DE2316889B2

DE2316889B2 - Frequenznachlaufschaltung

Info

Publication number: DE2316889B2
Application number: DE2316889A
Authority: DE
Inventors: John W. Guilford Conn. Gray (V.St.A.)
Original assignee: Singer Co
Current assignee: Singer Co
Priority date: 1972-04-14
Filing date: 1973-04-04
Publication date: 1979-12-06
Also published as: CA988190A; IT981801B; FR2179781A1; FR2179781B1; DE2316889A1; GB1363396A; US3748590A; JPS5438479B2; JPS4921092A; DE2316889C3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Frequenznachlaufschaltung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Gattung.

Bei den bekannten Mikrowelleniandesystemen für Luftfahrzeuge werden mit Hilfe einer Richtantenne kleine Winkelsegmente des Operationsgebietes nacheinander mit einem Abtaststrahl beleuchtet. Der Abtaststrahl rotiert ständig. Fein- und Grob-Schrittsysteme arbeiten dabei in einer ähnlichen Weise, wobei der Hauptunterschied in der Schrittbreite des bewegten Abtaststrahls zu sehen ist.

Die Winkelposition des Abtaststrahls in bezug auf die zugehörige Start- und Landebahn wird dem Abtaststrahl in Form eines frequenzmodulierten Signals mitgegeben, so daß jeder solchen Frequenz des Abtaststrahls ein bestimmter Winkel bezüglich der Mittellinie der Start- und Landebahn zugeordnet ist. Wenn der Abtaststrahl das jeweils anfliegende Luftfahrzeug überstreicht, wird an Bord desselben eine Durchschnittsfrequenz festgestellt, woraus die entsprechende Winkelposition des Abtaststrahls und somit des Luftfahrzeugs bezüglich der Start- und Landebahn feststellbar ist. Es ist bekannt, die besagte Durchschnittsfrequenz oder mittlere Frequenz auf digitalem Wege zu ermitteln, was jedoch schwierig und teuer ist und insbesondere deswegen als nachteilig empfunden wird.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine analoge Frequenznachlaufschaltung zu schaffen, welche eine intermittierend erscheinende Eingangsfrequenz, insbe-

sondere die mittlere Frequenz des intermittierend empfangenen Abtaststrahls eines Mikrowellenlandesystems für Luftfahrzeuge, ermittelt und ein entsprechendes, ununterbrochenes Frequenzsignal liefert.

Diese Aufgabe ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Frequenznachlaufschaltung sind den restlichen Patentansprüchen zu entnehmen.

Nachstehend ist ein Ausführungsbeispiel der Frequenznadilaufschaltung nacn der Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild,

Fig. 2 bis 4 jeweiis ein Schaltbild des Phasenteilers bzw. der Differentiationsstufen bzw. des Integrators der Frequenznachlaufschaltung nach Fig. 1,

Fig. 5 und 6 jeweils ein Schaubild zur Veranschaulichung des Verhaltens der Frequenznachlaufschaltung nach Fig. 1 in abgeglichenem bzw. unabgeglichenem Zustand während einer Erfassungsperiode.

Gemäß Fig. I ist ein Oszillator 10 vorgesehen, der vorzugsweise in einem Frequenzbereich arbeitet, welcher ein Vielfaches des Eingangsfrequenzspektrums ausmacht, welches auf einer Eingangsleitung 12 zugeführt wird. Bei einem Mikrowellenlandesystem für Luftfahrzeuge mit einem Abtaststrahl-Schwenkbereich von ±60°, bezogen auf die Mittellinie der dem Abtaststrahl zugeordneten Start- und Landebahn, sind der Mittellinie eine Frequenz von 1 K) kHz und den extremen Abtaststrahlpositionen jeweils eine Frequenz von 80 kHz bzw. 140 kHz in der Rege! zugeordnet. Die Frequenz des Abtaststrahls ändert sich linear von 80 kHz bis 140 kHz, wenn der Abtaststrahl kontinuierlich von der einen extremen Position zur anderen geschwenkt wird. Die Abtaststrahlbreite liegt in der Regel bei 1 °, und der Abtaststrahl überstreicht das überwachte Gebiet etwa 5mal pro Sekunde, so daß ein Luftfahrzeug in diesem Gebiet dem Abtaststrahl 5mal pro Sekunde jeweils während 1,5 millisek ausgesetzt ist. Es empfängt dann ein Signal der Form gemäß Fig. 5 a bzw. 6a, dessen Energiespitze 14 bzw. 120 bei der Frquenz liegt, welche der jeweiligen Luftfahrzeugposition in dem überwachten Gebiet entspricht. Dieses Signal bzw. das entsprechende Eingangsfrequenzspektrum wird auf der Eingangsleitung 12 zugeführt.

Für den genannten Frequenzbereich arbeitet der Oszillator 10 vorzugsweise in einem Frequenzbereich von 320 bis 560 kHz (das Vierfache des Eingangsfrequenzspektrums). Der Ausgang 16 des Oszillators 10 ist mit einem Phasenteiler 18 und einer Leitung 20 für das Ausgangssignal der Frequenznachlaufschaitung verbunden, welches in Form einer Dauerfrequenz abgegeben wird, vorzugsweise in eiii^r für die Eingabe in Bordrechner geeigneten Impulsform, und welches der Winkelposition des Luftfahrzeugs in bezug auf die Start- und Landebahn \ roportional ist. Mit jedem Vorbeistreichen des A' <taststrahls am Luftfahrzeug wird das Ausgangssignal neu bestimmt. Der Phasenteiler 18 teilt die Frequenz des Oszillator-Ausgangssignals auf den Bereich des Eingangsfrequenzspektrums herunter.

Fig. 2 veranschaulicht eine Ausführungsform des Phasenteilers 18. Eine Eingangsleitung 22 verbindet den Ausgang 16 des Oszillators 10 mit dem Taktimpulseingang C₁ bzw. C₂ eines J-K-FIip-Fiops 24 bzw. 26. Der Ausgang K₁ des Flip-Flops 24 ist mit dem Setzeingang S₂ des Flip-Flops 26 und der Ausgang K₂ des Flip-Flops 26 ist mit dem Rücksetzeingang R_x des Flip-Flops 24 verbunden. Der Ausgang J₁ des Flip-Flops 24 ist mit dem Rücksetzeingang R-, des Flip-Flops 26 verbunden und liefert zusätzlich ein

'> Aufgangssignal auf einer Leitung 28. Der Ausgang J₁ des Flip-Flops 26 ist mit dem Setzeingang 5, des Flip-Flops 24 verbunden und liefert ferner ein Ausgangssignal auf einer Leitung 30.

Bei den Ausgangssignalen auf den Leitungen 28 und 30 handelt es sich um Rechteckwellen derselben Frequenz, die nominell gleich der mittleren Frequenz bzw. der Energiespitzenfrequenz des Eingangsfrequenzspektrums ist. Die Schaltung nach Fig. 2 bewirkt, daß das Ausgangssignal auf der Leitung 30 ge-

i'> genüber dem Ausgangssignal auf der Leitung 28 um 90° phasenverschoben ist, so daß von einem Sinus-Signal auf der Leitung 30 gesprochen werden kann. Die Sinus- und Kosinus-Signale auf den Leitungen 28 und 30 werden gemäß Fig. 1 jeweils als Bezugsfre-

-'Ii quenz einem Gegentaktmodulator 32 bzw. 34 zugeführt. Das Eingangsfrequenzspektrum auf der Eingangsleitung 12 wird ebenfalls jedem Gegentaktmodulator 32 bzw. 34 zugeführt, dessen Ausgangssignai auf einer Leitung 36 bzw. 38 sich aus der Summe der

.'-> Frequenzen des Eingangsfrequenzspektrums und des Sinus- bzw. Kosinus-Signals und aus der Differenz der Frequenzen des Eingangsfrequenzspektrums und des Sinus- bzw. Kosinus-Signals zusammensetzt.

Die Ausgangssignale auf den Leitungen 36 und 38

in gehen zwei gleichen Tiefpaßfiltern 40 und 42 mit einer Bandbreite zu, die ausreicht, um die Differenz der Frequenzen durchzulassen, während die Summe der Frequenzen unterdrückt wird. Die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 40 und 42 behalten dabei die gegen-

r> seitige Phasenverschiebung von 90° bei und können als A ■ sinw/bzw. A ■ cosiut(A = Faktorproportional dem Spannungsniveau des Eingangsfrequenzspektrums; ω = 2πΔ/, mit Af= Differenz der Frequenzen) symbolisiert werden.

ι» Die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 40 und 42 gehen über Leitungen 48 und 50 zwei Differentiationsstufen 44 und 46 zu. In Fig. 3 ist eine Ausführungsform der Differenzierstufen 44 und 46 veranschaulicht. Die Eingangsspannung auf der Leitung 48

ι» bzw. 50 liegt an dem einen Ende eines Widerstandes 52, dessen anderes Ende mit einem Kondensator 54 verbunden ist. Der zweite Anschluß des Kondensators 54 ist durch eine Leitung 55 mit dem invertierenden Eingang56 eines Gleichstromfunktionsverstärkers 58

id mit hoher Verstärkung verbunden. Aulierdem ist die Leitung 55 mit dem einen Ende eines Rückkopplungswiderstandes 60 verbunden, dessen anderes Ende mit dem Ausgang 62 des Gleichstromfunktionsverstärkers 58 in Verbindung steht. Der nichtinveitie-

r, rende Eingang 64 des Gleichstromfunktionsverstärkers 58 ist mit einer Bezugspannungsquelle 66 verbunden, vorzugsweise geerdet.

Die Schaltung gemäß Fig. 3 soll die zeitliche Ableitung des jeweiligen Eingangssignals auf der Leitung

ι,» 48 bzw. 50 liefern. Da der Gleichstromfunktionsverstärker 58 keine unbegrenzte Verstärkung erlaubt und der Rückkopplungswiderstand 60 notwendig ist, um die Kreisstabilität sicherzustellen, stellt die Schaltung nacti Fig. 3 keine ideale Differentiationsstufe dar. Je-

,5 doch sind die daraus resultierenden LJngenauigkeiten vernachlässigbar. Die mit dem Ausgangssignal A sinco/ des Tiefpaßfilters 40 beaufschlagte Differentiationsstufe 44 liefert das Ausgangssignal

A u)-coswt, die mit dem Ausgangssignal A coswi des Tiefpaßfilters 42 beaufschlagte Differentiationsstufe 46 das Ausgangssignal —A -w-sinw/.

Gemäß Fig. 1 sind die Ausgänge der Differentiationsstufen 44 und 46 durch Leitungen 68 und 70 mil den Eingängen von zwei Multiplikationsstulen 72 und 74 verbunden. Ein zweiter Eingang 76 bzw. 80 jeder Multiplikationsstufe 72 bzw. 74 ist durch eine Leitung 78 bzw. 82 mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters 42 bzw. 40 des jeweils anderen Kanals verbunden. Die Multiplikationsstufen 72 und 74, die vorzugsweise aus integrierten Schaltkreisen bestehen, ermöglichen die Erzeugung des momentanen Produktes der an den Eingängen anliegenden Signale, so daß die Multiplikationsstufe 72 das Ausgangssignal A² ■ ω· cos-tu/ und die Multiplikationsstufe 74 das Ausgangssigna! — A' ■ ω · sin^:iof liefert.

Das Ausgangssignal der Multiplikationsstufe 74 wird vom Ausgangssignal der Multiplikationsstufe 72 in einer Subtraktionsstufc 84 subtrahiert. Diese Subtraktion kann in der Praxis durch die Verbindung entsprechender Anschlüsse an den integrierten Schaltkreisen erreicht werden. Damit ergibt sich auf der Leitung 86 nach der Subtraktionsstufe 84 das Ausgangssignal A² ■ ω ■ (cos^:(oi + sin²<uf) = A² ■ w, das der Frequenzdifferenz zwischen Eingangsfrequenzspektrum und Bezugsfrequenz und dem Energieniveau des Eingangsfrequenzspektrums proportional ist.

Ein der Subtraktionsstufe 84 nachgeschaltetcr Kondensator 88 dient zur Beseitigung jeglicher Verlagerungsgleichspannung und Drift, die durch die Multiplikationsstufen 72 und 74 entstehen könnten. Die zweite Seite des Kondensators 88 ist über eine Leitung 90 entweder mit Erde 66 durch einen Schalter 92 oder mit einem Integrator 94 durch einen Schalter 96 verbindbar. Die Schalter 92 und 96 können von schnellen Relais oder Festkörperbausteinen, wie z. B. Feldeffekt-Transistoren, gebildet sein und werden abwechselnd mittels Befehlssignalen betätigt, die entweder durch ein Zeitgebersystem erzeugt werden, das mit der Übertragung des Abtaststrahls synchronisiert ist, oder durch ein System, das jeweils dann anspricht, wenn die empfangene Mikrowellenenergie einen bestimmten Wert überschreitet, wodurch das Vorhandensein des Abtaststrahls in der unmittelbaren Nähe des Luftfahrzeugs angezeigt wird. Während derjenigen Zeitspanne der Abtaststrahlbewegung, in welcher das Luftfahrzeug sich nicht in der Richtung des Abtaststrahls befindet und davon nicht erfaßt wird, legt der Schalter 92 den Kondensator 88 über die Leitung 90 an Erde 66. Dies verhindert, daß der Kondensator 88 sich auflädt, was den Betrieb während der, dieser Ruheperiode folgenden Erfassungsperiode beeinflussen könnte, während welcher das Luftfahrzeug vom Abtaststrahl erfaßt ist.

Während der Erfassungsperiode ist der Schalter 96 geschlossen und der Schalter 92 geöffnet, so daß die Leitung 90 mit der Eingangsleitung 98 des Integrators 94 verbunden ist, von dem in Fig. 4 eine Ausführungsform dargestellt ist. Die Eingangsleitung 98 des Integrators 94 ist mit dem einen Ende eines Eingangswiderstandes 100 verbunden, dessen anderes Ende 101 an den invertierenden Eingang 104 eines Funktionsverstärkers 106 und gleichzeitig an eine Seite eines Integrationskondensators 102 angeschlossen ist. Die andere Seite des Integrationskondensators 102 ist mit dem Ausgang 108 des Funktionsverstärkers

106 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang IK des Funktionsverstärkers 106 ist mit Erde 66 verbun den. Der Integrationskondensator 102 ist somit al Rückkopplungskondensator geschaltet.

Gemäß Fig. 1 ist der Ausgang 108 des Integrator: 94 über eine Leitung 112 mit einem Schalter 114 ver bundcn. Der Schalter 114, der ebenfalls aus einen schnellen Relais oder einem Feldeffekt-Transistor be stehen kann, wird synchron mit den Schaltern 92 unc 96 betätigt. Während der Erfassungsperiode ist dei Schalter 114 geöffnet, wodurch jede unerwünschte Störung des Oszillators 10 während des Vorbeilaufen! des Abtaststrahls verhindert wird. Nach dem Vorbeistreichen des Abtaststrahl wird der Schalter 114 geschlossen, so daß der Ausgang 108 des Integrator! 94 mit der einen Seite 117 eines Haückondcnsaton 116, welcher im Nebenschluß zum Oszillator 10 liegt verbunden wird. Die andere Seite des Haltekondensators 116 liegt an Erde 66. Wenn der Schalter 114 während der Erfassungsperiode geöffnet ist, dann wird durch den Hallekondcnsator 116 ein konstantes Eingangspotential an den Oszillator 10 angelegt, se daß der Oszillator 10 eine kontinuierliche Frequem abgibt, die proportional der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums ist, das vorher empfangen wurde, obgleich die Schleife während der Erfassungsperiode geöffnet ist.

Die Funktionsweise der Frequenznachlaufschaltung kann am besten verstanden werden, wenn die Arbeitsweise zuerst zu einem Zeitpunkt betrachtet wird, wenn die vom Phasenteiler 18 gelieferten Bezugsfrequenzen genau gleich der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums sind, und dann zu einem Zeitpunkt, wenn die vom Phasenteilcr 18 gelieferten Bezugsfrequenzen nicht mit der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums übereinstimmen. Fig. 5 veranschaulicht den ersten Fall, Fig. 6 den zweiten Fall, wobei die vom Phasenteiler 18 gelieferten Bezugsfrequenzen etwas höher als die mittlere Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums sind. Die drei Kurven in Fig. 5 a bzw. b bzw. c entsprechen den drei Kurven in Fig. 6a bzw. b bzw. c, abgesehen von den geschilderten Unterschieden.

Während jenes Zeitabschnitts, in dem das Luftfahrzeug dem Abtaststrahl ausgesetzt ist (Erfassungsperiode), ändert sich bei der oben genannten Abtaststrahlbreite und -schwenkfrequenz die Frequenz des Abtaststrahls in einem Bereich von 1 bis 2 kHz. Daher stellen Fig. 5 a und 6a jeweils die Hüllkurve von verschiedenen Frequenzen um eine mittlere Frequenz bzw. um die Energiespitzenfrequenz dar, weiche mit einer bestimmten Position des Luftfahrzeugs korreliert ist. Fig. 5b und 6b stellen jeweils die Differenz zwischen den vom Phasenteiler 18 auf den Leitungen 28 und 30 abgegebene Bezugsfrequenzen und jeder Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums dar, welches empfangen wird, wenn der Abtaststrahl über das Luftfahrzeug streicht. Fig. 5a und 5b geben die Tatsache wieder, daß die Frequenznachlaufschaltung in abgeglichenem Zustand arbeitet, da die Größe Af in Fig. 5b genau dann gleich 0 ist, wenn das Eingangsfrequenzspektrum ein Energiemaximum 14 aufweist bzw. die Energiespitzenfrequenz vorliegt. Fig. 6a und 6 b geben die Tatsache wieder, daß die Frequenznach- !aufschaltung in nicht abgeglichenem Zustand arbeitet, da im Zeitpunkt 118, wenn die Energiespitze 120 auftritt, die Größe Af nicht gleich 0 ist Fig. 5 c und 6 c geben jeweils den Verlauf des Ausgangssignals

A ² ω der Subtraktionsstufe 84 auf der Leitung 86 wieder. Da der Faktor A proportional dem Spannungsniveau des Eingangsfrequenzspektrums ist, ist der Faktor A¹ proportional dem Energieniveau und deshalb durch die Kurve in Fig. 5a bzw. 6a dargestellt. Da ω = InAf veranschaulicht die Kurve in Fig. 5 b bzw. 6b die Größe ω. Somit «teilt die Kurve 124 bzw. 134 in Fig. 5c bzw. 6c das Produkt der Kurven in Fig. 5 a und 5b bzw. in Fig. 6a und 6b dar. Die Spannung mit dem Verlauf gemäß Fig. 5 c bzw. 6c wird an den Integrator 94 gelegt, wenn der Schalter 96 während der Erfassungsperiode betätigt ist.

Das Ausgangssignal des Integrators 94, das auf der Leitung 112 erscheint, nachdem der Abtaststrahl am Luftfahrzeug vorbeigestrichen ist, entspricht dem Ergebnis der Integration der Kurve 124 bzw. 134 in Fig. 5 c bzw. 6 c, welches von dem Verhältnis zwischen den vom Phasenteiler 18 abgegebenen Bezugsfrequenzen und der mittleren Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums abhängt. Unter den Bedingungen gemäß Fig. 5 integriert der Integrator 94 zunächst den Kurvenabschnitt 122 der Kurve 124 zwischen den Punkten 121 und 123 (Fig. 5 c), so daß das Ausgangssignal des Integrators 94 sich von einer ersten Spannung, die proportional der mittleren Frequenz des vorher empfangenen Eingangsfrequenzspektrums ist, auf eine zweite Spannung ändert, wobei die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Spannung dem Bereich 126 unter dem Kurvenabschnitt 122 proportional ist. Da die Größe Af dann durch Null geht, kehrt das Ausgangssignal des Integrators 94 seine Richtung um, um sich auf eine dritte Spannung zu ändern, wobei die Differenz zwischen der zweiten und der dritten Spannung wiederum dem Bereich 128 unter dem dann integrierten Kurvenabschnitt 130 der Kurve 124 zwischen den Punkten 123 und 125 proportional ist. Weil die Kurve gemäß Fig. 5a symmetrisch zur Energiespitze 14 bzw. zur entsprechenden Frequenz und die Kurve gemäß Fig. 5b symmetrisch zu dem Schnittpunkt des Frequenzverlaufes des Eingangsfrequenzspektrums mit den vom Phasenteiler 18 abgegebenen Bezugsfrequenzen ist, an welchem die Größe Af und somit auch die Größeo ihr Vorzeichen ändert, und weil ferner Fig. 5 sich auf den abgeglichenen Zustand bezieht und die Energiespitze 14 und der Schnittpunkt der Frequenzen zeitlich zusammenfallen, sind die Kurvenabschnitte 122 und 130 der Kurve 124, welche die Größe A²U darstellt, ebenso wie die Bereiche 126 und 128 unter den Kurvenabschnitten 122 und 130 identisch. Aus diesem Grunde ist die erwähnte dritte Spannung, auf die das Integrator-Ausgangssignal sich ändert, identisch mit der erwähnten ersten Spannung, und die letztlich sich ergebende Änderung der Integrator-Ausgangsspannung also gleich Null. Wenn daher der Schalter 114 nach der Erfassungsperiode betätigt wird, ergibt sich für den Haltekondensator 116 und den Oszillator 10 keine Änderung und bleiben die Frequenz des Oszillators 10 und die vom Phasenteiler 18 gelieferten Bezugsfrequenzen unverändert.

Unter den Bedingungen gemäß Fig. 6, wobei die vom Phasenteiler 18 gelieferten Bezugsfrequenzen anfänglich höher als die mittlere Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums sind, reagiert die Frequenz-■' nachlaufschaltung folgendermaßen. Der Integrator 94 integriert zuerst den Kurvenabschnitt 132 der Kurve 134 zwischen den Punkten 131 und 133 (Fig. 6c), so daß das Ausgangssignal des Integrators 94 sich von einer ersten Spannung, die proportional der mittleren

ίο Frequenz des vorher empfangenen Eingangsfrequenzspektrums ist, auf eine zweite Spannung ändert, wobei die Differenz zwischen diesen beiden Spannungen dem Bereich 136 unter dem Kurvenabschnitt 132 proportional ist. Nachdem die Größe Af durch Null

ι ^r> gegangen ist, integriert der Integrator 94 entlang dem Kurvenabschnitt 138 der Kurve 134 zwischen der. Punkten 133 und 135, wobei sich das Ausgangssignal des Integrators 94 in umgekehrter Richtung auf eine dritte Spannung ändert, und wobei die Differenz zwi-

2« sehen der zweiten und der dritten Spannung dem Bereich 140 unter dem Kurvenabschnitt 138 proportional ist. Die sich insgesamt ergebende Änderung der Integrator-Ausgangsspannung ist der Differenz der beiden Bereiche 140 und 136 proportional. Im dargestellten Fall erscheint die Energiespitze 120 später als der Schnittpunkt, in dem die Größe Af durch Null geht, so daß der Bereich 140 größer als der Bereich 136 und die Änderung von der zweiten zur dritten Spannung größer als die Änderung von der ersten zur

jo zweiten Spannung ist. Im umgekehrten Fall, wenn die vom Spannungsteiler 18 abgegebenen Bezugsfrequenzen niedriger als die mittlere Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums sind, ist der Bereich 136 größer als der Bereich 140, und die Ausgangsspannung des Integrators 94 ändert sich in entgegengesetzter Richtung.

Wenn nun der Schalter 114 betätigt wird, dann liegt am Haltekondensator 116 und am Eingang des Oszillators 10 die entsprechend geänderte Ausgangsspannung des Integrators 94, so daß die Frequenz des Oszillators 10 und damit die vom Phasenteiler 18 abgegebenen Bezugsfrequenzen auf die mittlere Frequenz des Eingangsfrequenzspektrums nachgeführt werden. Die nachfolgenden Abtaststrahlen verringern den verbleibenden Fehler noch weiter. Bei Verwendung eines automatischen Verstärkungskreises, beispielsweise zwischen den Ausgängen der Tiefpaßfilter 40 sowie 42 und der Eingangsleitung 12, und bei richtiger Wahl der Kreisparameter kann ein kleiner Fehler

so auch mit einem einzigen Abtaststrahl korrigiert werden.

Die erfindungsgemäße Frequenznachlaufschaltung kann auch bei Doppler-Bordnavigationssystemen zur Erzielung besserer Ergebnisse eingesetzt werden.

Dies gilt besonders dann, wenn die Eingangssignale für die Frequenznachlaufschaltung intermittierend erscheinen, wie bei Dopplernavigationssystemen der Fall, bei welchen die Frequenznachlaufschaltung für mehrere Strahlen im Zeit-Multiplex-Betrieb arbei-

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Frequenznachlaufschaltung, insbesondere zur Ermittlung der mittleren Frequenz des Ab- "> taststrahls eines Mikrowellenlandesystems für Luftfahrzeuge beim Empfang an Bord des jeweiligen Luftfahrzeugs, gekennzeichnet durch

a) einen Frequenzgenerator (10,18) zur Erzeugung einer ersten Bezugsfrequenz und einer ^1(l zweiten, gegenüber der ersten Bezugsfrequenz um 90° phasenverschobenen Bezugsfrequenz und zur Abgabe eines Ausgangssignals entsprechend der mittleren Frequenz des jeweils empfangenen Frequenzspek- i^r> trums auf einer Leitung (20);

b) einen ersten und einen zweiten Modulator (32,40 bzw. 34,42), welche jeweils mit dem jeweils empfangenen Frequenzspektrum und der ersten bzw. zweiten Bezugsfrequenz beaufschiagbar sind und ein der Differenz zwischen den Spektrumfrequenzen und der ersten bzw. zweiten Bezugsfrequenz proportionales Ausgangssignal liefern;

c) eine erste und eine zweite Differentiations- ->^r> stufe (44 bzw. 46), welche jeweils mit dem Ausgangssignal des ersten bzw. zweiten Modulators (32,40 bzw. 34, 42) beaufschlagbar sind und ein die Ableitung dieses Ausgangssignals nach der Zeit darstellendes Ausgangssignal liefern;

d) eine erste und eine zweite Multiplikationsstufe (72 bzw. 74), welche jeweils mit den Ausgangssignalen der ersten bzw. zweiten Differentiationsstufe (44 bzw. 46) und des i'> zweiten bzw. ersten Modulators (34, 42 bzw. 32,40) beaufschlagbar sind und ein dem Produkt dieser beiden Ausgangssignale entsprechendes Ausgangssignal liefern; und

e) eine Integrationsstufe (88, 92, 96, 94), welehe mit den Ausgangssignalen de*· ersten und der zweiten Multiplikationsstufe (72 und 74) beaufschlagbar ist und ein Ausgangssignal zur Steuerung des Frequenzgenerators (10, 18) derart liefert, daß die erste und die zweite 4^r> Bezugsfrequenz und das vom Frequenzgenerator (10, 18) auf der Leitung (20) gelieferte Ausgangssignal jeweils auf einen der mittleren Frequenz des jeweils empfangenen Frequenzspektrums näherliegenden Wert korri- w giert werden.

2. Frequenznachlaufschaltung nach Anspruch 1, dadurcn gekennzeichnet, daß der Froquenzgenerator aus einem das Ausgangssignal auf der Leitung (20) abgebenden Oszillator (10) und τ> einem nachgeschalteten Phasenteiler (18) zur Erzeugung der beiden Bezugsfrequenzen besteht.

3. Frequenznachlaufschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Phi,-senteiler (18) zur Teilung der eingegebenen Oszil- wi latorfrequenz durch vier ausgebildet ist.

4. Frequenznachlaufschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Modulatoren jeweils aus einem Gegentaktmodulator (32 bzw. 34), welcher zwei der Dif- b5 ferenz bzw. Summe der Spektrumsfrequenzen und der ersten bzw. zweiten Bezugsfrequenz proportionale Ausgangssignale liefert, und aus einem nachgeschalteten Tiefpaßfilter (40 bzw. 42) bestehen, welches nur das der Differenz proportionale Ausgangssignal durchläßt.

5. Frequenznachlaufschaliung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß uen beiden Multiplikationsstufen (72 und 74) eine Subtraktionsstufe (84) nachgeschaltet ist, weiche die Ausgangssignale der Multiplikationsstufen (72 und 74) zu einem Ausgangssignal proportional dem Energieniveau des empfangenen Frequenzspektrums und der Differenz der Spektrumfrequenzen und der Bezugsfrequenzen verknüpft.

6. Frequenznachlaufschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsstufe einen eingangsseitigen Abblockkondensator (88), einen Integrator (94) und zwei Schalter (92 und 96) zur Verbindung des Abblockkondensators (88) mit Erde (66) für die Entfernung von Restspannungen während jeder Ruheperiode bzw. mit dem Integrator (94) während jeder Erfassungsperiode aufweist.

7. Frequenznachlaufschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang der Integrationsstufe (88, 92, 96, 94) bzw. des Integrators (94) und dem Eingang des Frequenzgenerators (10,18) bzw. des Oszillators (10) ein geerdeter Haltekondensator (116) und ein Schalter (114) zur Verbindung der Integratinsstufe (88, 92, 96, 94) bzw. des Integrators (94) mit dem Frequenzgenerator (10,18) bzw. dem Oszillator (10) und dem Haltekondensator (116) während jeder Ruheperiode vorgesehen sind.