DE2604552C2 - "Phasenverriegelte Schleife" - Google Patents

Description

Fig.5 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Phasenvergleichers nach F i g. 2,

F i g. 6 den Aufbau eines Phasenvergleichers, der in der phasenverriegelten Schleife nach der Erfindung verwendet wird,

F i g. 7 eine mögliche Ausführungsform des Ausgangskreises des Phasenvergleichers nach F i g. 6,

F i g. 8 eine Abwandlung des Phasenvergleichers nach Fig. 6.

F i g. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines regenerierenden Zwischenverstärkers in einem Übertragungssystem für Impulssignale fester Taktfrequenz, z. B. PCM-Signa-Ie mit ihrer Polarität festgelegten Impulsen und einer Taktfrequenz von einigen Hundert MHz. Der Zwischenverstärker enthält einen Entzerrungsverstärker 1 zur Verstärkung der empfangenen Impulssignale und zur Entzerrung der Amplituden- und Phasenkennlinien der vorhergehenden Übertragungsstrecke, sowie einen Impulsregenerator 2 zur Regeneration der empfangenen Signalimpulse nach Form und nach Auftrittszeitpunkt, Der Impulsregenerator 2 ist zn einen Taktgeber 3 angeschlossen, der die Taktfrequenz zur Steuerung des Impulsregenerators 2 mit Hilfe eines frequenzselektiven Kreises 4 aus den empfangenen Impulssignalen rückgewinnt Meistens ist die Bandbreite der empfangenen Impulssignale soweit beschränkt, daß es darin keinen Anteil mit der Taktfrequenz gibt. Dies bedeutet, daß im Taktgeber 3 ein nicht-linearer Vorbearbeitungskreis 5 notwendig ist, um ein Signal mit einem Anteil mit der Taktfrequenz zu erhalten, der mit Hilfe des frequenzselektiven Kreises 4 selektiert wird und einem Impulsformerkreis 6 zum Erhalten von Taktimpulsei mit einer Form und einer Phase, die zur Impulsregeneration erforderlich sind, zugeführt wird. Es gibt mehrere Ausführungsformen des obenstehend beschriebenen Zwischenverstärkers, die jedoch für die vorliegende Beschreibung unwichtig sind, insofern sie sich nicht auf den frequenzselektiven Kreis 4 beziehen.

In F i g. 1 wird ein frequenzselektiver Kreis 4 in Form einer prosenverriegelten Schleife verwendet. Diese Schleife enthält einen Bezugskreis 7 in Form eines spannungsgesteuerten Oszillators, dessen Grundfrequenz der Taktfrequenz nahezu entspricht, einen Phasenvergleicher 8 zum Erzeugen einer Ausgangsspannung infolge eines Unterschiedes in der Phase zwischen dem Anteil mit der Takt^frequenz in dem dem Vorbearbeitungskreis 5 entnommenen Eingangssignal und einem dem Oszillator 7 entnommenen Bezugssignal, sowie ein Schleifenfilter 9 erster Ordnung, über das die Ausgangsspannung d?s Phasen vergleichers 8 dem Oszillator 7 zugeführt wird, damit die Oszillatorfrequenz de·· Taktfrequenz penau gleich gemacht wird.

Wegen der sehr hohen Taktfrequenz wird in der phasenverriegelten Schleife 4 nach Fig. I ein Phasenvergleicher 8 ve·, wendet, der mit Dioden versehen ist. Ein Beispiel eines derartigen Dioden-Phasenvergleichers 8 ist in Fig. 2 dargestellt. Im allgemeinen enthält dieser Phasenvergleicher einen Eingangskreis 9 zum Kombinieren des dem Oszillator 7 entnommenen Bezugssignals r mit dem dem Vorbearbeitungskreis 5 entnommenen Eingangssignal s zu einem ersten Vektoriellen Summensignal ei, das an den Ausgängen 10, 11 auftritt, sowie zum Kombinieren des Bezugssignals in Gegenphase -r mit dem Eingangssignal s zu efnem zweiten vektoriellen Summensignal &ι, das am Ausgang 12, 11 auftritt. Der Einfachheit halber ist in Fig.2 vorausgesetzt, daß die beiden Bezugssignale r, -r und das Eingangssignal s von Spannungsquellen herrühren.

F i g. 3 und 4 zeigen zwei mögliche Ausführungsformen des Eingangskreises 9 in F i g. 2. Der Eingangskreis nach Fig.3 enthält einen Transformator 13 mit einer Primärwicklung 14, die an den Oszillator 7 nach F i g. 1 angeschlossen ist, und mit einer Sekundärwicklung 15, deren Enden an die Ausgänge 10 und 12 angeschlossen sind. Außerdem enthält dieser Eingangskreis einen Transformator 16 mit einer Primärwicklung 17, die an

ίο den Vorbearbeitungskreis 5 nach Fig. 1 angeschlossen ist, und mit einer Sekundärwicklung 18, die zwischen einem Mittenabgriff 19 der Sekundärwicklung 15 des Transformators 13 und dem Ausgang 11 liegt. Der Eingangskreis nach Fig.4 verwendet keine Transformatoren und ist dadurch für eine monolithische Integration des Phasenvergleichers interessant Der Eingangskreis in F i g. 4 enthält zwei Transistoren 20,21, deren Emitterelektroden an eine Stromquelle 22 und deren Kollektorelektroden an einen Punkt festen Potentials (Erde oder Masse) über zwei gleiche Widerstände 23, 24 angeschlossen sind. Die Basiselektroden der Transistoren 20 und 21 sind ^n den Oszillator 7 nach F i g. 1 angeschlossen und die Kollektorelektroden an die Ausgänge 12 und 10, während der Vorbearbeitungskreis 5 nach F i g. 1 zwischen dem Ausgang 11 und dem Punkt festen Potentials liegt

Weiter enthält der Phasenvergleicher nach Fig. 2 einen ersten und eiren zweiten Diodenspitzendetektor 25,26 in Gegentaktschaitung, die einen ersten und einen zweiten Detektionsstrom erzeugen infolge des ersten und des zweiten vektoriellen Summensignals ei. e? und die zusammen eine Detektionsspannung V_d erzeugen, die dem Unterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Detektionsstrom proportional ist. Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 sind die Diodenspitzendetektoren 25, 26 auf dieselbe Art und Weise geschaltet wie im Phasenvergleicher des bekannten Foster-Seely-FM-Diskriminators. Die Spitzendetektoren 25, 26 enthalten zwei Dioden 27, 28, die im gleichen Sinne an die Ausgänge 10, 12 des Eingangskreises 9 und an ein Ende von zwei gleichen Parallelschaltungen aus einem Widerstand 29, 30 und einem Kondensator 31, 32 angeschlossen sind. Die anderen Enden dieser Parallelschaltungen 29, 31 und 30, 32 sind miteinander verbunden, und dieser Verbinduiig«punkt liegt am Ausgang 11 des Eingangskreises 9.

Im Phasenvergleicher nach F i g. 2 werden vorzugsweise Silizium-Dioden verwendet, beispielsweise in Form von Schottky-Barrier-Dioden, und zwar im Hinblick auf ihre sehr günstigen HF-Eigenschaften. Da Silizium-Dioden eine ziemlich hohe Schwellenspannung aufweisen, muß der Eingangskreis 9 zugleich den beiden Dioden 27, 28 eine geeignete Vorspannung b geben. woL-ei in F i g. 2 vorausgesetzt ist, daß die beiden Vorspannungen b von Spannungsquellen herrühren. In F i g. 3 ist dazu eine gesonderte Vorspannungsquelle 33 notwendig, die jedoch in F i g. 4 fortfallen kann, weil dabei der Speisespannungsabfall an den Kollektor-Widerständen 23· 24 verwendet werden kann.

Die Wirkungsweise des Phasenvergleichers nach F i g. 2 wird nun näher erläutert, wobei der Einfachheit halber vorausgesetzt wird, daß das Bez-JgSsignal r und das Eingangssignal s beide sinusförmig sind. Diese Signale lassen sich wie untenstehend darstellen:

r - R sin at

s = S cos (<y / + Θ)

Für s ist der Einfachheit halber eine Kosinusfunktion gewählt worden, da im nominellen Zustand einer phasenverriegelten Schleife ein Phasehuntefschied von n/2 rad. zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal vorhanden ist. Zugleich wird vorläufig vorausgesetzt, daß die Schwellenspannung der beiden Dioden 27, 28 und folglich auch ihre Vorspannung O gleich Null ist, so daß die vektoriellen Summensignale ei und ei wie folgt dargestellt werden können:

<Ί = s + r (3)

■ s - r

(4)

Ihr Vektordiagramm ist in F i g. 5 dargestellt, wobei die Kreise mit dem Radius 5 die Ortskurve der Signale ei und ei beschreiben, wenn der Phasenunterschied 0 zwischen dem Eingangssignal s und dem Bezugssignal r Sich von 0 bis 2π ändert. Weiter wird vorläufig Vorausgesetzt; d?.Ö d?>" OetRlctionswirlaingxgrnd « der beiden Spitzendetektoren 25,26 gleich 1 ist, so daß ihre Ausgangsspannungen den Amplituden A\ und Ai der Signale ei und ei entsprechen, wofür aus F i g. 5 folgt:

der Praxis immer kleiner ist als 1, infolge dieser Unterschiede nicht für die beiden Spitzendetektoren gleich.

Diese Unterschiede beeinflussen die Detektionsspannung Vd auf eine sehr verwickelte Weise, aber ein gut brauchbarer Eindruck dieser Beeinflussung kann erhalten werden, wenn vorausgesetzt wird, daß die beiden Bezugssignale nur in ihrer Amplitude voneinander abweichen und die anderen genannten Einflüsse

ίο zusammen mit dem dieses Ampliludenunterschiedes durch einen Unterschied im Deteklionswirkungsgrad der beiden Spitzendetektoren dargestellt werden können. Dies bedeutet, daß statt der Bezugssignale t, —r nach der Formel (1) nun Bezugssignale r', —r"auftreten,

is die gegeben werden können durch:

/■' = R(I + D) sin ωI ■r" = R(I - D) sin ωί

(10)
(Π)

20 wobei D um eine Größenordnung kleiner ist als 1. Die vektoriellen Summensignale e, und ^ sind dann:

(12)
(13)

Die Detektionsspannung Vd entspricht dann dem und Ώγ ihre Amplitudion B_x und B₁ gilt (siehe For-Unterschied dieser Amplituden A\ und Ai und kann mit mein (5) und (6)):
Hilfe der Formeln (5), (6) wie folgt geschrieben werden: 30

Λ]	= R2	+ S2	+ 2 ÄS sin	Θ	(5)	25	ei	= s + r
Al	= Λ2	+ S2	-2 ÄS sin	Θ	(6)		= s - r

V₁₁ = A₁-A₁=

sin Θ

(7)

B\=R²(l-D)²+S²-2RS(\-D)sme (15)

A_x +Ai

Im allgemeinen ist der Detektionswirkungsgrad des

Das Bezugssignal ist in der Praxis viel größer als das Spitzendetektors 25 anders als der vom Spitzendetek^

Eingangssignal, also R> S, so daß in guter Annäherung tor 26, und für die Ausgangsspannungen V_x und V₁

gilt: läßt sich dann schreiben:

Ai +A₂ =2Λ(1 +S²/2R²)

und auf Grund der Formel (7):

V_d = 2S(\-S²/2R²)s\n Θ

(8)

(9)

V_x =/((1+ O)B₁

(16)
(17)

Dieser ideale Zustand mit einem völlig ausbalancierten Phasenvergleicher kann natürlich in der Praxis nicht erreicht werden. Dies wird nicht nur durch Unterschiede in den Elementen, insbesondere in den Dioden verursacht, sondern auch durch Unterschiede in der Größe und Form zwischen den um π phasenverschobenen Bezugssignalen, durch Unterschiede zwischen den Vorspannungen der Dioden und durch den sich ändernden Pegel des Eingangssignals. Außerdem ist der Detektionswirkungsgrad der Spitzendetektoren, der in wobei η der mittlere Wert der Detektionswirkungsgrade ist und δ um eine Größenordnung kleiner ist als 1. Für die Detektionsspannung V_d gilt dann:

K=V₁-V, (18)

50 Wenn auch nun die Bezugssignale viel größer sind als das Eingangssignal und die genannte Größernrdnung der Unterschiede berücksichtigt wird, folgt auf Grund der Formeln (14) bis (18), daß die Detektionsspannung VdIn guter Annäherung durch:

55

2nS(l - S'-nR¹) sin Θ + 2nR[(\ +S²/2R²) δ + (1 - S²/2 R*)D] (19)

gegeben wird.

Daraus geht sehr deutlich hervor, daß die Detektionsspannung Vd am Ausgang des Phasenvergleichers in Fig.2 eine Verschiebungsspannung aufweist, die bei einem Phasenunterschied 0=0 zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssigna! nicht verschwindet

Infolge der Phasenverschiebung ermittelt der Phasenvergleicher nach Fig.2 eine Spannungsverschiebung

65 (0 -f Φ) zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal statt den wirklichen Phasenunterschied Θ. Solange die Phasenunterscbiede gegenüber 1 rad. klein sind, kann der durch die Spannungsverschiebung verursachte Phasenfehler Φ unmittelbar aus der Formel (19) hergeleitet werden, die dann wie folgt geschrieben werden darf:

2 «5(1 - £²/2 Λ²) [Θ+ R(O + D)IS + Sd/Λ] = ΚΑΘ + Φ)

in der:

(20)

(21)

betfachtet werden kann als der Verstärkungsfaktor des Phasenvergleichefs mit der Dimension von Volt/rad. An;;der Formel (20) folgt darin:

+ D)/S + SOZR(O + D)/S

(22)

In der phasenverriegelten Schleife 4 nach Fig. 1 verursacht die Spannungsverschiebung im Phasenver· gleicher 8 einen zusätzlichen Phasenverschiebungsfehler zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal, der durch die Formel (22) angegeben wird. Dies läßt sich wie folgt erläutern. Bei der offenen Schleife ergibt die Verschiebungspsannung KjP des Phasenvergleichers 8 eine Spannung KdF[6)'P am Ausgang des Schleifenfilters 9, wobei F{o) die Gleichspannungsverstärkung des Schleifenfilters 9 ist, und verursacht dadurch eine Frequenzänderung:

₀Φ = Κ,Φ

(23)

25

des spannungsgesteuerten Oszillators 7, wobei Ko die Verstärkungskonstante des Oszillators 7 ist mit der Dimension von rad./sec./Volt und K_r als die Geschwindigkeitskonslante der Schleife mit der Dimension von seV--¹ bekannt ist Außerdem weist der Oszillator 7 bereits eine Frequenzabweichung Δωο bezüglich der Taktfrequenz beim Fehlen einer Ausgangsspannung des Phasenvergleichers 8 auf, so daß die gesamte Frequenzabweichung Δω für die offene Schleife durch

A ω = A ω₀ + Κ,Φ

(24)

Φ_Λ = A ω/Κ_ν = IA ω_ο/Κ_Ύ) + Φ

(25)

35

gegeben wird. Bei der geschlossenen Schleife gibt A ω dann einen gesamten quasi-statischen Phasenfehler Φ_Λ, der durch

45

gegeben wird.

Die Verschiebungsspannung KjP des Phasenvergleichers 8 verursacht also einen zusätzlichen Phasenverschiebungsfehler Φ zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal, der durch die Formel (22) gegeben wird und, wie aus der Formel (25) hervorgeht, von der Geschwindigkeitskonstante K_r der phasenverriegelten Schleife unabhängig ist

Ein Wert des Phasenfehlers Φ, der nur von konstanten Unterschieden zwischen den Elementen des Phasenvergleichers 8 (einschließlich seines Eingangskreises) und ihren Verbindungen untereinander abhängig ist, wird keine unüberwindbaren Schwierigkeiten ergeben, da der dann konstante Wert Φ durch vorsätzliche und entsprechende Verstimmung des Oszillators 7 mit Hilfe eines Einstellkreises (»alignment circuit«) ausgeglichen werden kann, obschon die Anordnung eines derartigen Kreises mit einem ausreichenden Regelbereich hinderlich sein kann. Ernstlicher ist die Tatsache, daß in der Praxis die Unterschiede Twischen den Elementen und ihren Verbindungen untereinander nicht konstant bleiben, sondern unter dem Einfluß von Temperatur, Luftfeuchtigkeit und Altern sich ändern und daß die dadurch verursachten Änderungen ΔΦ im Phasenfehler Φ durch Nachregelung nicht ausgeglichen werden können.

Im regenerierenden Zwischenverstärker nach Fig. 1 wird die phasenverriegelte Schleife 4 dazu verwendet, die Taktfrequenz aus den empfangenen Impulssignalen zur Steuerung des Impulsregenerators 2 zurückzugewinnen. Da jeder Phasenfehler der zurückgewonnenen Taktfrequen7 einen Verlust im Signal-Rausch-Verhältnis bei der Impulsregeneration bedeutet, wird eine phasenverriegelie Schleife 4 erfordert, die einen möglichst kleinen quasi-statischen Phasenfehler G₁₀ aufweist, damit dieser Verlust innerhalb akzeptierbarer Grenzen bleibt. Im allgemeinen wird ein Wert vor. etwa 0,1 rad. als akzeptierbar betrachtet. Sogar wenn die phasenverriegelte Schleife 4 mit einem kristallstabilisierten spannungsgesteuerten Oszillator 7 versehen wird und außerdem ein hoher Wert für die Geschwindigkeitskonstante gewählt wird, mit anderen Worten in der Formel (25) das Glied (Oo)o/K_r) vernachlässigt werden darf, kann dieser niedrige Wert des quasi-statischen Phasenfehlers Gto nicht erreicht werden, und zwar infolge der Änderungen ΔΦ im Phasenverschiebungsfehler Φ, die durch die Änderungen in der Verschiebungsspannung am Ausgang des Phasenvergleichers 8 verursacht werden. Aus den Formeln (22) und (25) folgt nämlich, daß sogar, wenn der konstante Wert von Φ ausgeglichen ist, für die Änderungen ΔΦ in diesem Fall bestimmt gelten muß:

A Φ = A {RIO + D)/S)< 0,1 rad.

(26)

Da die Bezugssignale in der Praxis viel größer sind als das Eingangssignal, ergeben kleine Änderungen der Unterschiede im Detektionswirkungsgrad und der Unterschiede in der Amplitude der Bezugssignale bereits einen viel größeren Wert für ΔΦ, als nach der Formel (26) zulässig ist So ergibt beispielsweise eine Änderung um 5% des Unterschiedes im Detektionswirkungsgrad (46 = 0,025) und eine Änderung um 3% des Amplitudenunterschiedes der Bezugssignale (21Z?=O,O15) bei einem Wert R/S=5 eine Änderung von ΰΦ=0,2 rad des Phasenverschiebungsfehlers Φ.

Die obenstehenden Betrachtungen machen es einleuchtend, daß der Phasenverschiebungsfehler infolge der Spannungsverschiebung im Dioden-Phasenvergleicher ein wesentliches Hindernis für den Gebrauch einer phasenverriegelten Schleife in einem regenerierenden Zwischenverstärker für Impulssignale mit Taktfrequenzen von einigen Hundert MHz bildet Auch der "Gebrauch eines Phasenvergleichers in Form eines bekannten gegentaktgeschalteten Multiplikators mit Transistoren, der bei niedrigen Frequenzen in dieser Hinsicht günstige Eigenschaften aufweist bietet bei diesen hohen Taktfrequenzen keinen Ausweg, weil dargelegt werden kann, daß die Anforderungen der Transistoren dann die Möglichkeiten, die mit den besten

ίο

zur Zeit verfügbaren Transistoren erreichbar sind, weit überschreiten und der Phasenverschiebiingsfehler größer ist als der des beschriebenen Dioden-Phasenvergleichers.

Nach der Erfindung wird nun eine phasenverriegelte Schleife 4 erhalten, in der der Phasenverschiebungsfehler Φ infolge vun Unzulänglichkeiten in der Gegentaktschaltung des Dioden-Phasenvergleichers 8 auf sehr geringe Wer!«? verringert wird. Dazu enthält diese Schleife einen Phasenvergleicher 8, der, wie in Fig.6 dargestellt, mit einem dritten und einem' vierten Dioden-Spitzendetektor 34, 35 in Gegentaktschaltung versehen ist, die einen dritten und einen vierten Detektionsstrom erzeugen infolge des dem Oszillator 7 entnommenen Bezugssignals bzw. des Bezugssignals in Gegenphase und die zusammen eine Ausgleichsspannung Vc erzeugen, die dem Unterschied zwischen dem dritten und dem vierten Detektionsstrom proportional ist, während der Phasenvergleicher zugleich einen

ÄüsgäfigäKfcis 3S cniiiäii Zürn uiiicreimeiien Kuiiiuiriie-

fen der Detektionsspannung K/mit der Ausgleichsspannung Vc zu einer Phasenvergleicherausgangsspannung VdO die praktisch keine Verschiebungsspannung aufweist.

Was den Aufbau und die Wirkungsweise des • Eingangskreises 9 und der Dioden-Spitzendetektoren

25, 26 anbelangt, entspricht das Ausführungsbeispiel nach F i g 6 dem nach F i g. 2 völlig, während außerdem die Dioden-Spitzendetektoren 34,35 auf dieselbe Weise geschaltet sind wie die Dioden-Spitzendetektoren 25,

26. Die Spitzendetektoren 34,35 enthalten zwei Dioden 38 und 39, die gleichsinnig an die Ausgänge 10, 12 des Eingangskreises 9 und an ein Ende von zwei gleichen Parallelschaltungen aus einem Widerstand 40, 41 und einem Kondensator 42, 43 angeschlossen sind. Die anderen Enden dieser Parallelschaltungen 40,42 und 41, 43 sind miteinander verbunden, aber dieser Verbindungspunkt ist anders als bei den Spitzendetektoren 25, 26 an einem Punkt festen Potentials (Erde oder Masse) angeschlossen.

Die Wirkungsweise des Phasenvergleichers in F i g. 6 wird nun näher erläutert, wobei dieselben Voraussetzungen gemacht werde» wie beim Phasenvergleicher in F i g. 2, damit der Einfluß der Unzulänglichkeiten in der Gegentaktschaltung dargestellt werden. Das bedeutet, daß die vektoriellen Summensignale ei und ei nach den Formeln (12) und (13) den Spitzendetektoren 25 und 26 zugeführt werden, das aber die Bezugssignale r'und r" nach der Formel (10) und (11) den Spitzendetektoren 34, 35 zugeführt werden. Da die Signale, die den Spitzendetektoren 25,34 bzw. 26,35 zugeführt werden, nur dadurch voneinander abweichen, daß das Eingangssignal in dem dem Spitzendetektor 34 bzw. 35 zugeführten Signal fehlt, und da dieses Eingangssignal in der Praxis gegenüber den Bezugssignalen klein ist, darf in guter Annäherung vorausgesetzt werden, daß der EinfluB des Fehlens dieses .Eingangssignals für die beiden Spitzendetektoren 34, 35 auf gleiche Weise zu einer äußerst kleinen Verringerung des Detektionswirkungsgrades gegenüber dem der Spitzendetektoren 25, 26 zum Ausdruck gelangt

Für ihre Ausgangsspannungen V3 und V4 läßt sich dann schreiben:

+ D)

V_A = (1 - ε)«(1 - O)R(I - D)

(27)

65 die Ausgleichsspannung ^ gilt dann:

-c){ö

(29)

Dadurch, daß die Ausgleichsspannung V_c von der Detektionsspannung Vj nach der Formel (19) mit Hilfe des Ausgangskreises 36 subtrahiert wird, wird eine Phasenvergleicherausgangsspannung erhalten, die sich wie folgt schreiben läßt:

-S²/2R²)sine

(30)

2nR{e-S²l2R²)D.

Auf diese Weise führen die beschriebenen Maßnahmen zu einer wesentlichen Verringerung der Spsnnungsverschiebung am Ausgang des Phasenvergleichers nach Fig.ö und foigiich auch zu einer wesentiichen Verringerung des dadurch verursachten zusätzlichen Phasenverschiebungsfehlers Φ' zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal der phasenverriegelten Schleife nach Fig. 1. Unter denselben Bedingungen, Wie die Formel (22) aus der Formel (19) hergeleitet wurde, kann dann die nachfolgende Beziehung für den noch restlichen Phasenfehler Φ aus der Formel (30) hergeleitet werden:

(31)

wobei S²ZlR² gegenüber 1 vernachlässigt ist.

Die Unterschiede im Wirkungsgrad und in der Größe der Bezugssignale haben also einen viel geringeren Einfluß auf den Phasenfehler Φ' nach der Formel (31) als auf den Phasenfehler Φ nach der Formel (22). Dasselbe gilt auch für die Änderungen ΔΦ' in Φ' im Vergleich zu den Änderungen ΔΦ in Φ. Wird die Bedingung nach der Formel (26) auch für den Wert ΔΦ' aufgestellt und werden wieder die Werte 4(5 = 0,025, /30=0,015 und R/S= 5 gewählt, so ergibt sogar der verhältnismäßig hohe WertE = 0,l nur eine Änderung^'= 0,021 rad des Phasenfehlers Φ', so daß die Bedingung ΔΦ'<0,\ rad reichlich erfüllt worden ist

Der bereits geringe Phasenfehler Φ' kann noch weiter dadurch verringert werden, daß bei einem konstanten Verhältnis R/S die Amplituden R und 5 vergrößert werden. Für eine zunehmende Amplitude des den Spitzendetektoren zugeführten Signals steigt der Detektionswirkungsgrad nämlich immer langsamer, um sich für große Amplituden asymtopisch dem konstanten Wert 1 anzunähern, so daß bei zunehmenden Werten R und S und bei konstantem Verhältnis R/S der Wert ε immer kleiner wird. Aus der Formel (31) folgt dann, daß der Phasenfehler Φ' in diesem Fall immer kleiner wird und sich asymtopisch dem nachfolgenden Wert nähert:

Φ'= S(ö-D)HR
Für die Änderung δ Φ' gilt dann:
δΦ' =

wobei ε um eine Größenordnung kleiner ist als 1. Fur (32)

(33)

Im Vergleich zu der Formel (26) sind dann die Einflüsse der Änderungen des Unterschiedes im Detektionswirkungsgrad (Δδ) und der Änderungen des Amplitudenunterschiedes zwischen den Bezugssignalen (Δύ auf die Änderungen des Phasenfehlers (ΔΦ")

kleiner geworden, und zwar um einen Faktor S¹IlR²; bei dem bereits erwähnten Wert Ä/5=5 hat dieser Faktor den Wert 50. Wenn das Fehlen des Eingangssignal? in dem den Spitzendetektoren 34,35 in F i g. 6 zugeführten Signalen zu einem verhältnismäßig großen Wert für die Verringerung des Detektionswirkungsgrades gegenüber dem Detektionswirkungsgrad der Spitzendetektoren 25, 26 führt, kann auf diese Weise immer ein jenügend kleiner Wert des Phasenfehlers Φ' sowie der Änderungen ΔΦ' erhalten werden, indem die Amplituden des Bezugssignals und des Eingangssignals vergrößert und das Amplitudenverhältnis konstant gehalten werden.

Bei den obenstehenden Betrachtungen ist vorausgesetzt worden, daß die Dioden 27, 28, 38, 39 in Fig. 6 Übereinstimmen. Da hier die benutzten Schottky-Barfier-Dioden zur Zeit als ein in einem Halbleiterkörper integrierter Vierersatz verfügbar sind, kann eine gute Übereinstimmung in der Praxis durchaus gewährleistet wcfucfi.

Der Ausgangskreis 36 kann auf mehrere bekannte Weisen ausgebildet werden, wobei die einzige wichtige Anforderung ist, daß die erforderliche differentielle Kombination der Detektionsspannung Vi und der Ausgleichsspannung V_c durch Unzulänglichkeiten im Ausgangskreis 36 selbst nicht verschlechtert wird. Da die zu verarbeitenden Spannungen niederfrequent sind im Vergleich zu der Taktfrequenz, kann der Ausgangskreis 36 leicht mit Hilfe bekannter Transistorschaltungen, die in dieser Hinsicfc* ihre Zuverlässigkeit 'weitgehend gezeigt haben, verwirklicht werden. F i g. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines derartigen Ausgangskreises. Dieser Kreis enthält zwei Transistoren 44, 45, deren Emitterelektroden an eine erste Stromquelle 46 und deren Kollektorelektroden über zwei gleiche Widerstände 47, 48 an einen Punkt festen Potentials (Erde oder Masse) angeschlossen sind. Die Basiselektroden der Transistoren 44, 45 sind über zwei gleiche Widerstände 49, 50 an den Ausgang des dritten Spitzendetektors 34 bzw. des ersten Spitzendetektors

25 in Fig.6 angeschlossen und erhalten also die Spannungen Vj bzw. Vj. Weiter enthält der Kreis in Fig.7 zwei Transistoren 51, 52, deren Emitterelektroden an eine zweite Stromquelle 53 und deren Kollektorelektroden über dieselben Widerstände 47,48 wie für die Transistoren 44, 45 an den Punkt festen Potentials angeschlossen sind, aber dann derart, daß der Widerstand 47 mit den Kollektorelektroden der Transistoren 44, 52 und der Widerstand 48 mit den Kollektorelektroden der Transistoren 45,51 verbunden ist- Die Basiselektroden der Transistoren 51, 52 sind über zwei gleiche Widerstände 54,55 desselben Wertes wie die Widerstände 49,50 an den Ausgang des vierten Spitzendetektors 35 bzw. des zweiten Spitzendetektors

26 in Fig.6 angeschlossen und erhalten also die Spannungen Vi bzw. Vj. Die mit den Transistoren verbundenen Enden der Widerstände 47,48 sind an die Ausgänge 56, 57 angeschlossen, zwischen denen eine Spannung AdVO auftritt, wobei A₁/der Verstärkungsfaktor des Ausgangskreises ist und V₀ durch die untenstehende Gleichung gegeben wird:

V₀ = Vi-V₂-V₃

(34)

wozu auf Grund der Formeln (18), (29) und (30) gilt: V₀ = V_d-V_c= V_dc (35)

Der Verstärkungsfaktor Ac/entspricht dem der beiden Gegentaktverstärker, wobei vorausgesetzt ist, daß die Transistoren 44, 45 und 51,52 übereinstimmende Paare bilden und etwaige geringfügige Unterschiede zwischen den Paaren durch eine entsprechende verschiedene Einstellung der Stromquelten 46,53 nicht Z" U-nteVschieden zwischen den Verstärkungsfaktoren der beiden Gegentaktverstärker führen. Selbstverständlich können die Spannungen V₂ und V₃ in Fig.7 umgetauscht

ίο werden, so daß Vj an der Basis des Transistors 44 und V3 an der Basis des Transistors 52 liegt, ohne daß dieser Austausch die Spannung zwischen den Ausgängen 56, 57 beeinflußt. Welche Anschlußart bevorzugt wird, hängt ab von der Art und Weise, wie in Fig.6 die Dioden zu gut übereinstimmenden Paaren kombiniert werden, wenn geringfügige Unterschiede zwischen den Dioden vorhanden sind.

Auf diese Weise ermöglicht es die Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen, den Phasenverschie-Bungsfehier infoige von Unzulänglichkeiten in der Gegentaktschaltung des Phasenvergleichers auf ein Minimum zu verringern, wodurch in der phasenverriegelten Schleife sehr niedrige Werte des gesamten quasi-statischen Phasenfehlers erreicht werden können, sofern durch einen guten Entwurf der Schleife der andere Beitrag {Δωο/Κ_ν) zu diesem Fehler klein genug gemacht wird. So hat es sich beispielsweise herausgestellt, daß bei einer praktischen Ausbildung des Zwischenverstärkers in F i g. 1 für Impulssignale mit einer Taktfrequenz von 420 MHz, wobei in der phasenverriegelten Schleife 4 ein Phasenvergleicher nach F i g. 6 verwendet worden ist, ein gesamter quasi-statischer Phasenfehler kleiner als 0,1 rad leicht erreicht werden kann.

Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 und F i g. 6 sind die Spitzendetektoren 25, 26 im Phasenvergleicher auf dieselbe Art und Weise geschaltet wie im Phasendiskriminator des bekannten Foster-Seeley-FM-Diskriminators, und dasselbe gilt für die Spitzendetektoren 34,35 in F ig. 6.

Auch bei anderen Ausführungsformen des Dioden-Phasenvergleichers 8 in der phasenverriegelten Schleife 4 nach F i g. 1 können die erfindungsgemäßen Maßnahmen angewandt werden. Als Beispiel zeigt F ■ ·». 8 eine

Abwandlung nach F i g. 6, wobei die Spitzendetektoren 25, 26 und 34, 35 auf dieselbe Art und Weise geschaltet worden sind wie im bekannten Ratio-Detektor, der bei Empfängern oft angewandt wird.

In F i g. 8 sind die Dioden 27,38 im gleichen Sinne wie in Fig.6 an den Ausgang 10 des Eingangskreises 9 angeschlossen, aber die Dioden 28,39 sind im Vergleich zu F i g. 6 entgegengesetzt gepolt an den Ausgang 12 des Eingangskreises 9 angeschlossen, so daß auch die Polarität der zugehörigen Vorspannungsquelle umge-

kehrt werden muß. In den Spitzendetektoren 25,26 sind die Dioden 27, 28 über zwei gleiche reihengeschaltete Kondensatoren 59, 60 miteinander gekoppelt, deren Verbindungspunkt 58 an ein Ende einer Parallelschaltung eines Widerstandes 61 und eines Kondensators 62 angeschlossen ist, wobei das andere Ende dieser Parallelschaltung 61, 62 an den Ausgang 11 des Eingangskreises 9 angeschlossen ist Die zwei Kondensatoren 59, 60 sind durch zwei gleiche Widerstände 63, 64 überbrückt, damit ein geschlossener Gleichstromweg

für jeden der Spitzendetektoren 25, 26 erhalten wird.

Infolge der Umpolung der Diode 28 tritt am 61 eine Detektionsspannung VJ auf, die dem Unterschied zwischen den Detektionsströmen DronortionaL

jedoch kleiner als die Detektionsspannung Va des äquivalenten Phasenvergleichers in F i g, 6 ist Auf gleiche Weise sind in den Spitzendetektoren 34, 35 die Dioden 38, 39 über zwei gleiche reihengeschaltete Kondensatoren 66, 67 miteinander gekoppelt, deren Verbindungspunkt 65 an ein Ende einer Parallelschaltung eines Widerstandes 68 und eines Kondensators 69 angeschlossen ist, wobei das andere Ende dieser Parallelschaltung 68, 69 jedoch an einen Punkt festen Potentials (Erde oder Masse) angeschlossen ist. Die zwei Kondensatoren 66, 67 sind durch zwei gleiche Widerstände 70,71 überbrückt, damit ein geschlossener Gleichstromweg für jeden der Spitzendetektoren 34,35 erhalten wird. Am Widerstand 68 tritt dann eine Ausgleichsspannung V/ auf, die dem Unterschied

zwischen den Detektionsströmen proportional, abei kleiner als die Ausgleichsspannung Vc des äquivalenter Phasenvergleichers in F i g. 6 ist Im Ausgangskreis 3f v/erden die Spannungen Vd und V_c' differentiell zu einei Phasenvergleicherausgangsspannung Vdc kombiniert die im Vergleich zu F i g. 6 ebenfalls kleiner ist

In der Wirkungsweise gibt es keine wesentlicher Unterschiede zwischen den Phasenvergleichern ir Fig.6 und Fig.8. In der Praxis wird jedoch dei Phasenvergleicher nach F i g. 6 dem aus F i g. 8 vorgezo gen, u. a. wegen der in F i g. 8 auftretenden Verringe rung der Spannungen gegenüber denen in Fig.6 unc der weniger einfachen praktischen Ausbildung de Eingangskreises nach Fig.8, die zwei Vorspannungs quellen entgegengesetzter Polarität enthält

Hier/u 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Phasenverriegelte Schleife, die mit einem eine Bezugsfrequenz erzeugenden spannungsgesteuerten Bezugskreis, einem Phasenvergleicher, der eine vom Unterschied der Phasen eines Eingangssignals und eines dem Bezugskreis entnommenen Bezugssignals abhängige Ausgangsspannung abgibt, und mit einem Schleifenfilter versehen ist, das an den Phasenvergleicher angeschlossen ist und die Ausgangsspannung zur Regelung der Bezugsfrequenz dem Bezugskreis zugeführt, wobei der Phasenvergleicher einen Eingangskreis, in dem das Bezugssignal mit dem Eingangssignal zu einem ersten vektoriellen _ts Summensignal und das Bezugssignal in Gegenphase mit dem Eingangssignal zu einem zweiten vektoriellen Summensignal verknüpft sind, sowie einen ersten und einen zweiten Dioden-Spitzendetektor in Gegenta^tschaltung enthält, die einen ersten und einen zweiten Detektionsstrom in Abhängigkeit des ersten bzw. des zweiten Summensignals erzeugen, wobei der erste und zweite Spitzendetektor derart zusammengeschaltet sind, daß sie eine Detektionsspannung erzeugen, die dem Unterschied zv/ischen dem ersten und dem zweiten Detektionsstrom proportional ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenvergleicher (8) einen dritten und einen vierten Dioden-Spitzendetektor (34 bzw. 35) in Gegentaktschaltung enthält, die einen dritten und einen vierten Detektionsstrom erzeugen, die allein vom Bezugssignal (r') bzw. von Bezugssignal in Gegenphase (r") al.hänge), wobei der dritte und vierte Dioden-Spitzeniefektor derart zusammengeschaltet sind, daß sie eine z< eite Detektionsspannung erzeugen, die dem Unterschied zwischen dem dritten und vierten Detektionsstrom proportional ist, und daß der Phasenvergleicher (8) außerdem einen Ausgangskreis (36) enthält, in dem die zweite Detektionsspannung (V_c) als Ausgleichsspannung von der ersten Detektionsspannung (Vp) vektoriell substrahiert wird.

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   Die Erfindung bezieht sich auf eine pahsenverriegelte Schleife nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs. In den meisten Anwendungsbereichen ist der Bezugskreis ein spannungsgesteuerter Oszillator, wobei die phasenverriegelte Schleife dazu verwendet wird, die Oszillatorfrequenz der Frequenz des Eingangssignals genau gleich zu machen. Es gibt jedoch auch Anwendungsgebiete, bei denen der Bezugskreis von einem passiven Resonanzkreis mit einem spannungsgesteuerten Element, meistcns einem Kondensator, gebildet wird, wobei die phasenverriegelte Schleife dazu verwendet wird, den Unterschied zwischen der Resonanzfrequenz und der Frequenz des Eingangssignals möglichst klein zu machen. go

   Die eingangs beschriebene phasenverriegelte Schlei-. (e ist bekannt aus »Internationale Elektronische Rundschau« 1967, Nr. 6, S. 153 bis 156 und benutzt einen bekannten Typ eines balancierten Phasenvergleichers, der mit Dioden Versehen ist, U. a. weil der Frequenzbereich, in dem die gewünschten Eigenschaften beibehalten werden, für Dioden im allgemeinen größer ist als der für vergleichbare Transistoren, In der Praxis stellt es sich heraus, daß die Ausgangsspannung dieses Phasenvergleichers nicht ausschließlich durch den Unterschied in der Phase zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssignal bestimmt wird, sondern auch durch Unzulänglichkeiten in der Balance infolge Unterschriften und den Elementen, insbesondere in den Dioden, Unterschiede in der Größe und der Form zwischen den um jrrad, phasenverschobenen Bezugssignalen und infolge des sich ändernden Eingangssigruls. Diese Einflüsse gelangen in der Ausgangsspannung des Phasenvergleichers durch eine schwankende Verschiebungsspannung (»offset voltage«) zum Ausdruck, die bei einem Phasenunterschied Null zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugtsignal nicht verschwindet. Diese Verschiebungsspannung verursacht ihrerseits einen zusätzlichen Phasenverschiebungsfehler (»phase offset error«) zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssigna]. In vielen Anwendungsbereichen werden an den quasi-statischen Phasenfehler zwischen dem Eingangssignal und dem Bezugssigna] keine besonderen Anforderungen gestellt, zu welchem Fehler der zusätzliche Phasenverschiebungsfehler in wesentlichem Maße beiträgt, und dadurch darf dieser zusätzliche Phasenverschiebungsfehler beim Entwurf der phasenverriegelten Schleife vernachlässigt werden.

   Für manche Anwendungsbereiche stellt es sich jedoch in der Prs iis heraus, daß es ein Bedürfnis gibt nach einer phasenverriegelten Schleife mit einem möglichst kleinen gesamten quasi-statischen Phasenfehler. Dies ist insbesondere der Fall bei Übertragungssystemen für synchrone Impulssignale, wobei die Taktfrequenz aus den empfangenen Impulssignalen zur Impulsregeneration zurückgewonnen wird. Damit der Verlust an Signal-Rauschverhältnis bei der Impulsregeneration innerhalb akzeptierbarer Grenzen gehalten wird, darf der gesamte quasi-statische Phasenfehler in diesem Fall einen Wert von ca. 0,1 rad. nicht überschreiten. Es stellt sich in der Praxis heraus, daß dieser niedrige Wert nicht erreicht werden kann, sogar wenn die bekannte Technik zur Verringerung des quasi-statischen Phasenfehlers durch Vergrößerung der Geschwindigkeitskonstante der phasenverriegelten Schleife angewandt wird.

   Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine phasenverriegelte Schleife der eingangs erwähnten Art zu schaffen, in der der Phasenverschiebungsfehler infolge von Unzulänglichkeiten in der Balance des Phasenvergleichers auf ein Minimum verringert wird und äußerst niedrige Werte des gesamten quasi-statischen Phasenfehlers erreicht werden können, wodurch diese pahsenverriegelte Schleife sich zur Rückgewinnung der Taktfrequenz aus synchronen Impulssignalen mit sehr hohen Taktfrequenzen eignet.

   Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs angegebenen Maßnahmen gelöst.

   Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

   F i g. I ein Blockschaltbild eines regenerierenden Zwischenverstärkers für synchrone Irnpulssignale, wobei eine phasenverriegelte Schleife verwendet wird zur Rückgewinnung der Taktfrequenz,

   F i g. 2 den Aufbau eines bekannten Phasenverglei* chers, der in der phasenverriegelten Schleife nach F i g. 1 verwendet werden kann,

   Fig,3 und 4 eine mögliche Ausführungsform des Eingangskreises des Phasenvergleichers nach F i g. 2,