DE2513688A1

DE2513688A1 - Schaltungsanordnung fuer einen elektronischen geschwindigkeitsmesser

Info

Publication number: DE2513688A1
Application number: DE19752513688
Authority: DE
Inventors: Ronald Scott Palmer
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1974-04-10
Filing date: 1975-03-27
Publication date: 1975-10-23
Also published as: JPS50137582A; FR2267552B1; US3902116A; FR2267552A1; GB1483394A

Description

Schaltungsanordnung für einen elektronischen Geschwindigkeitsmesser

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen elektronischen Geschwindigkeitsmesser und insbesondere einen elektronischen Geschwindigkeitsmesserf der aus zwei um 90 gegeneinander phasenverschobenen Eingangssignalen gleicher Frequenz ein die Geschwindigkeit angebendes Ausgangssignal liefert.

Elektronische Geschwindigkeitsmesser, die ein kontinuierliches Ausgangssignal liefern, das die Geschwindigkeit eines Gegenstandes anzeigt, wobei das die Geschwindigkeit anzeigende Ausgangssignal aus der Verarbeitung und Kombination von zwei Eingangssignalen erzeugt wird, sind allgemein bekannt. Bei diesen elektronischen Geschwindigkeitsmessern hängt die Verarbeitung des Eingangssignals davon ab, was die Eingangssignale darstellen, d.h. ob die Eingangssignale die Position, die Beschleunigung oder die Geschwindigkeit des Gegenstandes anzeigen, dessen Geschwindigkeit durch den elektronischen Geschwindigkeitsmesser gemessen werden soll. Ein wesentlicher Nachteil der meisten elektronischen Geschwindigkeitsmesser besteht darin, daß sie wegen einer Verschiebung des Gleichstrompegels, der sich aus elektronischen Bauelementen Innerhalb des elektronischen Geschwindigkeitsmessers ergibt, bei niedrigen Geschwindigkeiten un-

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genau werden. Eine weitere, bei elektronischen Geschwindigkeitsmessern, die ein Ausgangssignal erzeugen, das aus ausgewählten Abschnitten einer Anzahl von EingangsSignalen abgeleitet wird, oft auftretende Schwierigkeit besteht darin, daß zum Zeitpunkt der Umschaltung von einem Signal auf ein anderes Signal Unterschiede zwischen den beiden Signalen bestehen können. Diese Ungleichheit der beiden Signale verursacht unerwünschte Abweichungen des am Ausgang abgegebenen Geschwindigkeitssignals und verringert damit die Genauigkeit des elektronischen Geschwindigkeitsmessers .

Aufgabe der Erfindung ist es also, eine neuartige Schaltungsanordnung für einen elektronischen Geschwindigkeitsmesser anzugeben, der ausgangsseitig ein die Geschwindigkeit anzeigendes Ausgangssignal abgibt, das keine Gleichstromkomponente aufweist. Insbesondere.soll die Schaltungsanordnung aus einzelnen Teilsignalen zusammengesetzte Geschwindigkeitssignale liefern, die ein kontinuierliches Geschwindigkeitssignal als Ausgangssignal liefern, wobei die Umschaltzeit zwischen den Teilsignalen des Geschwindigkeitssignals automatisch so gesteuert wird, daß eine Umschaltung zwischen den beiden Signalen nicht erfolgt, wenn die beiden Signale nicht den gleichen Wert haben. Insbesondere soll dabei die Schaltungsanordnung für einen elektronischen ιGeschwindigkeitsmesser so aufgebaut sein, daß sie zwei Eingangssignale, die gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, zur Erzeugung der Taktgabe und der das Geschwindigkeitssignal bildenden Teilsignale verarbeiten kann. Dabei soll insbesondere ein Steuersignal oder ein Regelsignal für die automatische Verstärkungsregelung der die beiden gegeneinander um 90 phasenverschobenen Eingangssignale liefernden Signalquellen aus diesen Eingangssignalen abgeleitet werden.

Die Erfindung betrifft somit eine Schaltungsanordnung für einen elektronischen Geschwindigkeitsmesser zur Erzeugung eines kontinuierlichen, eine Geschwindigkeit angebenden Ausgangssignals aus zwei um 90° gegeneinander phasenverschobenen Eingangssi-

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gnalen. Der elektronische Geschwindigkeitsmesser enthält eine Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung zur Erzeugung eines Regelsignals aus den beiden eingangsseitig zugeführten, gegeneinander um 90 phasenverschobenen EingangsSignalen. In der Regelschaltung sind ferner Impulsformstufen enthalten, mit deren Hilfe zwei Teilsignale erzeugt werden, die nach Addition eine Anzeige für die Schwankungen in der Verstärkung der eingangsseitig zugeführten, um 90° gegeneinander phasenverschobenen Signale liefert. Die elektronische Tachometerschaltung oder der elektronische Geschwindigkeitsmesser enthält außerdem eine Taktschaltung zur Erzeugung der notwendigen Taktimpulse bei der Ableitung eines eine Geschwindigkeit anzeigenden kontinuierlichen Ausgangssignals. Ferner ist eine Verarbeitungsschaltung vorgesehen, die vier Geschwindigkeitssignale und vier Vergleichssignale erzeugt. Die vier Vergleichssignale zeigen den relativen Amplitudenvergleich ausgewählter der vier erzeugten Geschwindigkeitssignale an. In der Verarbeitungsschaltung ist auch eine Kompensationsschaltung enthalten, die die wirksame Arbeitsgeschwindigkeit der Differenzierschaltungen erhöht, so daß bei hohen Geschwindigkeiten ein genaues Geschwindigkeitssignal erzeugt wird. Ferner enthält der Geschwindigkeitsmesser eine Kombinationsstufe, mit deren Hilfe selektiv Teile aus den vier erzeugten Geschwindigkeitssignalen entnommen und diese so entnommenen Teile oder Abschnitte der Signale zur Erzeugung eines kontinuierlichen Ausgangssignals kombiniert werden, das die Geschwindigkeit des zu messenden Gegenstandes anzeigt. Dieser Geschwindigkeitsmesser hat die Eigenschaft, daß das Geschwindigkeitssignal keine Gleichstromkomponente enthält, so daß bei der Geschwindigkeit null das von dem Geschwindigkeitsmesser erzeugte Geschwindigkeitssignal ebenfalls null ist. Die Kombinationsstufe enthält außerdem noch eine Schaltung, die die Umschaltung zwischen ausgewählten Teilen der verschiedenen Geschwindigkeits signale in der Weise steuert, daß die Umschaltung zwischen zwei ausgewählten Teilsignalen nur dann stattfindet, wenn diese beiden Teilsignale miteinander gleich sind.

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Die Erfindung wird nunmehr anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Die unter Schutz zu stellenden Merkmale der Erfindung finden sich in den ebenfalls beigefügten Patentansprüchen.

In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein logisches Blockschaltbild für die Erzeugung

' der beiden um 90 gegeneinander phasenverscho-

! benen Signale und der Regelschaltung zur Erzeu

gung des Regelsignals für die automatische Verstärkungsregelung aus den erzeugten phasenverschobenen Signalen,

Fig. 2 schematisch den in Fig. 1 verwendeten Detektor ; für den Absolutwert mit Vergleichsstufe,

' Fig. 3 ein logisches Blockschaltbild der Taktschaltuhg

zur Erzeugung aller für die beiden in Fig. 1 erzeugten, um 90° gegeneinander phasenversch» benen Signale erforderlichen Taktsignale,

Fig. 4 ein logisches Blockdiagramm der Verarbeitungs-

einrichtung zur Erzeugung der vier Geschwindigkeitssignale und der vier Vergleichssignale, die die relative Amplitude oder Größe von ausgewählten Geschwindigkeitssignalen anzeigen,

Fig. 5 scheruatisch die Darstellung eines Differenziergliedes mit der Angabe des Eingangs·des Kompensationssignals ,

Fig. 6 ein logisches Blockschaltbild der Auswahl- und

Kombinationsschaltung zur Auswahl der in Fig. 5 erzeugten vier Geschwindigkeitssignale in Verbindung mit den Amplitudenvergleichssignalen

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der Fig. 5 und den TaktSignalen der Fig. 3,

Fig. 7 eine der in Fig. 6 verwendeten Torschaltungen

und

Fig. 8 eine Reihe von Impulsdiagrammen zur Darstellung

der zeitlichen Beziehungen zwischen den verschiedenen in dem elektronischen Geschwindigkeitsmesser auftretenden Impulsfolgen und Signalen.

Die bevorzugte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung für einen elektronischen Geschwindigkeitsmesser soll in Verbindung mit einem optischen System betrachtet werden, das zwei Eingangssignale erzeugt, die um 90° gegeneinander in ihrer Phase verschoben sind. In Fig. 1 kann die Lichtquelle 2 entweder eine Lampe oder eine lichtemittierende Diode (LED) sein, die durch eine Treiberschaltung 1 angesteuert werden. Es werden zwei optische Gradienten gitter 11 und 12 benutzt, wobei das optische Gitter 11 feststeht | und das optische Gitter 12 durch den Gegenstand bewegt wird, dessen Geschwindigkeit gemessen werden soll. Die Lichtdetektoren j 3 und 4 sind so angeordnet, daß sie im Hinblick auf das durch die Wechselwirkung des optischen Gitters 12 mit dem feststehenden optischen Gitter 11 erzeugte modulierte Lichtsignal effektiv um 90° gegeneinander in der Phase verschoben sind. Die Verwendung von optischen Gittern zur Erzeugung von zwei Signalen, die um 90° in der Phase gegeneinander verschoben sind, für eine Einstellung und die Beziehung zwischen der Graduierung oder Liniendichte auf den optischen Gittern und dem Positionierungssystem sind an sich allgemein bekannt. Die Einstellung eines solchen Systems ist kein Teil der Erfindung und wird daher hier nicht weiter besprochen mit der Ausnahme, daß eben zwei Signale, die sich in ihrer Phasenlage um 90° unterscheiden, erzeugt werden sollen.

Fig. 8 zeigt in den Zeilen a und b die Ausgangssignale A bzw. B der Lichtdetektoren 3 bzw. 4, Das Signal cc ist das Ausgangssignal |a| des Absolutwertdetektors mit der Impulsform a. In

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gleicher Weise zeigt die Zeile dd das Ausgangssignal |b| des Absolutwertdetektors 6, dem das Ausgangs signal des Lichtdetektors 4 oder das bei b gezeigte Signal als Eingangssignal zugeleitet wird· Es ist erwünscht, daß die beiden absoluten Signale eine Phasendifferenz von 180 gegeneinander aufweisen und in der Weise symmetrisch ist, daß eine Addition der beiden Signale jedesmal einen konstanten Wert ergibt. Man sieht aus den Zeilen cc und dd, daß die sich ergebenden Signale zwar um 180° gegeneinanc
aufgebaut sind.

180° gegeneinander phasenverschoben, jedoch nicht symmetrisch

Zur Kompensation der Unsymmetrie der sich ergebenden Signale ist ein Detektor für den Absolutwert mit einer Kompensationsschaltung zur Erzeugung eines symmetrischen Signals in Fig. 2 gezeigt. Wenn das Eingangssignal positiv ist, ist die Diode 24 in Durchlaßrichtung vorgespannt und der Operationsverstärker 22 arbeitet als Spannungsfolger. Der Verstärker 22 hat eine hohe Eingangsimpedanz, so daß die Vorspannungsquelle -Vcc über die Widerstände R25 und 26 einen eine Vorspannung erzeugenden kleinen Strom an die Dioden 23 und 24 liefert. Wenn das Eingangssignal negativ wird_f sperrt die Diode 24, und die Diode 27 hält den positiven Eingang des Operationsverstärkers auf einer um den Spannungsabfall einer Diode unter von Erdpotential liegenden Spannung. Der Verstärker 22 arbeitet dann als Inverterstufe über die Widerstände R20 und R21. Die Dioden D23 und D24 haben bei kleinen Eingangsspannungen eine nichtlineare Kennlinie. Die Lichtlinearität der Dioden ist so ausgewählt, daß sie den Nichtlinearitäten der positiven Spitzenwerte der Signale cc und dd in der Weise entspricht, daß die gleichen Nichtlinearitäten beim Spannungswert null der Signale cc und dd eingeführt werden.

Dies sieht man in Fig. 8 auf Zeile ee und ff. Man erkennt nunmehr sofort, daß die Signale ee und ff um 180° gegeneinander phasenverschoben und symmetrisch sind. Die Addition der beiden Signale ee und ff gibt ein Signal gg mit einem konstanten Wert.

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Man sieht, daß die Suitunenbildung dieser beiden Signale immer die gleiche ist, es sei denn, daß eine Schwankung der Lichtintensitätauftritt, die die Größe der entweder durch den Lichtdetektor 3 oder den Lichtdetektor 4 erzeugten Spannung beeinflußt. Das System ist daher für eine Nenn-Lichtintensität ausgelegt, die für die Summenbildung der Signale ee und f zur Bildung des Signals gg einen bekannten Wert liefert. Auf diese Weise erhält man für das Signal gg eine Bezugsspannung, die gleich groß und in Bezug auf die gewünschte und vorhergesagte Größe des Signals gg gleich und entgegengesetzt gerichtet ist. Bei jeder Abweichung der Lichtintensität hat das Ausgangssignal der Summenschaltung eine solche Amplitude und Vorzeichen, die die Richtung und Größe der Abweichung der Lichtintensität der Lampen 2 anzeigen· Dieses von der Summenschaltung 7 kommende Signal wird in einem Tiefpaßfilter 8 gefiltert, wodurch die aus dem Ansprechverhalten des Systems sich ergebenden Einschwingvorgänge und Störsignale ausgesiebt werden. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 8 ist ein Regelsignal für die automatische Verstärkungsregelung, das den Treiberschaltungen 1 für die Lampen oder den lichtemittierenden Dioden über eine Regelleitung zugeführt wird und damit die Intensität der Lampen in der Weise ändert, daß das Ausgangssignal der Summenschaltung 7 den Wert null hat.

Obleich diese besondere Ausführungsform im Hinblick auf ein optisches System dargestellt wurde, läßt es sich doch ohne weiteres auf magnetisch arbeitende Systeme anwenden, bei denen zwei Wandler zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene Signale erzeugen und bei welchem das der automatischen Verstärkungsregelung dienende Regelsignal einem Regelverstärker zugeführt würde, der die Schwankungen in der Amplitude der durch die Wandler erzeugten Signale kompensieren würde.

Die Taktschaltung für die Erzeugung der notwendigen Taktsignale für den elektronischen Geschwindigkeitsmesser ist in Fig. 3 dargestellt. Ein Detektor für den Nulldurchgang 30 erzeugt ein Aus-SA 974 002 509843/0609

gangssignal TA, wie es bei e in Fig_a 8 gezeigt ist. Dieser Nulldurchgangsdetektor 30 liefert außerdem ein Eingangssignal an eine Inverterstufe 36, die Gin Ausgangssignal TA abgibt, das gegenüber dem Eingangssignal Th w& 180° phasenverschoben ist. Der Nulldurchgangsdetektor 30 liefert außerdem ein Eingangssignal an eine monostabile Kippschaltung 33, die immer dann ein Ausgangssignal abgibt, w@rm der Mulid&rchgangsdetektor 30 seinen Zustand ändert. Das Ausgangssignal IA der monostabilen Kippschaltung 33 ist bei aa in Fig« 3 dargestellt.

Ein zu dem Eingangssignal K um 9ö^G phasenv-srschobenes Eingangs» signal B liegt am Eingang des Hulldurchgangsdetektors 31, der ein Ausgangssignal TB erzeugt,, das bei d in Fig, 8 gezeigt ist. Das Ausgangssignal 'TB ist gegenüber dsra Äwsgaiigs signal TA des Nulldurchgangsdetektors 30 um 9G^' phasenverschoben. Das Ausgangssignal des Nulidurcihgaiigsdstsktors 31 ^T>?ird außerdem in der Inverterstufe 34 zur Erzeugung sines Ausgangssignals TB invertiert, das gegenüber dem Ausgangssignal TB um 180 phasenverschoben ist. Der Hulldfircligangsdetektor 31 liefert ferner ein Eingangssignal an eine luonostabile Kippschaltung 35, die jedesmal dann, wenn der Nulldurchgangsdetektor 31 seinen Zustand ändert, ein Ausgangssignal IB_f üämiich einen Impuls kurzer Dauer erzeugt. Dieses Ausgangssignal IB ist bei bh in Fig. 8 gezeigt.

Die Ausgangssignale TA, TA, TB und TB stellen die Eingangssignale der UND-Glieder 36, 37, 38 und 39 dar, die vier, je um j 90° phasenverschobene Taktsignale Q1, Q2, Q3 und Q4 erzeugen, !die auf den Zeilen e bis h in Fig. 8 dargestellt sind. Jedes dieser Signale ist einem Quadranten von 90° innerhalb der 360°

!der phasenverschobenen Eingangssignale A und B zugeordnet.

Die Verarbeitungsschaltung zur Erzeugung der vier verschiedenen Geschwindigkeitssignale und der vier Vergleichssignale ist in Fig. 4 dargestellt. Das Eingangssignal A wird dem Differenzierglied 42 zugeleitet und erzeugt ein Ausgangssignal dA, wie es bei i in Fig, 8 gezeigt ist. Das Eingangssignal A wird außerdem

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in der Inverterstufe 40 invertiert und das Ausgangssignal A wird in einem Differenzierglied 43 zur Erzeugung eines das Geschwindigkeitssignal dÄ~ darstellenden Ausgangs signals, wie es bei k in Fig. 8 gezeigt ist, zugeleitet. Das Eingangssignal B wird in gleicher Weise einmal einem Differenzierglied 44 und außerdem über eine Inverterstufe 41 zur Erzeugung der Geschwindigkeitssignale dB bzw, dB, wie sie bei j und 1 in Fig. 8 gezeigt sind, einem Differenzierglied 45 zugeleitet.

In Fig. 5 ist ein Differenzierglied dargestellt, wie es als Differenzierglied 42 bis 45 benutzt wird. Es besteht im wesentlichen aus einem Kondensator 48 und einem Widerstand 49, Wenn immer eine Änderung als Eingangssignal dem Differenzierglied zugeführt wird, fließt ein Strom über den Widerstand 59 und lad den Kondensator 58 auf. Daher bestimmt die Änderung der Steigung des Eingangssignals_f wieviel Strom durch den Widerstand 59 fließt. Wenn die Geschwindigkeit null ist, so daß sich keine Änderung in der Steigung des an dem Differenzierglied liegenden Eingangssignals ergibt, dann bleibt der Kondensator 58 geladen und der Spannungsabfall über dem Widerstand 59 ist null. Es tritt daher in dem Ausgangssignal des Differenziergliedes keine Gleichstromkomponente auf, da über den Widerstand 59 kein Strom fließt, so daß auf diese Weise für den Zustand "Geschwindigkeit null" die Ausgangsspannung tatsächlich null ist.

Wenn das Differenzierglied in Verbindung mit einem Eingangssi- , gnal benutzt wird, das einen weiten Frequenzbereich haben kann, wie dies beispielsweise bei einem elektronischen Geschwindigkeitsmesser der Fall ist, wird man normalerweise das Differenzierglied so auslegen, daß auch noch die höchste, dem elektronischen Geschwindigkeitsmesser als Eingangssignal zuzuführende Frequenz echt differenziert werden kann. Wenn man jedoch das Differenzierglied so auslegt, daß es auch noch die höchste auftretende Frequenz verarbeiten kann, dann tritt in Verbindung damit auch ein entsprechender Verstärkungsverlust im Ausgangssignal auf. Es ist daher erwünscht, einerseits die Hochfrequenzkomponente des

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Signals sauber zu differenzieren, ohne daß dabei ein normalerweise auftretender Verstärkungsverlust in Kauf genommen werden muß.

Man hat daher die bei diesem Geschwindigkeitsmesser benutzten Differenzierglieder so ausgelegt, daß sie Frequenzen bis etwa zur Mitte des erwarteten Frequenzbereiches differenzieren können« Die vier Differenzierglieder liefern AusgangsSignaIe, die alle eine Anzeige für die gleiche Eingangsgeschwindigkeit liefern, die durch den elektronischen Geschwindigkeitsmesser abgefühlt wird. Der Unterschied zwischen den vier Geschwindigkeitssignalen liegt nur in ihrer gegenseitigen Phasenbeziehung. Diese Tatsache ermöglicht es, daß das Ausgangssignal der vier Differenzierglieder zur gegenseitigen Kompensation dafür benutzt werden kann, daß die vier Differenzierglieder jeweils nicht in der Lage sind, auch die hohen Frequenzen zu verarbeiten. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß zu jedem gegebenen Zeitpunkt eines der Differenzierglieder ein Signal führt, das der wahren Geschwindigkeit des zu messenden Systems entspricht. Wird dann dieses Ausgangssignal als Kompensationssignal demjenigen Differenzierglied zugeführt, das gerade ein Ausgangssignal erzeugt, das gegenüber dem Signal mit der wahren Geschwindigkeit um 90° in der Phase nacheilt, dann läßt sich das die wahre Geschwindigkeit anzeigende Signal als Ersatz-Ausgangssignal so lange für das Differenzierglied verwenden, bis dieses Differenzierglied den Zustand erreicht, in dem es die wahre Geschwindigkeit anzeigt. Dies wird zunächst dadurch erreicht, daß jedem der vier Differenzierglieder je ein Pufferverstärker 46 bis 49 nachgeschaltet wird. Die gepufferten Ausgangssignale der Differenzierglieder werden dann durch die Torschaltungen 50 bis 53 durchgelassen. Die Torschaltungen 50 und 51 werden durch das Ausgangssignal IA der monostabilen Kippschaltung 33 aufgetastet oder gesteuert. In gleicher Weise werden die Torschaltungen 52 und 53 durch das Ausgangssignal IB der monostabilen Kippschaltung 35 gesteuert.

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Um diese Arbeitweise besser zu verstehen/ sei auf Fig. 8 Zeilen aa und bb verwiesen, auf denen die Taktsignale IA und IB dargestellt sind. Das Ausgangssignal der Differenzierglieder 42 bis 45 ist in Fig. 8 auf Zeilen i bis 1 gezeigt. Diese Signaloder Impulsfolgen wurden etwas idealisiert, um das Verständnis der Diskussion der Kompensation zu erleichtern. Die Impulsbreite, der als Ausgangssignale IA bzw. IB der monostabilen Kippschaltungen 33 bzw. 35 auftretenden Impulse entsprechen etwa der zehnfachen Zeitkonstante des Differenziergliedes bei der höchsten in dem System zu erwartenden Frequenz. Man sieht, daß das Ausgangssignal dB, dargestellt auf Zeile j in Fig. 8, eine gewisse Zeit benötigt, bis eine wahre Anzeige der Geschwindigkeit erreicht wird. Während des gleichen Zeitabschnittes weist jedoch das Geschwindigkeitssignal dA (Zeile i in Fig. 8) den richtigen Geschwindigkeitswert auf. Somit wird das Taktsignal IA (in Fig. 8 auf Zeile aa gezeigt) zur Durchschaltung des Geschwindigkeitssignals dA nach dem Ausgang des Differenziergliedes 44 in der Weise gesteuert, daß das effektive Ausgangssignal des Differenziergliedes 44 als Ausgangssignal dA für einen Zeitabschnitt erscheint, in dem die Torschaltung 50 durch das Steuersignal IA entsperrt ist und anschließend folgt dann das Geschwindigkeitssignal dB. Eine derartige Anordnung ist für jedes der Differenzierglieder in Fig. 4 dargestellt und arbeitet genauso wie beschrieben und modifiziert das Geschwindigkeitssignal dB durch das Geschwindigkeitssignal dA, Auf diese Weise wird tatsächlich die Anstiegszeit des Differenziergliedes für das System erhöht, so daß das System sowohl auf die hochfrequenten als auch auf die niederfrequenten Komponenten des durch den elektronischen Geschwindigkeitsmesser zu verarbeitenden erwarteten Frequenzspektrums anzusprechen vermag.

Für eine weitere Diskussion sei angenommen, daß die ausgangsseitigen Geschwindigkeitssignale dA, dB, dX und dB (Impulszüge i bis 1 in Fig. 8), die sich nach der zuvor beschriebenen Korrektur ergebenden Impulsfolgen oder Signalfolgen sind. Wegen der schaltungsbedingten Verzögerung ist es unmöglich, die ge-

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samte Einwirkung der Anstiegszeit zu beseitigen, obwohl ihr Einfluß durch die zuvor beschriebene Kompensationsschaltung weitgehend vermindert worden ist.

Die Vergleichsstufe 54 vergleicht die Geschwindigkeitssignale dA und dB und liefert immer dann ein Ausgangssignal C4, wenn dA gleich oder größer ist als dB. in gleicher Weise liefert die Vergleichsstufe 55 immer dann ein Ausgangssignal C1, wenn das Signal dB gleich oder größer ist als dA_f während Vergleichsstufe 56 immer dann ein Ausgangssignal C2 liefert, wenn dA gleich oder größer ist als dB" und schließlich liefert die Ver- ! gleiche stufe 57 immer dann ein Ausgangssignal C3, wenn dB gleich oder größer ist als dA. Die sich dabei ergebenden Signale C1 bis C4 sind in Fig, 8 auf Zeilen η bis ρ gezeigt.

Die Auswahl- und Kombinationsschaltungen sind in Fig, 6 darge-

:stellt. Es ist dabei erwünscht, zu bestimmten Zeitpunkten aus den Geschwindigkeitssignalen dA, dB, dX und dB" ganz bestimmte !Abschnitte auszuwählen und diese Abschnitte zur Bildung eines aussgangsseitigen Geschwindigkeitssignals zu kombinieren, das eine wahre Anzeige für die Geschwindigkeit des zu messenden Gegenstandes liefert, Wird das Signal Q1 zur Durchschaltung des Geschwindigkeitssignals dB verwendet, dann sieht man aus der Taktimpulsdarstellung in Fig, 8, daß der Teil, der durch das Taktsignal Q1 hindurchgelassen würde, die Anstiegsflanke des Geschwindigkeitssignals dB enthält. Das Taktsignal Q2 für den zweiten Quadranten ist dem Geschwindigkeitssignal dA zugeordnet, das Taktsignal Q3 für den dritten Quadranten ist dem Geschwindigkeit ssignal dB* zugeordnet und das Taktsignal Q4 für den vierten Quadranten ist dem Geschwindigkeitssignal dA zugeordnet. Würde man also diese Taktsignale für die verschiedenen Quadranten dazu benutzen, um einen Abschnitt des jeweils zugehörigen Geschwindigkeitssignals für eine Kombination zur Bildung eines

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!kontinuierlichen, ausgangsseitig auftretenden Geschwindigkeitsj signals benutzen, dann würde man in jedem der vier Quadranten ijeweils die Anstiegsflanken erhalten. Dies ist durch den Impuls-

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zug y in Fig. 8 gezeigt. Eine solche Lösung ist unerwünscht, da man dadurch eine falsche Anzeige für die zu messende Geschwindigkeit erhält.

Um dieses Problem zu lösen, verwendet man Vergleichssignale C1 bis C4 und modifiziert damit die vier Quadrantensignale Q1 bis Q4 in der Weise, daß eine neue Gruppe von Umschaltsignalen S1 bis S4 erzeugt wird. Diese Umschaltsignale S1 bis S4 schalten die vier Geschwindigkeitssignale durch und gestatten eine Umschaltung von einem Geschwindigkeitssignal auf das nächste Geschwindigkeitssignal nur dann, wenn die beiden Geschwindigkeitssignale gleich groß sind oder wenn das Geschwindigkeitssignal, auf das nunmehr umgeschaltet wird, größer ist als das Geschwindigkeitssignal, das abgeschaltet wird. Die Erzeugung der Umschaltsignale S1, S2_f S3 und S4 erfolgt in den UND-Gliedern 60, 61, 62 und 63, Die Umschaltsignale S1 bis S4 sind auf Zeilen g bis t in Fig. 8 dargestellt. Vergleicht man beispielsweise

51 mit Q1, dann sieht man, daß die Vorderkante des Signals Q1 nun soweit verzögert ist, bis das Geschwindigkeitssignal dB gleich groß oder größer ist als das Geschwindigkeitssignal dA. Die Hinterkante des Umschaltsignals S1 ist die gleiche wie die Hinterkante des Signals Q1· Das gleiche trifft für einen Vergleich des Umschaltsignals S2 mit dem Signal Q2 für den zweiten Quadranten, des Umschaltsignals S3 mit dem Signal Q3 für den dritten Quadranten und dem Umschaltsignal S4 mit dem Signal Q4 für den vierten Quadranten zu. Die Vorderkante der Umschaltsignale dient zum Einstellen der Verriegelungsschaltungen 64 bis 67. Die Verriegelungsschaltungen 64 bis 67 bilden einen Taktgeberring, bei dem eine Verriegelungsschaltung, sobald sie eingestellt wird, die zeitlich vorher eingestellte Verriegelungsschaltung abschaltet. D.h. also, daß die Verriegelungsschaltung 65 die Verriegelungsschaltung 64 zurückstellt, wenn die Verriegelungsschaltung 65 zu Beginn durch das Umschaltsignal

52 eingeschaltet wird. In gleicher Weise schaltet S3 die Verriegelungs schaltung 66 ein, die wiederum die Verriegelungsschaltung 65 zurückstellt. Das Umschaltsignal S4 dient der Einstel-

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lung der Verriegelung schaltung 67, die ihrerseits die Verriegelungsschaltung 66 zurückstellt. Schließlich dient das Umschaltsignal S1 zur Einstellung der Verriegelungsschaltung 64, die ihrerseits wiederum die Verriegelungsschaltung 67 zurückstellt. Die am Ausgang der Verriegelungsschaltungen auftretenden Ausgangssignale L1 bis L4 sind auf Zeilen u bis χ in Fig. 8 gezeigt.

Vergleicht man nunmehr die am Ausgang der Verriegelungsschaltungen auftretenden Ausgangssignale L1 bis L4 mit den Signalen Q1 bis Q4 für die vier Quadranten, so sieht man, daß die Signale L1 bis L4 die gleichen sind wie die ursprünglichen Signale Q1 bis Q4 für die vier Quadranten, jedoch zeitlich um einen solchen Betrag verzögert, daß in jedem Quadrant die richtige Anzeige der Geschwindigkeit erreicht wird. Obgleich hier die Darstellung so gewählt ist, daß für jeden Quadranten die gleiche Verzögerungszeit vorgesehen ist, kann dies in der Praxis doch nicht der Fall sein, so daß alle vier an den Verriegelungsschaltungen auftretenden Ausgangssignale L1 bis L4 jeweils nicht unbedingt 90° des periodischen Eingangssignals darstellen können. Die Summe aller an den Verriegelungsschaltungen auftretenden Signale L1 bis L4 ergibt in jedem Fall 360° und wenn diese Signale miteinander kombiniert werden, so erhält man ein kontinuierliches Geschwindigkeitssignal am Ausgang, das eine äußerst genaue, mit Hilfe dieser Schaltung erzielbare Anzeige der tatsächlichen Geschwindigkeit des zu messenden Gegenstandes liefert. Die Verwendung der Vergleichssignale zur Erzeugung der Umschaltsignale und damit der an der Verriegelungsschaltung auftretenden Ausgangssignale eliminiert die Anstiegszeit und damit die Anstiegsflanke jedes der Geschwindigkeitssignale. Die Kombination der korrigierten Abschnitte der Geschwindigkeitssignale wird dadurch erzielt, daß man die an den Verriegelungsschaltungen auftretenden Ausgangssignale L1 bis L4 zum Entsperren der Torschaltungen 68 bis 71 benutzt, die dann selektiv in den entsprechenden Zeitabschnitten die Geschwindigkeitssignale dB, dA, dB und dX durchlassen. Zu jedem Zeitpunkt tritt an einer der Torschaltungen nur ein einziges Ausgangs signal auf und es wird immer

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ein Ausgangssignal an den Torschaltungen auftreten, so daß ein kontinuierliches Geschwindigkeitssignal als Ausgangssignal erzeugt wird. Es sei auf die Impulsfolgen i bis 1 in Fig. 8 und insbesondere auf die in diesen Signalen schraffierten Teile verwiesen, da dies diejenigen Teile sind, die durch die an den Verriegelungsschaltungen auftretenden Ausgangssignale L1 bis L4 ausgewählt und durch die Betätigung der Torschaltungen 68 bis 71 zur Bildung des ausgangsseitig auftretenden Geschwindigkeitssignals, das auf Zeile ζ in Fig. 8 gezeigt ist, kombiniert werden.

Um für den Fall, daß die Eingangsgeschwindigkeit null ist, jede Gleichstromkomponente auf dem Geschwindigkeitssignal zu entfernen, werden für die Torschaltungen 68 bis 71 Feldeffekttransistoren verwendet, wie sie beispielsweise in Fig. 7 dargestellt sind.

Es sei darauf verwiesen, daß das durch die Torschaltungen 68 bis 71 hindurchgelassene Signal genau dem über dem Widerstand der Differenzierglieder 42 bis 45 auftretenden Signal entspricht und daß zwischen diesem Widerstand und dem Ausgang keine elektronische Schaltung liegt, die in der Lage wäre, im Ausgangssignal eine Gleichstromkomponente hervorzurufen. Da zu jedem Zeitpunkt eine der Verriegelungsschaltungen 64 bis 67 eingestellt sein muß, wird dann, wenn die Eingangsgeschwindigkeit den Wert null annehmen sollte, eine der Torschaltungen 68 bis 71 durch ein Ausgangssignal entsperrt werden. Da dies der Fall ist, wird eines der Ausgangssignale eines Differenziergliedes zu diesem Zeitpunkt als eine Komponente des ausgangsseitig auftretenden Geschwindigkeitssignals abgefühlt werden. Es sei jedoch darauf verwiesen, daß das die Geschwindigkeit angebende Ausgangssignal dann null ist, da dieses gleich dem über einem Widerstand auftretenden Signal ist, die Geschwindigkeit null ist und kein Strom durch diesen Widerstand fließt, so daß die an dem Widerstand abfallende Ausgangsspannung null Volt beträgt.

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In Fig. 1 sind die Schalter 9 und 10 gezeigt, die der Verteilung oder Aufteilung der Signale A und B in dem System dienen. Die
Schalter 9 und 10 sind in der gezeigten Stellung, wenn das
Gitter 12 sich in Bezug auf das Gitter 11 in einer Richtung bewegt. Wird die Bewegungsrichtung des Gitters 12 umgekehrt, dann ändern die Schalter 9 und 10 ihre Schaltstellung. Das Umschalten der Signale A und B ist deswegen notwendig, damit die richtige
zeitliche Beziehung zwischen A und B aufrechterhalten wird und
diese Beziehung ist eine Funktion der Bewegungsrichtung des
Gitters 12 in bezug auf das Gitter 11.

Im Betrieb werden die beiden urn 90° gegeneinander phasenverschobenen Signale durch die Wechselwirkung der beiden optischen Gitter 11 und 12 miteinander erzeugte Diese Signale wären an
sich dreieckförmig, wenn nicht gewisse Michtlinearitäten in der Schaltung vorhanden wären, die an den Unstetigksitsstellen eine Abrundung bewirken» Es ist daher erwünscht, die linearen Teile
der beiden Eingangssignale zur Erzeugung eines kontinuierlichen Geschwindigkeitssignals zu benutzen. Zu diesem Zweck wird die
Amplitude der beiden Eingangssignale durch die Schaltung für
die automatische Verstärkungsregelung in der Weise konstant gehalten, daß die Steigung oder die Änderungsgeschwindigkeit dieser Signale eine wahre Anzeige für die Geschwindigkeit liefert. Tatsächtlich nimmt die Frequenz der beiden Eingangssignale mit
zunehmender Geschwindigkeit des sich bewegenden Körpers zu. Die beiden Eingangssignale werden dann anschließend differenziert
und liefern vier Geschwindigkeitssignale, wobei jedes dieser
Geschwindigkeitssignale in seinem positiv gerichteten Teil eine exakte Anzeige für die zu messende Geschwindigkeit liefert. Die eingangsseitig zugeführten, um 90° phasenverschobenen Signale
werden außerdem zur Taktgabe für die elektronische Geschwindigkeitsmesserschaltung in der Weise benutzt, daß diese Taktgabe
automatisch synchronisiert wird. Die relativen Ampltiuden der ver-4 schiedenen differenzierten Signale werden in der Weise vergli-

i chen, daß das als nächstes auszuwählende differenzierte Signal

so lange nicht angeschaltet wird, bis es mindestens gleich groß SA 974 002 509 84 3/060 9

oder größer 1st als das Geschwindigkeitssignal, das derzeit am
Ausgang auftritt, wenn die Geschwindigkeit des Systems gemessen
wird. Diese Taktinformation dient der Steuerung der FET-Torschaltungen und damit der Auswahl derjenigen Abschnitte der vier
Geschwindigkeitssignale im positiv ansteigenden Bereich.

Wenn man so vorgeht, dann liefert das System am Ausgang ein
Signal für die Geschwindigkeit, das außergewöhnlich genau ist
und keine Unstetigkeiten oder Unterbrechungen im Geschwindigkeitssignal enthält, die sich durch eine Umschaltung zwischen den j verschiedenen Komponenten des Signals ergeben könnten, die zu- j sammen das am Ausgang auftretende Geschwindigkeitssignal aus- ' machen. Ferner gibt es, wegen des Verfahrens, mit dem das Geschwindigkeitssignal erzeugt wird, auch im Geschwindigkeitssi- ι gnal dann keine Gleichstromkomponente, wenn die Geschwindigkeit
null gemessen wird, D.h,, daß bei der Messung der Geschwindig- ' keit null die Ausgangsspannung ebenfalls null ist*

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

Schaltungsanordnung für einen elektronischen Geschwindigkeitsmesser zur Erzeugung eines kontinuierlichen, eine Geschwindigkeit anzeigenden Ausgangssignals, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (1_f 2, 11, 12) zur Erzeugung zweier kontinuierlicher und periodischer, gegeneinander um 90° phasenverschobener Eingangssignale (A, B) deren Steigung in jedem Zyklus eine Information über die zu messende Geschwindigkeit enthält, ferner durch eine Taktschaltung (30-39) zur Ableitung von Taktsignalen (Q1-Q1) aus den beiden phasenverschobenen Eingangssignalen, durch eine Verarbeitungsschaltung (Fig, 4; 40-57) zum Erzeugen einer Gruppe von GeschwindigkeitsSignalen (dA, dÄ, dB, dB") und einer Gruppe von Vergleichs Signalen (C 1 bis C4) aus einem Vergleich der Geschwindigkeitssignale miteinander, sowie durch eine an die Taktschaltung (Fig. 3) und die Verarbeitungsschaltung (Fig. 4) angeschlossene Auswahlschaltung (60-63) zur Erzeugung einer Gruppe von Umschaltsignalen (S1-S4) aus den Vergleichssignalen (C1-C4) und den Taktsignalen (Q1 bis Q4) und durch eine Kombinationsschaltung (7; 64-71) zur Auswahl eines bestimmten Abschnittes aus jedem der Geschwindigkeitssignale durch die Umschaltsignale (S1-S4) und zur Kombination dieser ausgewählten Abschnitte der Geschwindigkeitssignale zu einem kontinuierlichen Geschwindigkeits-Ausgangssignal·

Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verarbeitungsschaltung (Fig. 4) eine Anzahl von Differenziergliedefn (42-45) zur Ableitung der Geschwindigkeitssignale aus den beiden um 90° gegeneinander phasenverschobenen Eingangssignalen (A, B) enthält.

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3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verarbeitungsschaltung (Fig. 4) eine Gruppe von Kompensationsschaltungen (46, 50; 47, 51; 48, 52; 49, 53) zur Erhöhung der wirksamen Anstiegszeit jedes der Differenzierglieder (42 bis 45) enthält.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltungen (46-53) an der Taktschaltung (30-39) angeschlossen sind und über Taktimpulse (IA, IB) die Kompensationsschaltungen während der Kompensation der Differenzierglieder (42-45) steuern.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensation jedes Differenziergliedes in der Weise erfolgt, daß ausgewählte Abschnitte der von anderen Differenziergliedern erzeugten Geschwindigkeitssignale dem zu kompensierenden Differenzglied zugeleitet werden.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahlschaltung aus einer durch die Taktsignale (Q1 bis Q4) und die Vergleichssignale (C1 bis C4) gesteuerten Gruppe von UND-Gliedern (60 bis 63) und aus an deren Ausgängen einzeln angeschlossenen und durch die Ausgangssignale der UND-Glieder einstellbaren, nach Art eines Ringzählers zusammengeschalteten Verriegelungsschaltungen (64 bis 67) besteht und mit einer Gruppe von durch die Ausgangssignale (L1 bis L4) der Verriegelungsschaltungen (64 bis 67) sowie durch die Geschwindigkeitssignale (dB, dA, dB, dA) gesteuerten Torschaltungen (68 bis 71) als Summenschaltung (7) verbunden ist, an deren Ausgang das kontinuierliches Geschwindigkeitssignal auftritt.

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7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 6, dadurch ge- : kennzeichnet, daß ferner eine Schaltung zur automatii sehen Verstärkungsregelung vorgesehen ist, mit deren Hilfe aus den beiden phasenverschobenen Eingangssignalen ein Regelsignal abgeleitet wird.

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