DE1591465C - Phasendisknrmnator zur digitalen Auswertung der relativen Phase zweier Vergleichssignale, vorzugsweise zur Fre quenznachstellung von Tragerfrequenz Grund generatoren - Google Patents

Description

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gänge der Binärstufe je an einen von zwei komple- nahmen zur Vermeidung von Fehl-Auswerteimpulsen, mentären Ausgängen einer die Frequenz des Ver- Durch die vorgenannte Frequenzteilung des gemeingleichssignals verdoppelnden vierten Kippstufe ange- samen Auslösesignals der Impulserzeuger und Beschlossen sind und daß der Setz-Vorbereitungsein- messung dessen Teilungsfaktors kann die Zeit zwigang der ersten Binärstufe mit dem Setzausgang der 5 sehen zwei Korrekturschritten bei einer definierten zweiten Binärstufe, der Lösch-Vorbereitungseingang Frequenzverschiebung frei gewählt werden. Dadurch der ersten Binärstufe mit dem Löschausgang der erfolgt mit geringem Aufwand eine Speicherung der zweiten Binärstufe, der Setz-Vorbereitungseingang im stationären Zustand eingestellten Frequenz bei der zweiten Binärstufe mit dem Löschausgang der kleinem Restfehler und beliebig groß wählbarem ersten Binärstufe und der Lösch-Vorbereitungs- io Nachstellbereich, der zugleich der Fangbereich ist.
eingang der zweiten Binärstufe mit dem Setzausgang Im folgenden wird die Erfindung an Hand von

der ersten Binärstufe verbunden sind. Zeichnungen näher erläutert. Die Zeichnungen

Besonders geringer technischer Aufwand bei der zeigen in

Realisierung der logischen Exklusiv-Oder-Funktion F i g. 1 eine bekannte analoge Mitzieheinrichtung,

ergibt sich dadurch, daß der ersten und zweiten 15 Fig. 2 eine digitale Mitzieheinrichtung für den Exklusiv-Oder-Stufe außer der ersten Rechteckim- Grundgenerator eines FT-Systems,
pulsfolge auch die dazu komplementäre Rechteck- F i g. 3 ein erstes Ausführungsbeispiel des digitalen

impulsfolge und außer der zweiten bzw. dritten Phasendiskriminators nach der Erfindung,
Rechteckimpulsfolge die jeweils dazu komplementäre F i g. 4 ein' zweites Ausführungsbeispiel des digi-

Rechteckimpulsfolge zugeführt wird. Zur Verwertung 20 talen Phasendiskriminators nach der Erfindung,
dieser originalen und komplementären Rechteckim- Fig. 5a und 5b je einen Impulsplan zu der An-

pulsfolge wird der Phasendiskriminator derart weiter Ordnung nach F i g. 3,

ausgestaltet, daß die erste Exklusiv-Oder-Stufe über F i g. 6 a und 6 b je einen Impulsplan zu der An-

zwei Eingänge für die erste Rechteckimpulsfolge bzw. Ordnung nach F i g. 4.

deren komplementäre Rechteckimpulsfolge mit einer 25 In Fig. 2 ist eine digitale Mitzieheinrichtung für durch das erste Vergleichssignal angesteuerten ersten den Grundgenerator eines TF-Systems dargestellt, in Kippstufe über zwei weitere Eingänge für die zweite der an Stelle des analogen Frequenzdiskriminators <p_A Rechteckimpulsfolge bzw. deren komplementäre und des nachgeschalteten Tiefpasses 1 der Anordnung Rechteckimpulsfolge mit einer zweiten Kippstufe nach F i g. 1 ein digitaler Phasendiskriminator <p_D verbunden ist, daß weiter die zweite Exklusiv-Oder- 30 nach der Erfindung die relative Phasenlage der bei-Stufe über zwei Eingänge für die erste Rechteckim- den Vergleichssignale f_st und f_R auswertet. Dieser pulsfolge bzw. deren komplementäre Rechteckimpuls- digitale Phasendiskriminator <p_D liefert abhängig vom folge mit der ersten Kippstufe über zwei weitere Ein- Vorzeichen der Differenzfrequenz zwischen Steuergänge für die dritte Rechteckimpulsfolge bzw. deren frequenz f_st und vom Grundgenerator 3 mittels der komplementäre Rechteckimpulsfolge mit einer drit- 35 von der Trägeraufbereitungseinrichtung 4 abgeleiteten Kippstufe verbunden ist. ten Referenzfrequenz f_R zwei getrennte Auswerteim-

Zur Erweiterung des Zeitabstandes zwischen zwei pulsreihen M und N (je eine für f_R > f_st und f_R < fst) Auswerteimpulsen für eine definierte Frequenzver- an ein digitales Nachstellglied 5, welches bei jedem Schiebung kann mit Vorteil in die indirekte Ansteuer- Auswerteimpuls einen vorzeichenrichtigen Schritt verbindung zwischen der einen Grenzwertstufe und 40 ausführt und die Frequenz des Gmndgenerators 3 um der dynamischen Auslöseeingänge der beiden Impuls- einen vorgegebenen Wert verschiebt. Dieses digitale erzeuger eine digitale Frequenzteilerstufe einge- Nachstellglied 5 kann als mechanisches Schrittschaltschaltet sein. werk auf der Achse des Ziehkondensators im Grund-

Der digitale Phasendiskriminator nach der Er- generator 3 oder als elektronischer Zähler mit nachfindung kann allgemein zur Überwachung der Lang- 45 geschaltetem Digital-Analog-Wandler und Steuerung oder Kurzzeitkonstanz von Oszillatoren, insbesondere einer Varaktordiode im frequenzbestimmenden Kreis von quarzgesteuerten Oszillatoren, beispielsweise des Grundgenerators 3 ausgeführt sein. Diese Art der durch digitales Auszählen der Differenz der beiden Mitziehschaltung speichert die im stationären Zu-Auswerteimpulsreihen für die Langzeitkonstanz und stand eingestellte Frequenz des Gmndgenerators 3 durch Summieren beider Impulsreihen für die Kurz- 50 bei Ausfall der Steuerfrequenz f_st. Jede Einzelstörung zeitkonstanz, angewandt werden, wobei das Maß auf der Steuerfrequenz f_st kann bei dem Verfahren der zu unterdrückenden Phasenschwankungen durch nach der Erfindung im ungünstigsten Fall nur einen entsprechende Frequenzteilung des gemeinsamen einzigen Frequenzschritt im Gmndgenerator 3 aus-Auslösesignals der Impulserzeuger gewählt werden lösen, und zudem bleiben, wie im folgenden an Hand kann. 55 der F i g. 3 bis 6 erläutert wird, die am Steuerfre-

Besonders vorteilhaft ist jedoch die Anwendung quenzeingang am häufigsten auftretenden Störungen des Verfahrens nach der Erfindung bei der digitalen ohne Einfluß, so daß auch Steuerfrequenzen, die über Frequenznachstellung eines Gmndgenerators, vor- eine TF-Strecke übertragen werden, zur Frequenzzugsweise eines Trägerfrequenzsystems, von dem nachSteuerung von Grundgeneratoren für TF-Systeme eines der beiden Vergleichssignale durch Frequenz- 60 hoher Kanalzahl verwendet werden können,
teilung und/oder -Vervielfachung, vorzugsweise zu- In F i g. 3 und 4 ist je ein Ausführungsbeispiel des

sammen mit der Aufbereitung der benötigten Träger- digitalen Phasendiskriminators nach der Erfindung und Hilfsfrequenzen, gewonnen wird. Es ergibt sich dargestellt. Sie weisen jeweils zwei Eingänge — je eine Störbefreiung der Frequenzkorrektur bei Stö- einen für ein erstes und einen für ein zweites anrungen des als Steuersignal dienenden Vergleichs- 65 nähernd sinusförmiges Vergleichssignal E₁ und E₂ —-signals, und zwar bei schnellen Phasenmodulationen, auf und jeweils zwei Impulsausgänge für je eine Ausbei langsamen Phasenmodulationen und bei Ampli- werteinipulsreihe M bzw. TV. Ist die Frequenz der tudenausfällen jeweils durch die vorgenannten Maß- ersten Vergleichsspannung E₁ größer als die der

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zweiten Vergleichsspannung E₂, ergeben sich Aus- wechselnden Flanken, die für die Erzeugung der Auswerteimpulse am Impulsausgang M, im anderen werteimpulse in den nachfolgenden Impulserzeugern Falle am Impulsausgang N. Bei Verwendung des 17 und 20 benötigt werden, um den Faktor η unterdigitalen Phasendiskriminators zur Frequenznach- setzt. Im vorliegenden Beispiel der Impulspläne nach stellung eines Oszillators wird eines der Vergleichs- 5 den Fig. 5a, 5b und 6a, 6b ist n = 2. Die beiden signale E₁ oder E₂ zum Steuersignal f_st, das andere Impulserzeuger 17 und 20 weisen je einen Freigabezum Referenzsignal f_R; außerdem wird das digitale eingang 18 bzw. 21 und einen dynamisch wirkenden Frequenznachstellglied 5 nach F i g. 2 durch Korrek- Auslöseeingang 19 bzw. 22 auf, deren Funktion turimpulsreihen — die Auswerteimpulsreihen M immer dann einen positiven Auswerteimpuls am (f_R>fst) und N (fn<.fst) — vorzeichenrichtig ge- ίο Ausgang des jeweiligen Impulserzeugers ergibt, wenn steuert. am Freigabeeingang 18 bzw. 21 der mit 1 bezeichnete

Aus der ersten Vergleichsspannung E₁ wird mit Amplitudenzustand vorhanden ist und am Auslöse-Hilfe der ersten Kippstufe 7, einem Schmitt-Trigger, eingang 19 bzw. 22 ein Wechsel von 1 nach 0 statteine erste Rechteckimpulsfolge A mit einem Tastver- findet. Der Amplitudenzustand wechselt an den Freihältnis 1:1 und die Negation dieser Zeitfunktion, 15 gabeeingängen 18 und 21 der beiden Impulserzeuger die komplementäre erste Rechteckimpulsfolge ~Ä er- 17 und 20 pro Halbperiode der Schwebungsfrequenz, zeugt. Aus der zweiten Vergleichsspannung E₂ wird da die Freigabeeingänge 18 und 21 je an einem der — in den Anordnungen nach F i g. 3 und 4 jeweils beiden komplementären Ausgänge der Grenzwertauf verschiedene Weise — eine zweite Rechteckim- stufe 14 angeschlossen sind. Die dynamischen Auspulsfolge B und eine dritte Rechteckimpulsfolge B₉₀, 20 löseeingänge 19 und 22 der Impulserzeuger 17 und die zueinander eine Phasenverschiebung von 90° 20 sind parallel gschaltet und werden gemeinsam einehmen, und die dazugehörigen Negationen, die durch die abfallenden Flanken des vom Frequenzkomplementäre zweite Rechteckimpulsfolge Έ und teiler 16 gebildeten Signals L_A, d. h. von jeder n-ten die komplementäre dritte Rechteckimpulsfolge 2?_?0 abfallenden Flanke des Rechtecksignals L_E angeerzeugt. Aus diesen sechs Rechteckimpulsfolgen mit 25 steuert. Je nach dem Vorzeichen der Differenzfreeinem Tastverhältnis 1:1 werden mit Hilfe der ersten quenz der Vergleichssignale werden die Auswerte-Exklusiv-Oder-Stufe 10 eine Impulsfolge der Funk- impulse M im ersten Impulserzeuger 17 oder die Austion AB ν ~ÄB (A und Έ oder ~Ä und B) und mit Hilfe werteimpulse N im zweiten Impulserzeuger 20 ausgeder zweiten Exklusiv-Oder-Stufe 11 eine Impulsfolge löst,
der Funktion ΑΉ₉₀ ν "AB₉₀ gebildet. 30 Durch die Symmetrie der Exklusiv-Oder-Stufen 10

Jeweils ein Beispiel der entsprechenden Signal- 11 wird bewirkt, daß ein Amplitudenausfall eines verlaufe ist in den Impulsplänen nach den Fig. 5a, der Vergleichssignale E₁ oder E₂ die DreiecksignaleF 5 b sowie 6 a, 6 b gezeigt, wobei einerseits in den und G sich auf die halbe Maximalamplitude ein-F i g. 5 a und 5 b Impulspläne zu der Anordnung stellen. (Bei dem Dreiecksignal G stellt sich auch nach Fig. 3 und in den Fig. 6a und 6b Impuls- 35 dann die halbe Maximalamplitude ein, wenn zwipläne zu der Anordnung nach F i g. 4 dargestellt sehen den Vergleichssignalen E₁ und E₂ Phasensind, andererseits die Impulspläne nach den F i g. 5 a gleichheit herrscht.) Durch eine im folgenden näher und 6 a jeweils denjenigen Signalverlauf zeigen, bei beschriebene Wahl der Umschaltpunkte bzw. Hystedem die Frequenz der ersten Vergleichsspannung E₁ resis der beiden Grenzwertstufen 14 und 15 wird ergrößer ist als die der zweiten Vergleichsspannung E₂, 40 reicht, daß Fehl-Auswerteimpulse vermieden werden, und die Impulspläne nach den F i g. 5 b und 6 b den die beispielsweise durch einen kürzeren oder längeren Signalverlauf im umgekehrten Fall zeigen. Die beiden Ausfall eines der Vergleichssignale ausgelöst werden, Amplitudenzustände der verwendeten Zeitfunktionen und daß die Störgrenze dieser Fehlimpulse für langsind jeweils mit 1 und 0 bezeichnet. same Phasenmodulationen, die auf direktem Wege

Die Ausgangsimpulsfolge ΑΈ ν ΆΒ der ersten Ex- 45 nicht mehr ausgesiebt werden können, auf einen klusiv-Oder-Stufe 10 und die Ausgangsimpulsfolge Hub von etwa ±45° ausgedehnt wird. Dabei sind A~B^v~ÄB_m der zweiten Exklusiv-Oder-Stufe 11 die Umschaltepunkte der das AuslösesignalL_n erzeuwerden je in einem Tiefpaß 12 bzw. 13 so weit ge- genden Grenzwertstufe 15 so festgelegt, daß sie bei siebt, daß der relativ langsam mit der Periodizität einem ersten Amplitudenwert P kurz unterhalb der der Differenzfrequenz der Frequenzen der Vergleichs- 5° halben Maximalamplitude des steuernden Dreiecksignale E₁ und E₂ schwankende Gleichstrommittel- signals G in die auslösende Umschaltelage kippt und wert jeweils ein Dreiecksignal F bzw. G ergibt, deren bei einem zweiten Amplitudenwert Q zurückkippt, Phasenlage zueinander um 180° wechselt, wenn sich der in der oberen Amplitudenhälfte kurz vor der das Vorzeichen der Differenzfrequenz ändert (vgl. Maximalamplitude des steuernden Dreiecksignals G beispielsweise Fig. 5a mit Fig. 5b). Durch diese 55 Hegt; dabei liegen die Umschaltepunkte R und S der Siebung wird gleichzeitig eine Störbefreiung der Drei- die Freigabeeingänge 18 und 21 ansteuernden Grenzecksignale F und G von schnellen Phasenmodula- wertstufe 14 jeweils in der Nähe der halben Maximaltionen der Steuerfrequenz f_st bewirkt. amplitude. Dadurch, daß weiterhin die Umschalte-

Das von der ersten Exklusiv-Oder-Stufe 10 abge- punkte R und S der Grenzwertstufe 14 nicht genau leitete Dreiecksignal F wird über eine als Schmitt- 60 bei der halben Maximalamplitude, sondern bei AnTrigger ausgebildete Grenzwertstufe 14 in zwei zu- stieg des ansteuernden Dreiecksignals F knapp obereinander komplementäre Rechtecksignale H und Ή halb (R) und bei Abfall des ansteuernden Dreieckumgewandelt, während das von der zweiten Exklusiv- signals F knapp unterhalb (5) dessen halber Maxi-Oder-Stufe 11 abgeleitete Dreiecksignal G von einer malamplitude üegt, wird ein dauerndes Umschalten ebenfalls als Schmitt-Trigger ausgebildeten weiteren 65 der Zählrichtung bei kleineren langsamen Phasen-Grenzwertstufe 15 in ein Rechecksignal L_E umge- modulationen vermieden.

wandelt wird, das einem η: 1 teilenden Frequenz- Der eingeschaltete η: 1 teilende Frequenzteiler 16

teiler 16 zugeführt wird, der die Zahl der von 1 nach 0 ermöglicht, den Zeitabstand zwischen zwei Korrektur-

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schritten im eingeschwungenen Zustand an die in- ausgang Potential 1 an, wenn am Lösch-Vorbereiterne Kurzzeitkonstanz des gesteuerten Grundgene- tungseingang K das Potential 1 herrscht und am Taktrators anzupassen. eingang C ein Wechsel von 1 auf 0 erfolgt. Die Rechtin der Anordnung nach F i g. 3 wird die Phasen- eckimpulsfolgen an den Ausgängen 25 und 26 sind lage von 90° zwischen der zweiten und dritten Recht- 5 in den Impulsplänen nach den Fig. 6a und 6b dareckimpulsfolge B und B₉₀ durch Blindwiderstände in gestellt.

einem selektiven Phasendrehglied 6 erreicht, das wie Der dynamische Takteingang C₂ der zweiten Binärdie als Schmitt-Trigger ausgeführte zweite Kipp- stufe 26 wird von der vierten Kippstufe 24 mit der stufe 8 durch das zweite Vergleichssignal E₂ ange- vierten Rechteckimpulsfolge D angesteuert. Der steuert ist. Die zweite Kippstufe 8 liefert eine von io dynamische Takteingang C₁ der ersten Binärstufe 25 dem zweiten Vergleichssignal E₂ abgeleitete zweite wird von der vierten Kippstufe 24 durch die komple-Rechteckimpulsfolge B und deren komplementäre mentäre vierte Rechteckimpulsfolge V angesteuert. Rechteckimpulsfolge Έ an die erste Exklusiv-Oder- Zudem ist der Setz-Vorbereitungseinang J₁ der ersten Stufe 10. Eine ebenfalls als Schmitt-Trigger ausge- Binärstufe 25 mit dem Setzausgang (B₉₀) der zweiten führte dritte Kippstufe 9, die von dem Phasendreh- 15 Binärstufe 26, der Lösch-Vorbereitungseingang K₁ glied 6 angesteuert wird, liefert eine dritte Rechteck- der ersten Binärstufe 25 mit dem Löschausgang (E₉₀) impulsfolge B₉₀ und deren komplementäre Rechteck- der zweiten Binärstufe 26, der Setz-Vorbereitungsimpulsfolge "E₉₀ an die zweite Exklusiv-Oder-Stufe 11. eingang /oder zweiten Binärstufe 26 mit dem Lösch-Die Anordnung nach F i g. 4 stellt einen für die ausgang (B) der ersten Binärstufe 25 und der Lösch-Vergleichsfrequenzen E₁ und E₂ breitbandigen digi- 20 Vorbereitungseingang K„ der zweiten Binärstufe 26 talen Phasendiskriminator dar, der sich durch die mit dem Setzausgang (S) der ersten Binärstufe 25 breitbandige Erzeugung der zwei um 90° verschöbe- verbunden.

nen Rechteckimpulsfolgen B und B₉₀ von der in Der Schaltungsteil, bestehend aus der vierten Kipp-F i g. 3 dargestellten Anordnung unterscheidet. Die stufe 24 und den beiden Binärstufen 25 und 26, beannähernd sinusförmige Vergleichsspannung E₂ wird 25 wirkt eine Frequenzteilung 2:1 und liefert zwei um zunächst in einer Gegentaktschaltung 23 breitbandig eine Halbperiode des die vierte Kippstufe 24 anverdoppelt und einem die vierte Kippstufe 24 dar- steuernden Signals verschobene Rechteckimpulsfolgen stellenden Schmitt-Trigger mit einem Tastverhältnis mit der Besonderheit, daß das Vorzeichen der 1:1 zugeführt, der zwei komplementäre Ausgänge Phasenverschiebung unabhängig von der Anfangslage zur. Erzeugung einer vierten Rechteckimpulsfolge D 30 der Binärstufen 25 und 26 im Einschaltzeitpunkt ist. und einer dazu komplementären Rechteckimpuls- In der beschriebenen Anordnung ist die dritte Rechtfolge ZJ aufweist. Zwei Binärstufen 25 und 26, deren eckimpulsfolge S₉₀ gegenüber der zweiten Rechteck-Verschaltung im folgenden näher beschrieben wird, impulsfolge B um eine Viertelperiode voreilend vererzeugen aus der vierten Rechteckimpulsfolge D bzw. schoben. Ohne die Verschaltung der /- und K-Einderen komplementärer Rechteckimpulsfolge Z5 die 35 gänge mit den Ausgängen der Binärstufen lassen sich zweite und dritte Rechteckimpulsfolge B und B₉₀ auch mit einfachen Binärstufen zwei um eine HaIbsowie deren komplementäre Rechteckimpulsfolgen 2? periode verschobene Rechteckimpulsfolgen herstellen, und F₉₀. Die beiden Binärstufen 25 und 26 sind je deren Phasenverschiebung jedoch von der Anfangsein sogenannter J-K-Flip-Flop mit C-(Clock)-Ein- lage der Binärstufen im Einschaltzeitpunkt abgang. Diese J-K-Flip-Flops mit C-Eingang arbeiten 40 hängig ist.

nach folgender Funktion: Liegt an dem Setz-Vor- Die breitbandige Ausführung des Phasendiskrimibereitungseingang / der Amplitudenzustand 1 und nators nach F i g. 4 hat den Vorteil, daß er ohne Verwechselt das Steuersignal an dem dynamischen Takt- änderung und Umschaltung der verwendeten Bauteile eingang C von 1 auf 0, so nimmt der Setz-Ausgang mit verschiedenen Eingangsfrequenzen betrieben das Potential 1 an. Andererseits nimmt der Lösch- 45 werden kann.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Phasendiskriminator zur digitalen Auswertung der Phase zweier Vergleichssignale, Vorzugsweise zur digitalen Frequenznachstellung von Trägerfrequenz - Grundgeneratoren, dadurch gekennzeichnet, daß einer ersten Exklusiv-Oder-Stufe (10), deren Ausgangsimpulsfolge mittels eines Tiefpasses (12) zu einem Dreiecksignal (F) gesiebt eine Grenzwertstufe (14) ansteuert, eine aus dem ersten Vergleichssignal (E₁) abgeleitete erste Rechteckimpulsfolge (A) und eine aus dem zweiten Vergleicnssignal (E₂) abgeleitete, in der Frequenzlage der ersten Rechteckimpulsfolge (A) befindliche zweite Rechteckimpulsfolge (B) zugeführt ist und einer zweiten Exklusiv-Oder-Stufe (11), deren Ausgangsimpulsfolge mittels eines zweiten Tiefpasses (13) zu einem weiteren Dreiecksignal (G) gesiebt eine weitere Grenzwert- ao stufe (15) ansteuert, die erste Rechteckimpulsfolge (A) und eine aus dem zweiten Vergleichssignal (E₂) abgeleitete, in der Phase um 90° gegenüber der zweiten Rechteckimpulsfolge (B) verschobene dritte Rechteckimpulsfolge (B₉₀) zugeführt ist, daß zwei Impulserzeuger (17 und 20) mit je einem Freigabeeingang (18 bzw. 21) und einem dynamisch wirkenden Auslöseeingang (19 bzw. 22) zur Erzeugung einmaliger Auswerteimpulse (M bzw. N) vorgesehen sind und daß die Freigabeeingänge (18 und 21) der beiden Impulserzeuger (17 und 20) je an einen der beiden komplementären Ausgänge der einen Grenzwertstufe (14) und die dynamischen Auslöseeingänge (19 und 22) der beiden Impulserzeuger (17 und 20) parallel geschaltet durch die andere Grenzwertstufe (15) direkt oder indirekt angesteuert sind.

2. Phasendiskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten und zweiten Exklusiv-Oder-Stufe (10 und 11) außer der ersten Rechteckimpulsfolge (A).auch die dazu komplementäre Rechteckimpulsfolge (/¥) und außer der zweiten bzw. dritten Rechteckimpulsfolge (B bzw. B_go) die jeweils dazu komplementäre Rechteckimpulsfolge (E bzw. Zf₉₀) zugeführt ist.

3. Phasendiskriminator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Exklusiv-Oder-Stufe (10) über zwei Eingänge für die erste Rechteckimpulsfolge (A) bzw. deren komplementäre Rechteckimpulsfolge (Ä) mit einer durch das erste Vergleichssignal (E₁) angesteuerten ersten Kippstufe (7) über zwei weitere Eingänge für die zweite Rechteckimpulsfolge (B) bzw. deren komplementäre Rechteckimpulsfolge (B) mit einer zweiten Kippstufe (8 bzw. 25) verbunden ist, daß weiter die zweite Exklusiv-Oder-Stufe (11) über zwei Eingänge für die erste Rechteckimpulsfolge (A) bzw. deren komplementäre Rechteckimpulsfolge (X) mit der ersten Kippstufe (7), über, zwei weitere Eingänge für die dritte Rechteckimpulsfolge (B₉₀) bzw. deren komplementäre Rechteckimpulsfolge (S₉₀) mit einer dritten Kippstufe (9 bzw. 26) verbunden ist.

4. Phasendiskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und dritte Rechteckimpulsfolge (B und B₉₀) durch Analog-Digitalumwandlung aus zwei annähernd sinusförmigen Signalen (E₂ und E₃) abgeleitet werden, die durch Blindwiderstände in eine Phasenlage von 90° zueinander gebracht sind.

5. Phasendiskriminator nach Anspruch 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Kippstufe (9) mit einem 90°-Phasendrehglied (6) verbunden ist, das wie die zweite Kippstufe (8) durch das zweite Vergleichssignal (E₂) angesteuert ist.

6. Phasendiskriminator /lach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite und dritte Rechteckimpulsfolge (B und B₉₀) durch je eine Binärstufe (25 und 26) erzeugbar sind, die jeweils einen Setz-Vorbereitungseingang (/, bzw. J₂), einen Lösch-Vorbereitungseingang (K₁ bzw. K₂), einen Takteingang (C₁ bzw. C₂), einen das jeweilige Ausgangssignal (B bzw. B₉₀) abgebenden Setzausgang sowie einen das jeweilige komplementäre Ausgangssignal (B bzw. B"₉₀) abgebenden Löschausgang aufweisen, daß die Takteingänge (C₁ und C₂) der Binärstufen je an einen von zwei komplementären Ausgängen (D bzw. D') einer die Frequenz des Vergleichsignals (E,) verdoppelnden vierten Kippstufe (24) angeschlossen sind und daß der Setz-Vorbereitungseingang (J₁) der ersten Binärstufe (25) mit dem Setzausgang der zweiten Binärstufe (26), der Lösch-Vorbereitungseingang (K₁) der ersten Binärstufe (25) mit dem Löschausgang der zweiten Binärstufe (26), der Setz-Vorbereitungseingang (Z₂) der zweiten Binärstufe (26) mit dem Löschausgang der ersten Binärstufe (25) und der Lösch-Vorbereitungseingang (K₂) der zweiten Binärstufe (26) mit dem Setzausgang der ersten Binärstufe (25) verbunden sind.

7. Phasendiskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in die indirekte Ansteuerverbindung zwischen der einen Grenzwertstufe (15) und der dynamischen Auslöseeingänge (19 und 22) der beiden Impulserzeuger (17 und 20) eine digitale Frequenzteilerstufe (16) eingeschaltet ist

8. Phasendiskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß den Impulserzeugern (17 und 20) ein digitales Nachstellglied (5) bei einem Grundgenerator (3) nachgeschaltet ist, der mit einer Trägeraufbereitungseinrichtung (4) steuernd verbunden ist, aus der eines der beiden Vergleichssignale (E₁ oder E₂) abgeleitet'ist.

9. Phasendiskriminator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste, zweite und dritte Rechteckimpulsfolge (A, B und B₉₀) jeweils ein Tastverhältnis 1:1 aufweisen.

10. Phasendiskriminator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die das Auslösesignal (L_E) erzeugende Grenzwertstufe (15) bei einem ersten Amplitudenwert (P) kurz unterhalb oder oberhalb der halben Maximalamplitude des steuernden Dreiecksignals (G) in die auslösende Umschaltelage kippt und bei einem zweiten Amplitudenwert (ß) zurückkippt, der in der anderen Amplitudenhälfte und in der Nähe der Maximalbzw. Minimalamplitude des steuernden Dreiecksignals (G) liegt, und daß' die die Freigabeeingänge (18 und 21) ansteuernde Grenzwertstufe

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(14) in der Nähe der halben Maximalamplitude ansteuert, die erste Rechteckimpulsfolge und eine aus (R bzw. S) jeweils umschaltet. dem zweiten Vergleichssignal abgeleitete, in der Phase

11. Phasendiskriminator nach Anspruch 10, um 90° gegenüber der zweiten Rechteckimpulsfolge dadurch gekennzeichnet, daß die die Freigabeein- verschobene dritte Rechteckimpulsfolge zugeführt ist, gänge (18 und 21) ansteuernde Grenzwertstufe 5 daß zwei Impulserzeuger mit je einem Freigabeein-(14) bei Anstieg des ansteuernden Dreiecksignals gang und einem dynamisch wirkenden Auslöseein-(F) knapp oberhalb dessen halber Maximalam- gang zur Erzeugung einmaliger Auswerteimpulse vorplitude und bei Abfall des ansteuernden Dreieck- gesehen sind und daß die Freigabeeingänge der beisignals (F) knapp unterhalb dessen halber Maxi- den Impulserzeuger je an einen der beiden komplemalamplitude umschaltet. io mentären Ausgänge der einen Grenzwertstufe und die

dynamischen Auslöseeingänge der beiden Impulserzeuger parallel geschaltet durch die andere Grenz-

wertstufe direkt oder indirekt angesteuert sind.

Durch diese Maßnahmen erfolgt in vorteilhafter is Weise eine vom Vorzeichen der Differenzfrequenz

Die Erfindung betrifft einen Phasendiskriminator abhängige Trennung zweier Auswerteimpulsreihen, zur digitalen Auswertung der Phase zweier Ver- die durch die Siebung bei der Erzeugung der Dreieckgleichssignale, vorzugsweise zur digitalen Frequenz- signale eine Störbefreiung von schnellen Phasennachstellung von Trägerfrequenz-Grundgeneratoren. modulationen der Vergleichssignale erfahren. Außer-Es ist bekannt, wie in Fig. 1 dargestellt, mit Hilfe 20 dem erleichtert die Verwendung logischer Schalteines analogen Phasendiskriminators <p_A einen Grund- funktionen bei den einzelnen Verfahrensschritten generator 3 in einem Trägerfrequenzsystem nachzu- sehr wesentlich die Realisierung mittels der Technik ziehen, wobei dem Phasendiskriminator <p_A eine der integrierten Schaltkreise.

Steuerfrequenz/_s/ und eine mit Hilfe der Träger- Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung

aufbereitungseinrichtung 3 des Trägerfrequenzsystems 25 ist dadurch gekennzeichnet, daß unter der Vorausdurch Frequenzteilung und/oder -Vervielfachung ge- Setzung des für die Erzeugung der Dreiecksignale wonnene Referenzfrequenz f_R zugeführt wird. Der am günstigsten Tastverhältnis 1: 1 der ersten, zweiten Phasendiskriminator <p_A liefert über einen Tiefpaß 1 und dritten Rechteckimpulsfolge die das Auslöseeine von der relativen Phasenlage der beiden Ein- signal erzeugende Grenzwertstufe bei einem ersten gangssignale /_s, und f_R abhängige Gleichspannung für 30 Amplitudenwert kurz unterhalb oder oberhalb der die Ansteuerung eines Frequenznachstellgliedes 2 halben Maximalamplitude des steuernden Dreieck-(z. B. eine Varaktordiode) im Grundgenerator 3. signals in die auslösende Umschaltelage kippt und bei Dieses Verfahren, einen Grundgenerator mitzu- einem zweiten Amplitudenwert zurückkippt, der in ziehen, wird zumeist dann ausreichend sein, wenn der anderen Amplitudenhälfte und in der Nähe der Störungen der Steuerfrequenz /_s/ nur selten auftreten, 35 Maximal- bzw. Minimalamplitude des steuernden wie das beispielsweise bei der amtsinternen Synchro- Dreiecksignals liegt, und daß die die Freigabeeinnisation von TF-Grundgeneratoren der Fall ist. Eine gänge ansteuernde Grenzwertstufe in der Nähe der gewisse Störbefreiung ist durch Wahl einer niedrigen halben Maximalamplitude jeweils umschaltet. Da-Grenzfrequenz des Tiefpasses 1 möglich, jedoch er- durch werden Fehl-Auswerteimpulse, beispielsweise gibt sich daraus ein stark eingeengter Frequenz- 40 hervorgerufen durch kürzeren oder längeren Ausfall bereich des mitgezogenen Oszillators 3, wenn nicht eines der Vergleichssignale, vermieden und die Störaufwendige Maßnahmen, wie z. B. ein Suchoszillator grenze dieser Fehlimpulse für langsame Phasenmodu- oder eine umschaltbare Grenzfrequenz des Tief- lationen, die auf direktem Weg nicht mehr ausgesiebt passes 1, vorgesehen werden. werden können, auf einen Hub von etwa 45° aus-

Um Störungen bei Amplitudenausfall der Steuer- 45 gedehnt.

frequenz f_Si zu vermeiden, könnte man diese Fre- Um bei kleineren, langsamen Phasenmodulationen

quenz z. B. mit Hilfe eines Stellmotors oder eines ein dauerndes Umschalten der Zählrichtung zu ver-Transfluxors speichern, wobei jedoch die Erforder- meiden, schaltet die die Freigabeeingänge ansteuernde nisse nach sehr kleinen Restfehlern bei gleichzeitig Grenzwertstufe bei Anstieg des ansteuernden Dreirelativ großem Nachstellbereich nur mit sehr großem 50 ecksignals knapp oberhalb dessen halber Maximal-Aufwand erfüllt werden können. amplitude und bei Abfall des ansteuernden Drei-

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Phasendiskri- ecksignals knapp unterhalb dessen halber Maximalminator anzugeben, mit dem die relative Phase zweier amplitude um.

Vergleichssignale, vorzugsweise zur Frequenznach- Die Phasenlage von 90° zwischen der zweiten und

stellung von Trägerfrequenz-Grundgeneratoren, in 55 dritten Rechteckimpulsfolge kann selektiv durch einfacher Weise ausgewertet wird. Blindwiderstände aus zwei annähernd sinusförmigen

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung derart Signalen in einfacher Weise erreicht werden. Jedoch gelöst, daß einer ersten Exklusiv-Oder-Stufe, deren ergeben sich die großen Vorteile der Breitbandigkeit Ausgangsimpulsfolge mittels eines Tiefpasses zu und der uneingeschränkten Anwendung der Technik einem Dreiecksignal gesiebt eine Grenzwertstufe an- ⁶° der intergierten Schaltkreise bei einer Weiterbildung steuert, eine aus dem ersten Vergleichssignal abge- der Erfindung, die dadurch gekennzeichnet ist, daß leitete erste Rechteckimpulsfolge und eine aus dem die zweite und dritte Rechteckimpulsfolge durch je zweiten Vergleichssignal abgeleitete, in der Frequenz- eine Binärstufe erzeugbar sind, die jeweils einen lage der ersten Rechteckimpulsfolge befindliche Setz-Vorbereitungseingang, einen Lösch-Vorbereizweite Rechteckimpulsfolge zugeführt ist und einer 65 tungseingang, einen Takteingang, einen das jeweilige zweiten Exklusiv-Oder-Stufe, deren Ausgangsimpuls- Ausgangssignal abgebenden Setzausgang sowie einen folge mittels eines zweiten Tiefpasses zu einem weite- das jeweilige komplementäre Ausgangssignal abren Dreiecksignal gesiebt eine weitere Grenzwertstufe gebenden Löschausgang aufweisen, daß die Taktein-