten Hilfsspannung i/3. Diese Hilfsspannung hat somit im vorliegenden Beispiel nur noch die Frequenz fo + fa.

Wollte man statt dessen fo + fa eliminieren und fo—fa zur Auswertung heranziehen, so müßte die Hilfsspannung i/2stattum +90° (entsprechendZeiled

in Fig. 2) um —90° in der Phase gedreht werden. Dies läßt sich L. B. dadurch realisieren, daß beim 7-Glied für den Übertragungsweg von U2 ein Kondensator im Längszweig eingeschaltet wird. Man könnte auch die Hilfsspannung L/2 ohne Phasenverschiebung zur Zusammenschaltstelle Σ führen und Ui um +90° in der Phase drehen.

In geeigneter Weise, z. B. durch einen Komparator KVi, werden die sinusförmigen Schwingungen der Hilfsspannung U3 in Rechteckschwingungen der gleichen Frequenz fo + fa umgeformt. Diese Rechteckschwingungen gelangen zum Clock-Eingang einer in Form eines D-Flip-Flops aufgebauten Vergleichsschaltung VS. Hierfür kann beispielsweise ein als integrierter Baustein ausgebildetes D-Flip-Flop der Firma Texas Instruments mit der Typenbezeichnung SN 5474 oder SN 7474 benutzt werden. Am Clear-Eingang (1) und am Preset-Eingang(4)des D-Flip-Flop liegt jeweils + 1.

Der zweite Informations-Eingang Ddes D-Flip-Flops VS wird ebenfalls mit Rechteckschwingungen Ud beaufschlagt, welche die Frequenz η ■ fo aulweisen. Dabei ist π die Zahl der Winkelschritte (Zählimpulse), in die eine volle Umdrehung von φ = 360° quantisiert werden soll. Für η werden bevorzugt Werte von 2* verwendet. Nimmt man an, daß k = 7 gewählt ist, dann ergibt sich η = 128. Mit fo = 400 Hz muß somit die Frequenz am Eingang D des Flip-Flops 128 · 400 = 51,2 kHz betragen. Zur Erzeugung dieser Frequenz dient im vorliegenden Ausführungsbeispiel der rechteckförmige Spannungen liefernde Oszillator CO, welcher bevorzugt auf einer Vielfachen der Frequenz η fo, beispielsweise 2n fo, schwingt. Durch einen Frequenzteiler FT2 wird hieraus eine Schwingung mit der Frequenz η ■ fo gebildet. Dies hat den Vorteil, daß das Tastverhältnis der so gewonnenen Rechteckimpulse in einfacher Weise gleichmäßig bleibt. Zur Synchronisation des Oszillators CO wird ein weiterer Frequenzteiler FTl verwendet, welcher die Frequenz des Oszillators CO so herunterteilt, daß an dem Phasenvergleichsglied PC die Frequenz fo anliegt. Für die angenommenen Frequenzwerte muß der

Frequenzteiler FTi ein Teilerverhältnis von 128 : aufweisen. Dem Phasenglied PC wird als Vergleichsfre quenz die im Geber G vorhandene unmoduliert Hilfsspannung Uo = sin 2 π ■ fo zugeführt, die durc den Komparator KV2 ebenfalls in eine Rechteckwell umgeformt wurde. Durch diesen Frequenzregelkreis is die enge frequenzmäßige Verflechtung der beiden, de Vergleichsschaltung VS zugeführten Spannungen Ui und Ud gewährleistet, wodurch die Stabilität und dii Genauigkeit verbessert werden.

Die Vergleichsschaltung VSspricht immer nur auf dii ansteigenden Vorderflanken der Rechteckimpulse de Spannung U3 an und prüft dabei, ob in diesen Augenblick die Rechteckspannung von Ud Null ode Eins ist. Ist Ud = 0, dann ist auch das Ausgangssignal at ζ) (5) gleich Null und bleibt so lange Null, bis bei eine Prüfung Ud = 1 ist. Dann bleibt analog der Ausgang (5 auf 1 stehen. Die so gewonnenen Zählimpulse Z werden beispielsweise einem Schieberegister W₁ zugeführt oder in anderer Weise weiter verarbeitet Bevorzugt wird dabei so vorgegangen, daß das an Ausgang der Vergleichsschaltung VS vorliegend! Signal ZI als Takt für ein als Speicher wirkende Schieberegister WZ verwendet wird, in das Informatio nen aus der Radarantenne eingeschrieben und nacl einer Umdrehung der Antenne — oder definiert frühe — wieder herausgeschoben werden. Nähere Einzelhei ten hierzu sind in der deutschen Patentanmeldung P 23 53 503.7 beschrieben.

Mit entsprechendem Aufwand ist es auch möglich, dii Spannung Ud durch Frequenzvervielfachung aus de Hilfsspannung Uoherzuleiten.

Die Zahl der Impulse, welche ausgehend von den Zeitpunkt des Durchlaufens einer Bezugsrichtung auftreten, sind ein Maß für den Winkelbereich, in den sich die Antenne A gerade befindet. Sind beispielsweis für eine volle Umdrehung 128 Zählimpulse Z vorgesehen, so ist nach 7 Impulsen der Winkelwer 7 ä

erreicht.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Digitalisierung des Drehwinkels φ einer drehbaren, mit fa Umdrehungen pro Sekunde betriebenen Einrichtung, unter Verwendung von mit dem sin ψ und dem cos ψ modulierten Hilfsspannungen einer Grundfrequenz fo, die durch weitere Schaltmittel in eine den Drehwinkel angebende Zählimpulsfolge umgesetzt in werden, bei der η Impulse dem Drehwinkel von 360° entsprechen und aus den beiden Hilfsspannungen eine dritte Hilfsspannung gebildet ist, die entweder nur noch die Frequenz fo + fa oder nur noch die Frequenz fo—fa enthält, wobei die dritte Hilfsspannung und eine Vergleichsspannung einem als Vergleichsschaltung arbeitenden D-Flip-Flop derart zugeführt werden, daß am D-Eingang (Vorbereitungseingang) die Vergleichspannung und am Clock-Eingang die dritte Hilfsspannung liegt und 2(1 daß am Ausgang des D-Flip-Flop die gewünschte Zählimpulsfolge abgenommen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsspannung (Ud) eine Frequenz von η ■ fo aufweist und die Zählimpulse (ZI) mit η ■ fa auftreten, wobei die Größen π Potenzen von zwei sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von den beiden Hilfsspannungen (U 1, U2) eine (z. B. U2) um 90° in der Phase gedreht wird und anschließend beide derart addiert jn werden, daß die dritte Hilfsspannung (U3) der gewünschten Frequenz entsteht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß beide Hilfsspannungen (Ul, U2) bei der Addition gleiche Amplituden aufweisen und daß vor der Zusammenschaltstelle (Σ) einstellbare Widerstände Ri, R 4) vorgesehen sind, welche die genaue Einstellung der Amplituden- und der 90° - Phasenbeziehung ermöglichen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, w dadurch gekennzeichnet, daß an der Zusammenschaltstelle (Σ) der Hilfsspannungen (Ui, U2) gegen Masse ein zur Beseitigung von Störspannungen dienender Kondensator (C2) eingeschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüehe 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur 90°-Phasenverschiebung eine, vorzugsweise dreistufige, flC-Schaltung dient.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsspannungen (U3, Ud) des D-Flip-Flop in Form von Rechteckspannungen vorliegen.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Vergleichsspannung (Ud) ein Oszillator (CO) vorgesehen ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (CO) mit der Grundfrequenz /oder unmodulierten Hilfsspannung ft/o^synchronisiert ist. e>o

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (CO) auf einer Frequenz η ■ m ■ fo (m = ganzzahlig), vorzugsweise m = 2, schwingt.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprü- b5 ehe 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsspannung (Ud) durch Frequenzvervielfachung aus der unmodulierten Hilfsspannung (Uo)

hergeleitet ist.

11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung als Winkelzähler für eine Antenne, insbesondere für ein Rundsuchradargerät.

12. Schaltungsanordnung nach eiern der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das am Ausgang der Vergleichsschaltung (VS) vorliegende Signal (ZI) als Takt für ein als Speicher wirkendes Schieberegister (WZ) verwendet wird, in das Informationen aus der Radarantenne eingeschrieben und nach einer Umdrehung der Antenne — oder definiert früher — wieder herausgeschoben werden.