DE2311184A1 - Messtechnischer detektor - Google Patents

Description

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572-20.286P

J. März 1973

SUNDSTRAND DATA CONTROL. Inc.

Meßtechnischer Detektor

tjneß technischen Die Erfindung betrifft einengetektor zur Erfassung

der Differenz des Impedanzwertes von zwei Impedanz-Bauelementen.

Es ist allgemein üblich, eine physikalische Größe durch ihre Einwirkung auf einen elektrischen Fühler oder Meßwertumformer zu erfassen bzw. zu messen. Eine Schaltung zur Umsetzung der Einwirkung auf einen Fühler in einen Strom oder eine Spannung verwendet bei Anwendungen, die eine große Genauigkeit und Zuverlässigkeit erfordern, oft eine Form einer Diodenbrücke, bei der das Ausgangssignal von der Differenz oder dem Verhältnis von zwei Impedanz-Bauelementen abhängt, von denen eines bzw. beide sich

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in Übereinstimmung mit dem zu messenden physikalischen Zustand verändert bzw. verändern. Ein Differentialkondensator mit zwei Abschnitten, von denen der eine in der Kapazität zunimmt, während der andere abnimmt, wird oft als Impedanz-Bauelement verwendet, das auf den zu messenden Zustand anspricht. (Beispiele für derartige Detektorschaltungen sind in den US-PS 2 766 ^28, 3 012 192 und 3 318 153 enthalten.) Bei jeder dieser bereits entwickelten Schaltungen wird das Ausgangssignal als Unterschied zwischen den Strömen festgesetzt, die in den Schaltungen während abwechselnden HaIbperioden fließen. Derartige Detektoren liefern genaue Ergebnisse, solange die Signalform der Erregerspannung symmetrisch oder identisch mit abwechselnden Halbperioden ist. Vom Standpunkt der Praxis aus betrachtet erfordert dies eine ausgereifte und teure Oszillatorschaltung, um symmetrische Signalformen zu erhalten, insbesondere wenn die Schaltung in einem ausgedehnten Temperaturbereich arbeiten soll. Weiterhin erfordern die bisherigen Brückenschaltungen angepaßte Dioden, die die Kosten erhöhen.

Die vorliegende Erfindung zeichnet sich durch einen Detektor aus, der zwei Schaltungen aufweist, die von einer Wechselstromquelle mit zwei Ausgängen gespeist werden, die um i80 phasenverschoben sind. Die beiden Impedanz-Bauelemente sind in den Schaltungen mit den Ausgängen der Quelle und über Dioden mit einer gemeinsamen Last verbunden. Die Schaltungen leiten gleichzeitig, aber die Ströme fließen in entgegengesetzten Richtungen und werden in der Last addiert, wobei der Differenzstrom die Unsymmetrie oder die Differenz zwischen den Impedanz-Bauelementen angibt.

Insbesondere umfaßt die Quelle vorzugsweise einen Um-

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setzer oder Transformator einschließlich eines Transformatorausganges mit zwei identischen Wicklungen, wobei eine der Wicklungen mit jeder der Schaltungen verbunden ist.

Weiterhin zeichnet sich die vorliegende Erfindung dadurch aus, daß die Impedanz-Bauelemente reaktiv sind, und daß die Detektorschaltung weiterhin zwei weitere Dioden aufweist, die mit der Quelle und den Impedanz-Bauelementen verbunden sind und während der Halbperiode leiten, in der kein Strom durch die Last fließt, um die Impedanz-Bauelemente im entgegengesetzten Sinn zu entladen und wieder aufzuladen.

Eine Weiterbildung der Erfindung besteht auch darin, daß eine zweite Last mit den beiden weiteren Dioden verbunden ist, um den durch sie fließenden Strom zu addieren, und daß eine Ausgangsschaltung mit den beiden Lasten verbunden ist.

Schließlich besteht eine Weiterbildung der Erfindung auch noch darin, daß die Zeitkonstante der Schaltung von jedem der reaktiven Impedanz-Bauelemente und der Last kleiner ist als die Periode der Wechselstromquelle.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 2 Spannungs- und Strom-Signalformen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung;

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Fig. 3 eine Schaltung eines anderen Ausführungsbeispiels der Detektorschaltung mit einer doppelten Last;

Fig. h eine mit einem Differenzverstärker in einem

Servo-Meßsystem verbundene Detektorschaltung; und

Fig. 5 eine Anordnung mit bevorzugten Transformatorwicklungen.

Der erfindungsgemäße Detektor kann entweder mit mit einem Widerstand behafteten oder mit reaktiven Impedanzen betrieben werden, um eine Verschiebung des einen Bauelementes in bezug auf das andere zu messen. Eine gemeinsame Verwendung besteht in der Messung einer Kraft in einem Servo-Beschleunigungsmesser, der mit einem Differentialkondensator-Impedanz-Bauelement versehen ist. (Beispiele für derartige Systeme sind in den oben genannten US-Patentschriften enthalten.) Andere Verwendungen von einem Detektor zur elektrischen Erfassung einer Lage oder Bewegung werden im folgenden erläutert:

In Fig. 1 hat ein Differentialkondensator 10 zwei feste Platten 11 und 12 und eine bewegliche Platte 13» die mechanisch auf den zu erfassenden Zustand anspricht. Die bewegliche Platte 13 bildet einen ersten Kondensator 14 mit der festen Platte 11 und einen zweiten Kondensator 15 mit der festen Platte 12. Eine Bewegung der Platte 13 gegen die Platte 11 vergrößert die Kapazität des Kondensators Ik und verkleinert die Kapazität des Kondensators 15· Eine Bewegung der Platte 13 gegen die Platte 12 hat die entgegengesetzte Wirkung.

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Eine Wechselstromquelle, wie beispielsweise ein Oszillator, hat zwei Ausgangswicklungen 17 und 18, die die Sekundärwicklungen eines Koppeltransformators sein können.
Eine erste von zwei Schaltungen umfaßt den Kondensator 1*1,
die Quellenwicklung 17 und eine Diode 20. Eine zweite
Schaltung umfaßt den Kondensator 15» die Quellenausgangswicklung 18 und eine Diode 21. Eine gemeinsame Last oder
ein Verbraucher, nämlich ein Widerstand 22 und ein Filterkondensator 23» ist mit den beiden Schaltungen am Knotenpunkt der Dioden 20 und 21 verbunden und zur gemeinsamen
Platte 13 des Differentialkondensators 10 zurückgeführt,
wobei der Punkt auch mit einem geeigneten elektrischen Bezugspotential, wie beispielsweise Erde 25, verbunden sein
kann.

Die Dioden 20 und 21 sind so gepolt, daß sie den Strom zum Lastwiderstand 22 in entgegengesetzten Richtungen leiten. Die Ausgangswicklungen 17 und 18 der Wechselstromquelle sind in Phase gebracht, wie dies durch kleine Kreise in der Zeichnung angedeutet ist, so daß die erste und zweite Schaltung gleichzeitig während einer Halbperiode der Periode der Quelle leiten. Die Ausgangswicklungen 17 und 18 haben gewöhnlich gleiche Spannungen. Der durch die erste Schaltung

fließende Strom, der durch einen Pfeil Ι_η?ο angedeutet ist, hat eine Amplitude, die durch die Größe des Kondensators Ik bestimmt ist. Der durch die zweite Schaltung fließende Strom I_₂₁ wird durch die Größe des Kondensators 15 bestimmt. Die beiden Ströme werden im Lastwiderstand 22 summiert, und der sich in der Last ergebende Widerstand stellt den Unterschied zwischen den Kondensatoren oder die relative Größe der Kondensatoren 14 und 15 dar. Während der Halbperiode, die entgegengesetzt zu der Halbperiode ist, während der die Dioden

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20 und 21 leiten, leiten die Dioden 27 und 28, wobei die Kondensatoren 1Ί· und 15 entladen und schnell mit der entgegengesetzten Polarität für die nachfolgende Halbperiode des Betriebs wieder aufgeladen werden.

In einer besonderen Schaltung kann das Erregersignal von der Wechselstromquelle eine Frequenz in der Größenordnung von 8 - 10 MHz aufweisen. Jeder der Abschnitte 14 und 15 des Differentialkondensators 10 hat einen Nennwert von 30 pF bei einer in der Mitte gelegenen Platte 13. Die Werte des Lastwiderstandes 22 und des Filterkondensators 23 werden zuerst durch die Ausgangsimpedanz- und Filter-Kennlinien bestimmt, die gewünscht werden.

In einem Servo-Meßsystem wird das Ausgangssignal des Detektors dazu verwendet, um das bewegliche Kondensatorelement 13 zurück in seine neutrale Nennstellung zu steuern. Der Ansteuer- oder Nachgleichstrom in einem Servosystem ist ein Maß der erfaßten Kraft. Bei einem derartigen System sind die einzelnen Schaltungsströme im wesentlichen gleich und fließen so durch die Kondensator- und Diodenschaltungen, daß ein verhältnismäßig kleiner Netzstrom durch die Last fließt. Im Ergebnis wird der Strom in jeder der einzelnen Schaltungen zunächst durch die Quellenspannung und die Impedanz des erfassenden Kondensators bestimmt. Die Ströme eilen der angelegten Spannung um ungefähr 90 voraus.

Die Beziehungen zwischen den Strömen sind in der Fig. 2 dargestellt. Sie stellen einen abgeglichenen Zustand der Schaltung der Fig. 1 dar. Das Spannungssignal. 30 mit einem Spitzenwert V von der Quellenwicklung 17 wird in die Schaltung des Kondensators lh eingespeist. Da sich die

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231118Λ

Spannung am Ende der Wicklung 17_t die mit der Kondensatorplatte 11 verbunden ist, mit positiver Geschwindigkeit verändert, wird die Spannung des Anschlusses der Wicklung 17» die mit der Kathode der Diode 20 verbunden ist, negativ, und der Strom wird über die Leitung 20 und die Lastschaltung gelegt, um den Kondensator lk aufzuladen. Während der gleichen Zeitperiode speist die Ausgangswicklung 18 das entgegengesetzte Potential, nämlich ein Signal 31. in die Kondensatorplatte 12 und die Anode der Diode 21, so daß der Strom in entgegengesetzter Richtung durch die Last fließt, um den Kondensator 15 aufzuladen. Während der übrigen Halbperioden der Quelle leiten die Dioden 27 und 28, und die Spannungen an den Kondensatoren 14 und 15 werden umgekehrt. Der Strom während dieser Halbperiode fließt nicht durch die Last.

Die Kurven 30 und 31 stellen die eingespeiste Spannung dar, die als Funktion der Zeit aufgetragen ist und einen gleichen Spitzenwert V aufweist. Die Ströme sind kapazi-

tiv und eilen der Spannung um 90 voraus. Wenn daher das Spannungssignal 30 eine positive Spitze aufweist und abzufallen beginnt, dann ist die Diode 20 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Das Signal 32 stellt den Strom dar, der in der Schaltung der Diode 20 fließt. Der Beginn der Leitung der Diode 20 wird verzögert, bis die Spannung um einen Betrag abnimmt, der zwei Durchlaß-Dioden-Spannungsabfällen entspricht, die durch den Winkel θ dargestellt ist. Der Winkel der Stromleitung beträgt dann während jeder Halbperiode Ίί - θ.

Auf ähnliche Weise stellt ein Signal 33 den Strom durch die Diode 21 dar. Stromsignale "}h und 35 stellen

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jeweils die durch die Dioden 27 und 28 während der Halbperiode der Quelle fließenden Ströme dar, die entgegengesetzt zur Leitung durch den Lastwiderstand 22 ist. Während des für die Signale der Fig. 2 angenommenen abgeglichenen Zustandes ist der Netz-Lastform, nämlich das Signal 36 "Null".

Die Hauptfehlerquelle bei den bereits entwickelten Schaltungen beruht darauf, daß die unterschiedlichen Teile der Schaltung während der Periode des bestehenden Stromes zu verschiedenen Zeiten leiten. Jeder Unterschied in der Signalform der Erregerströme während dieser verschiedenen Zeiten, wie beispielsweise aufgrund eines Klirrfaktors, bewirkt einen Unterschied in den gemessenen Strömen, der nicht auf einer Unsymmetrie in den Impedanz-Bauelementen beruht. Da das Ausgangssignal des Detektors ein kleines Signal ist, das die Differenz von zwei großen Signalen ist, hat selbst eine kleine asymmetrische Störung im Erregerstrom eine bedeutende Einwirkung auf das Ausgangssignal. Es ist sehr schwierig, einen Oszillator anzugeben, der in seiner Signalform über einem weiten Temperaturbereich eine genaue Symmetrie beibehält und nicht durch die Alterung der Bauelemente der Schaltung gestört wird.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung sind die Erregerströme von den Quellenwicklungen 17 und 18 genau komplementär zueinander. Dadurch wird die Hauptfehlerquelle ausgeschlossen.

Eine zweite Fehlerquelle beruht auf einer Unsymmetrie oder einer Differenz im Durchlaß-Spannungsabfall der Dioden 20, 21, 27, 28. Bei den meisten Halbleiterdioden hat das

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Durchlaß-Übergangs-Potential einen großen negativen Temperaturkoeffizienten. In anderen Schaltungen, in denen die Dioden nicht an die Temperaturkoeffizienten angepaßt sind, wird die Stabilität der Schaltung durch die Temperatur beeinflußt. In diesem Fall beruht die einzige Einwirkung des Dioden-Spannungsabfalles auf dem Leitungswinkel der beiden Schaltungen. Der Winkel θ ist üblicherweise kleiner als 10 , Da sich die Sinusfunktion in der Nähe der Spitzenspannung nur langsam verändert, ist der Strom klein, und jede Differenz in den Dioden-Spannungsabfällen hat eine kleine Einwirkung auf den sich ergebenden Strom. Der hierauf beruhende Fehler ist wesentlich kleiner als bei den bereits entwickelten Schaltungen.

Die Ausgangsspannung der in der Fig. 1 dargestellten Schaltung kann in Termen von anderen Schaltungsparametern durch die folgende Gleichung angegeben werden:

^E0 = ^2Vm^fRL

mit E_Q = Ausgangsspannung,

f = Frequenz,
= Lastwider
= Differenz zwischen den Kondensatoren Tk und 15·

V = Spitzenwert der Spannung,
m

R. = Lastwiderstand, und

Der Verstärkungsfaktor ist in Termen der Ausgangsspannung für eine Abweichung des Kondensators aus dem abgeglichenen Zustand verglichen mit den bereits entwickelten Schaltungen verhältnismäßig hoch. Diese Eigenschaft ist von Bedeutung, da Offset- oder Abweichungsfehler in mit dem Ausgang des Detektors (als Servo-Verstärker) verbundenen

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Schaltungen proportional zum Verstärkungsfaktor der Detektorschaltung verringert werden. Wenn der Verstärkungsfaktor hoch ist, kann ein weniger aufwendiger Verstärker verwendet werden.

In Fig. 3 ist ein gegenüber dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 abgewandeltes Beispiel dargestellt, bei dem der Verstärkungsfaktor verdoppelt ist. Dabei sind in der Fig. sich entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie in der Fig. 1. Die in der Fig. 3 dargestellte Schaltung weicht von der in der Fig. 1 gezeigten Schaltung durch eine zweite Last, einen Widerstand 40 und einen Kondensator 4i ab, die zwischen dem Knotenpunkt der Dioden 27, 28 und Erde 25 liegt. Die Ströme Ι_β27 und I_D2g» ^die während der Halbperiode auftreten, in der die Dioden 20, 21 in Sperrichtung vorgespannt sind, fließen und werden im Widerstand kO addiert. Die Spannung über dem Widerstand kO ist symmetrisch, jedoch im Vorzeichen entgegengesetzt zur Spannung über dem Lastwiderstand 22. In Fig. 3 wird das Ausgangssignal über beiden Lastwiderständen 22 und kO erhalten, wobei ein Signal erzeugt wird, das in bezug auf Erde abgeglichen ist und doppelt so groß ist wie das Ausgangssignal der in der Fig. 1 dargestellten Schaltung.

Das abgeglichene Differenz-Ausgangssignal der Fig. 3 ist insbesondere als Eingangssignal in einen Differenz-Operationsverstärker geeignet, wie dieser in Fig. k dargestellt ist. Wiederum sind sich entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie in den Fig. 1 und 3. Ein Oszillator kk, der das Erregersignal für den Detektor erzeugt, hat einen Ausgangstransformator 45, dessen Sekundärseite die Wicklungen 17 und 18 bilden. Der über

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den Lastwiderständen 22 und 40 vorhandene Differenz-Ausgang ist über Serienwiderstände 47, 58 mit den Eingängen eines Differenz-Operationsverstärkers 49 verbunden. Die Ausgangsspannung des Verstärkers tritt über Anschlüssen 50, 51 auf.

In einem Servo-Meßsystem ist ein Ausgang des Verstärkers 49 über eine geeignete Rückkopplungseinrichtung, die schematisch durch eine Strichlinie 52 angedeutet ist, mit der beweglichen Kondensatorplatte 13 verbunden, um diese in ihrer abgeglichenen Stellung zu halten. Geeignete Drehmoment-Rückkopplungseinrichtungen sind für einen Beschleunigungsmesser bereits entwickelt worden.

Die physikalische Beziehung der Wicklungen des Oszillator-Ausgangstransformators 45 beeinflußt die Symmetrie bzw. den Abgleich des Systems, der insbesondere dann auftritt, wenn mit Frequenzen gearbeitet wird, bei denen die Streukapazität im Transformator im Vergleich zu den Impedanzen in der Detektorschaltung von Bedeutung ist. Die Primärwicklung des Transformators 45 hat, wie es für einen Oszillator Üblich ist, zwei Abschnitte 55, 56 mit einem Mittelabgriff 571 der geerdet ist. Der Rückkopplungsabschnitt 57 der Wicklung kann ein Wicklungsverhältnis von 1 : 10 zum Abschnitt 55 aufweisen. Auf der Primärseite des Transformators tritt die maximale Veränderung der Spannung am oberen Anschluß 59 des Abschnittes 55 der Primärwicklung auf. Die Streukapazität von diesem Anschluß auf die Anschlüsse der Sekundärwicklungen beeinflußt den Betrieb der Schaltung.

Es wird ein Transformator mit einem ringförmigen Kern

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62 (Fig. 5) betrachtet. Die Primär-Wicklungsabschnitte 55, 56 nehmen ungefähr eine Hälfte des Kernes ein. Wenn die Sekundärwicklungen 17, 18 doppelfädig oder bifilar gewikkelt sind, was üblich ist, wenn gleiche Ausgangssignale gewünscht sind, dann wird das Ende von einer Sekundärwicklung, die physikalisch neben dem Anschluß 59 der Primärseite liegt, mit einem Abschnitt des Differential-Abtastkondensators 10 verbunden, während das entsprechende Ende der anderen Sekundärwicklung mit der Dioden-Brückenschaltung verbunden ist. Diese Streukapazitäten sind in der Fig. h durch Strichlinien 63, 6h angedeutet. Diese Streukapazitäten oder verteilten Kapazitäten 63, 6h sind im wesentlichen gleich, aber die Impedanz zur Erde über den Abschnitt des Differentialkondensators ist in der Größenordnung etwa zehnmal so groß wie die Impedanz zur Erde durch die Diodenbrücke und die Last, was durch Strichlinien 65 angedeutet ist. Dies bewirkt, daß nicht abgeglichene Spannungen in die Sekundärschaltungen über die verteilten Kon densatoren oder Streukapazitäten 63, 6h gekoppelt sind. Die Unsymmetrie kann teilweise kompensiert werden, in dem in die Schaltung abgleichende Bauelemente eingefügt wer den. Dies ist jedoch keine zufriedenstellende Lösung, da kein genauer Abgleich erhalten werden kann. Weiterhin ist das erforderliche Abgleichverfahren aufwendig.

Wenn jedoch die Sekundärwicklungen 17 und 18 getrennt um den Kern 72 in entgegengesetzten Richtungen gewickelt sind, wobei eine Wicklung die andere überlagert, dann wird die Unsymmetrie ausgeschlossen. Die Sekundärwicklungen wer den physikalisch in bezug auf die Primärwicklung abgeglichen, in dem der Abstand zwischen jeder Sekundärwicklung und der Primärwicklung der gleiche ist. Die physikalische

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Beziehung der Sekundärwicklungen ist schematisch in der Fig. 5 dargestellt, in der die Spule 17 durch eine erste Linie und die Spule 18 durch eine zweite Linie mit unterschiedlicher Strichstärke dargestellt sind, um sie visuell zu unterscheiden. Die Spule 17 ist in der gleichen Richtung gewickelt wie der Primärwicklungsabschnitt 55, während die Spule 18 in der entgegengesetzten Richtung gewickelt ist. Die Streukapazität vom Anschluß 59 zur Wicklung 18 ist durch 68 (Fig. k) zum Anschluß der Wicklung 18 dargestellt, der mit der Diodenbrücke und der Last verbunden ist, während die Streukapazität 6k der Wicklung 17 zugeordnet ist. Die Impedanz 66 bei diesem Punkt ist im wesentlichen gleich zur Impedanz 64. Die auf Streukapazitäten beruhenden Ströme stören nicht die Symmetrie der Schaltung.

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Claims (1)

1. 4* eingängen

   Patentansprüche

   . Me 13technischer.
   TY t e k t ο ir zur Erfassung der Differenz des Impedanzwertes von zwei Impedanz-Bauelementen, gekennzeichnet durch

   eine Wechselstromquelle mit zwei Ausgängen (17» 18) mit entgegengesetzten Phasen,

   zwei Schaltungen (17, 20; 18, 21 ), von denen eine mit jedem der Ausgänge der Quelle verbunden ist,

   einen Strombegrenzer-Impedanz-Bauelement (1O) in jeder Schaltung, von denen mindestens eines veränderlich ist,

   zwei Dioden (20, 21), eine in jeder Schaltung, die so gepolt sind, daß sie gleichzeitig in der Phase entgegengesetzte Ströme während einer Halbperiode der Periode der Wechselstromquelle leiten, und

   eine gemeinsame Last (22, 23), die mit den Schaltungen verbunden ist, wobei die Ströme mit entgegengesetzten Phasen in der Last (22, 23) addiert werden, und wobei die Größe des Laststromes den Unterschied der Werte der Impedanz-Bauelemente angibt.

   2. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstromquelle einen Transformator mit zwei Sekundärwicklungen aufweist, wobei eine jeden der Quellenausgänge speist.

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   3· Detektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator eine Primärwicklung und entgegengesetzt gewickelte Sekundärwicklungen aufweist, die in bezug auf die Primärwicklung physikalisch abgeglichen sind.

   k. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Impedanz-Bauelement (10) reaktiv ist, daß die Detektorschaltung zwei weitere Dioden (27, 28) aufweist, die mit der Quelle und den Impedanz-Bauelementen (1O) verbunden sind und während der Halbperiode der Periode der Quelle
   leiten, die von der einen Halbperiode verschieden ist, während der der Strom durch die Last (22, 23) fließt.

   5. Detektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die reaktiven Impedanz-Bauelemente (1O) Kondensatoren (14, 15) sind.

   6. Detektor nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren (i4, 15) zwei Abschnitte eines Differentialkondensators (lO) sind.

   7. Detektor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Abschnitte des Differentialkondensators (lO) jeweils mit den Ausgängen der Quelle verbunden sind, wobei der Differentialkondensator (lO) einen gemeinsamen Anschluß aufweist, der nit der Last (22, 23) verbunden ist, um die beiden Schaltungen zu bilden.

   8. Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin zwei -weitere Dioden (27, 28) vorgesehen sind,

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   die mit der Quelle und den Impedanz-Bauelementen (1O) verbunden sind und während der Halbperiode der Periode der Quelle leiten, die von der einen Halbperiode verschieden ist, während der ein Strom durch die Last (22, 23) fließt, daß eine zweite Last (40, kl) mit den beiden weiteren Dioden (27, 28) verbunden ist, und daß eine Ausgangsschaltung an den beiden Lasten liegt.

   9. Detektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Last (22, 23) mit einem Widerstand (22) behaftet ist, wobei die Zeitkonstante der Schaltung aus jedem der reaktiven Impedanz-Bauelemente und der Last kleiner ist als die Periode der Wechselstromquelle.

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