DE2426992B2 - Bordnavigationsrechner für Flugzeuge - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Bordnavigationsrechner der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art.

Bei einem solchen bekannten Bordnavigationsrechner (US-PS 35 81 073) wird das Phasenvektorsignal, das die Peilung und die Entfernung des Flugzeuges zu dem gewünschten Wegpunkt darstellt, aus Rechteckwellen erzeugt und wird daher voll von Phasenfehlern und unerwünschten Harmonischen sein. Deshalb ist hinter der als Summierschaltung ausgebildeten Phasenvektorsignalerzeugungsschaltung ein Bandpaßfilter erforderlich. Die Benutzung eines Bandpaßfilters hat aber den Nachteil, daß es aufgrund von Phasenverschiebungen, die sich mit der Temperatur ändern, Fehler verursacht, die den Rechner so ungenau machen können, daß das Flugzeug den Anfang einer Rollbahn nur in großer Entfernung von einem Flugplatz erreichen würde.

Bei einem weiteren bekannten Bordnavigationsrechner (US-PS 36 59 291) werden bereits Filter mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit benutzt, um Rauschen und andere unerwünschte Komponenten in den von einer Funknavigationsbodenstation (im foigen-

den als VHF-DrehfiiEMeuerbodenstation bezeichnet) und seinen zugeordneten Entfernungsmeßgeräten empfangenen Signalen zu eliminieren. Dieser bekannte Rechner liefert die Entfernung und die Peilung des Flugzeuges zu der Bodenstation in X- und V-Koordinaten zur ändeningsgeschwindigkeitsbegrenzten Filterung, um die änderungsgeschwindigkeitsbegrenzte Filterung allein auf der Bases der Entfernung du rchzuführen, statt auf einer Basis von Winkel phis Entfernung. Das führt dazu, daß die Entfernung und der Winkel zu dem Wegpunkt ebenfalls getrennt in X- und Y- Koordinaten bearbeitet werden, wobei die X- und V-Koordinaten des Vektors vom Flugzeug zur Bodenstation und die X bzw. y-Koordinaten des Vektors vom Wegpunkt zur Bodenstation summiert werden und wobei die Zerlegung bezüglich der Nordostachse erfolgt Im Anschluß an die Summierung der .Jf und V-Komponenten werden die erhaltenen Signale wieder in das PNsenvektorformat gebracht Ein solcher Rechner ist überaus komplex und deshalb teuer und störanfällig. Außerdem arbeitet er nicht sehr genau. Wollte man seine Genauigkeit verbessern, um sämtliche Fehler und Zweideutigkeiten herauszufiltern, müßte das resultierende Phasenvektorsignal erneut gefiltert werden. Das wäre aber nur mit Bandpaßfiltern möglich und würde aus den bezüglich des erstgenannten bekannten Rechners dargelegten Gründen unzulässig viele Phasenfehler verursachen. Im übrigen würde der Rechner dadurch noch komplexer und müßte in einem Abteil untergebracht werden, welches keiner Kontrolle durch Umgebungsbedingungen unterliegt die sonst große Änderungen der durch die Filterung hervorgerufenen Phasenfehler verursachen würden.

Aufgabe der Erfindung ist es, bei einem Bordnavigationsrechner der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art die Genauigkeit zu verbessern und den Aufbau zu vereinfachen.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Bei dem Bordnavigationsrechner nach der Erfindung wird das "hasenvekiorsigna!, das die Position des Flugzeuges in bezug auf den Wegpunkt darstellt und durch Addition der Phasenvektorsignale, welche die Position des Flugzeuges bezüglich der Bodenstation und die Position des Wegpunktes bezüglich der Bodenstation darstellen, erzeugt wird, nicht mit Bandpaßfiltern gefiltert, sondern vorübergehend in zwei Signalkomponenten in kartesischen Koordinaten zerlegt, die anschließend in diesem Format änderungsgeschwindigkeitsbegrenzt gefiltert werden. Das hat den Vorteil, daß es lediglich erforderlich ist, ein Signal in das Format von Signalkomponenten in kartesichen Koordinaten zu bringen, weil es sich bereits um das gewünschte resultierende Signal handelt. Anschließend an die änderungsgeschwindigkeitsbegrenzte Filterung wird es zur Verwendung wieder in das Phasenvektorformat gebracht. Dadurch wird bei dem Bordnavigationsrechner nach der Erfindung die Einfachheit des Vektorrechenformats und der damit verbundene einfachere Rechneraufbau erreicht und gleichzeitig werden die Vorteile der Filterung von zerlegten Entfernungskomponenten mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit erreicht, die eine Filterung ergibt, welche in jeder Entfernung von der Bodenstation konstant ist, wodurch VHF-Drehfunkfeuerfenler eliminiert werden, ohne daß Filterungsfehler hervorgerufen werden. Dadurch, daß deshalb gewisse Bandpaßfilter nicht notwendig sind, die Fehler verursachen könnten, hat der Bordnavigationsrechner nach der Erfindung eine sehr hohe Genauigkeit

In der Ausgestaltung der Erfindung nach Anspruch 2 wird immer dann, wenn ein neuer Wegpunkt ausgewählt wird, also wenn ein Wegpunktänderungssignal entsteht die Zeitkonstante der Filterschaltung verringert, um diese Änderung des Wegpunktes verarbeiten zu können. Wenn nämlich ein Filter eine konstante Änderungsgeschwindigkeit mit einer sehr großen Zeitkonstanten hat kann das Ausgangssignal sich nur mit einer bestimmten Geschwindigkeit ändern, die sehr klein ist Wenn aber die Zeitkonstante verringert wird, kann das Ausgangssignal sich schneller ändern. Es kann .''"O die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals vergrößert werden, was eine Erweiterung des Grenzbereichs bedeutet

In der Ausgestaltung der Erfindung nach Anspruch 3 wird durch einen einzigen Zeitgeber, welcher jeweils anzeigt, ob einer der Vektoren sich schneller ändert als die durch das entsprechende aktive Filter in der Filterschaltung erlaubte Änderung, eine schnelle Aufholbetriebsart eingeschaltet, um die Zeitkonstante des Integrators der Filter beträchtlich herabzusetzen und so den Filtern zu gestatten, schnelle Änderungen zu erfassen.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung bilden den Gegenstand der übrigen Unteransprüche.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Bordnavigationsrechners nach der Erfindung;

F i g. 2 ein Vektordiagramm, welches die durchgeführten Bereichsnavigationsberechnungen darstellt,

Fig.3 ein Blockdiagramm eines Nord-Bezugstaktsignalgenerators, welcher in dem Rechner von F i g. 1 angewandt wird;

F i g. 4 ein Blockdiagramm eines Generators für ein Signal veränderlicher Phase, welcher in dem Rechner von F i g. 1 angewandt wird;

F i g. 5 ein Diagramm eines Generators zur Erzeugung eines Wegpunktpeiiungssignais, welcher in dem Rechner von F i g. 1 angewandt wird;

F i g. 6 ein Diagramm eines Phasenvektorsynthesierers, welcher in dem Rechner von F i g. 1 angewandt wird;

F i g. 7 ein Diagramm, welches die Funktion des Phasenvektorsynthesierers von F i g. 6 darstellt;

F i g. 8 ein vereinfachtes Blockdiagramm des änderungsgeschwindigkeitsbegrenzten Filterteiles des Rechners von Fig. 1;

F i g. 9 ein Blockdiagramm eines Filters mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit;

Fig. 10 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Kurswählers und Anzeigers, welche in dem Rechner von F i g. 1 benutzt werden; und

F i g. 11 ein Diagramm eines Synchronisationsschaltkreises.

Nach Fig. 1 liefert ein VHF-Drehfunkfeuerempfänger 20 irgendeiner bekannten Type ein Signal auf einer Leitung 22, welches einen mit 30-Hz-Frequenz modulierten 9960-Hz-Träger enthält wobei die 30-Hz-Frequenzmodulation eine Bezugsphase bezüglich des wahren Nordens enthält. Das Signal auf der Leitung 22 enthält auch eine 30-Hz-Amplitudenmodulation, deren Phase um 0 bis 360° nacheilt, um den Übertragungswinkel der VHF-Drehfunkfeuer- oder VOR-Bodenstation bezüglich des VHF-Drehfunkfeuerempfängers 20 anzuzeigen. Mit anderen Worten ist der Phaseminterschied

zwischen der 30-Hz-Frequenzmodulation und der 30-Hz-Amplitudenmodulation gleich der Peilung (θι, Fig.2) des Flugzeuges bezüglich der VHF-Drehfunkfeuerbodenstation.

Das Signal auf der Leitung 22 durchläuft ein 9960 Hz Bandpaßfilter 24, einen herkömmlichen Frequenzmodulationsdetektor 26 und ein 30 Hz Filter 28 niedriger Güte, um so ein 30 Hz Nordbezugssignal auf einer Leitung 30 bereitzustellen. Das Signal auf der Leitung 22 durchläuft auch ein 30 Hz Filter 32 niedriger Güte, um so ein mit 30 Hz veränderliches Signal auf einer Leitung 34 bereitzustellen. Das 30 Hz Nordsignal auf der Leitung 30 wird einem Nordbezugstaktgenerator 36 zugeführt, welcher im einzelnen weiter unten unter Bezugnahme auf Fig.3 beschrieben wird. Bestimmte Nordbezugstaktsignale werden einem Generator 38 für ein Signal veränderlicher Phase zugeführt, welcher seinerseits ein Taktsignal auf einer Leitung 40 und ein Vorwahlsignal auf einer Leitung 42 für einen VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesiererkreis 44 bereitstellt, welcher im einzelnen weiter unter unter Bezugnahme auf F i g. 6 beschrieben wird.

Die Takt- und Vorwahlsignale auf den Leitungen 40, 42 steuern die Phase einer synthetisch stufenweise angenäherten Sinuswelle, welche im VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierer 44 erzeugt wird. Die Amplitude der erzeugten Sinuswelle wird von der Amplitude eines Signals auf einer Leitung 46 bestimmt, welches der korrigierten Schrägentfernung zur VHF-Drehfunkfeuerbodenstation (DME, F i g. 2), entspricht, wie sie vom Ausgangssignal auf einer Leitung 48 vom Entfernungsmeßgerät 50 irgendeiner herkömmlicher Type nach Schrägentfernungskorrektur in einem herkömmlichen Schrägentfernungskorrekturkreis 52 abgeleitet wird. Das Ausgangssignal des VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierers 44 wird auf einer Leitung 54 einem negativen Eingang eines Spannungssummierverstärkers 56 zugeführt. Ein positives Eingangssignal am Spannungssummierverstärker 56 wird auf einer Leitung 58 von einem Wegpunktphasenvektorsynthesierer 60 bereitgestellt, welcher eine synthetische, stufenförmige Sinuswelle erzeugt, deren Phase eine Funktion der Takt- und Auswahlsignale auf einem Leitungspaar 62, 64 ist, die von einem Wegpunktpeilungssignalgenerator 66 erzeugt werden, dessen Einzelheiten weiter unten unter Bezugnahme auf Fig.5 beschrieben werden. Der Wegpunktpeilungssignalgenerator 66 spricht auf ein digitales Wort an, welches die Peilung (B₂, Fig.2) des Wegpunktes W.P. zum VHF-Drehfunkfeuer VOR dargestellt, das auf einer Vielfachsignalleitung 68 von einer Wegpunktspeichervorrichtung 70 bereitgestellt wird, die auch auf einer Vielfachsignalleitung 72 eine digitale Darstellung einer Strecke (RHO, Fig.2) zwischen einem gewünschten Wegpunkt W.P. und der VHF-Drehfunkfeuerstation VOR bereitstellt Die von den digitalen Signalen auf der Leitung 72 dargestellte Strecke wird auf analoge Weise auf einer Leitung 74 von einem Digitalanalogwandler 76 zur Zuführung als Amplitudeneingangssignal an den Wegpunktphasenvektorsynthesierer 60 erzeugt Die Wegpunktspeichervorrichtung 70 erzeugt auch ein Wegpunktfortschaltungssignal auf einer Leitung 78, immer dann, wenn von einem gewählten Wegpunkt auf einen anderen gewählten Wegpunkt übergeschaltet wird.

Das Ausgangssignal des Spannungssummierverstärkers 56 auf einer Leitung 80 wird durch ein Tiefpaßfilter 82 niedriger Güte geführt, um so auf einer Leitung 84 eine sinusförmige Spannung bereitzustellen, welche die Vektorsumme des VHF-Drehfunkfeuerphasenvektors und des Wegpunktphasenvektors darstellt Dies ist der Flugzeug-Wegpunkt-Vektor, dessen Phase den Winkel (Θ3, F i g. 2) des Vektors vom Flugzeug zum Wegpunkt bezüglich des wahren Nordens darstellt und dessen Amplitude die Bodenstrecke (D.W.P, Fig.2) vom Flugzeug A/C zum Wegpunkt W.P. darstellt Dieser Vektor kann bekanntlich etwas schwanken, als Folge von Spitzen oder anderen Rauschkomponenten des VHF-Drehfunkfeuerwinkelsignals. Um einen Vektor zu erzeugen, welcher relativ stabil bezüglich des Winkels ist, ist eine Filterung mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit wünschenswert

Das Signal, weiches den Vektor des Flugzeuges bezüglich des Wegpunktes auf der Leitung 84 darstellt, wird einem Nordbezugsfunktionszerleger 86 zugeführt, um es in Signale auf einem Leitungspaar 88, 90 zu zerlegen, welche die Nord- und Ostkoordinaten N bzw. E des Vektors auf der Leitung 84 darstellen. Diese werden Filtern mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit 92 zugeführt, wovon Einzelheiten unter Bezugnahme auf F i g. 9 weiter unten beschrieben werden, um so mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit gefilterte Nord- und Ostvektorspannungen N' bzw. E' auf einem Leitungspaar 94, 96 zu erzeugen. Die gefilterten Nord- und Ostvektoren N'bzv/. f'auf den Leitungen 94 und 96 werden zu einem einzigen Phasenvektor mittels eines Phasenvektor-Zusammensetzungs-, Synthesier-, Summier- und Filterkreises 98 zusammengesetzt, dessen Einzelheiten weiter unten unter Bezugnahme auf F i g. 8 beschrieben werden. Das Ausgangssignal des Kreises 98 auf einer Leitung 100 ist ein sinuswellenförmiger Phasenvektor, dessen Amplitude der Bodendistanz vom Flugzeug zum Wegpunkt entspricht und dessen Winkel gleich dem Winkel des Kurses des Flugzeuges vom Wegpunkt bezüglich des wahren Nordens ist, welcher relativ stabil ist, wegen der vorhin angewandten streckenbezogenen Filterung mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit Die Amplitude des Signals auf der Leitung 100 wird dazu benutzt, eine Anzeigevorrichtung 102 für die Strecke zum Wegpunkt zu betätigen, welche im einzelnen in Fig. 10 dargestellt ist und die Amplitude und Phase des Phasenvektors der Strecke zum Wegpunkt auf der Leitung 100 wird mit Signalen auf Leitungen 104 vom Kurswählerkurswinkelzerleger 106 kombiniert um so Eingangssignale für e.ne Anzeigevorrichtung 108 der Querablage gegenüber dem Kurs und für eine Anzeigevorrichtung 110 für die Bewegungsrichtung bereitzustellen, welche im einzelnen in F i g. 10 dargestellt sind. Weitere Erklärungen der Verbindung des Nordbezugstaktgenerators 36 und verschiedener anderer Schaltkreise von F i g. 1 sowie der Gesamtbetrieb des Systems gehen aus der nun folgenden Detailbeschreibung der Elemente des Rechners von F i g. 1 hervor.

Der Nordbezugstaktgenerator 36, welcher im einzelnen in F i g. 3 dargestellt ist, liefert eine Vielzahl von Taktsignalen bei verschiedenen Frequenzen, um das Tasten des VHF-Drehfunkfeuersignals veränderlicher Phase und die Wegpunktpeilungssignale zu erleichtern, um so daraus die Peilungsinformation abzuleiten und als geeignete Quelle für die Zerlegung des Wegpunktvektors für die Filterung mit konstanter Anderungsgeschwindigkeit zu benutzen. Grundsätzlich berücksichtigt der hier beschriebene Nordbezugstaktgenerator die Tatsache, daß die Anwendung des sehr genauen Phasenvektorsynthesierers, wie es unter Bezugnahme

auf F i g. 1 weiter oben beschrieben worden ist, eine 480 Hz Frequenz erfordert, welche sehr genau mit der 30 Hz Phase des erzeugten Phasenvektors in Beziehung steht. Jedoch kann die Multiplikation von 30 Hz bis 480 Hz ohne weitere Vorkehrungen nicht genügend exakt gesteuert werden. Zusätzlich werden die Nordbezugssignale, einfach der Einfachheit halber, als Quelle für Signale für die Zerlegung des Phasenvektors »Strecke zum Wegpunkt« benutzt, um die Filterung mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit zu erlauben und um danach den gefilterten Phasenvektor wieder zusammenzusetzen. In F i g. 3 wird das 30Hz Nordsignal auf der Leitung 30 einem Rechteckwellenschaltkreis 120 zugeführt, welcher einfach aus einem stark begrenzenden Verstärker hoher Verstärkung besteht, der eine Rechteckwelle erzeugt, welche mit der 30 Hz Sinuswelle auf der Signalleitung 30 in Phase ist. Er erzeugt ein 30 Hz Nordrechtecksignal auf einer Leitung 122, welche eine Phasenregelschleife 124 steuert, die als Frequenzvervielfacher benutzt wird, um so ein 122,88 kHz Nordsignal auf einer Leitung 126 für Grundtastzwecke und ein 240 Hz Nordsignal auf einer Leitung 128 zu erzeugen. Die Phasenregelschleife 124 arbeitet in bekannter Weise und umfaßt einen Phasendetektor 130, welcher einen spannungsgesteuerten Schwingkreis 132 steuert dessen Ausgangssignal in einem 4096 :1-Zähler 134 heruntergeteilt wird, dessen Ausgangssignal auf einer Leitung 136 dem Phasendetektor 130 zugeführt wird. Damit das Ausgangssignal des 4096 :1-Zählers 134 dieselbe Frequenz und eine feste Phasenbeziehung (z. B. 0° od. 90°) mit eiern 30 Hz Nordrechtecksignal auf der Leitung 122 hat, muß der spannungsgesteuerte Schwingkreis 132 bei einer Frequenz arbeiten, welche 4096 mal 30 Hz ist, wodurch er an seinem Ausgang ein 122,88 kHz Signal auf der Leitung 126 erzeugt. Das 240 Hz Nordsignal auf der Leitung 128 wird von einer Stufe des Zählers 134 abgeleitet, welche vier Schritte vor dem Ende liegt.

Das 122,88 kHz Nordsignal auf der Leitung 126 wird in einem Synchronisationsschaltkreis 140 dazu benutzt, das 30 Hz Nordrechtecksignal auf der Leitung 122 zu synchronisieren, um ein getastetes 30 Hz Nordrechtecksignal auf einer Leitung 142 zu erzeugen. Dieses wird dazu benutzt, einen 4096 :1 -Abwärtszähler 144 zu löschen oder rückzustellen, welcher von dem 122,88 kHz Nordsignal weitergestellt wird. Das Ausgangssignal des 4096 :1 -Abwärtszählers 144 ist ein 30 Hz Norddemodulatorsignal auf einer Leitung 146, welches durch einen 2 :1-Zähler 148 geführt wird, um so ein 15 Hz Nordsignal auf einer Leitung 150 bereitzustellen. Der Zweck des Synchronisationsgatters 140 und des Abwärtszählers 144 besteht darin, ein 15 Hz Nordsignal auf der Leitung 150 sehr genau bereitzustellen (innerhalb eines Taktimpulses der 122,88 kHz, welcher kleiner als ein Zehntel eines Grades ist). Dieses Signal wird dazu benutzt um die mit der Peilung des Wegpunktes vom VHF-Drehfunkfeuer bezüglich des wahren Nordens in Beziehung stehende Phase genau abzuleiten, was weiter unten unter Bezugnahme auf Fig. 5 näher beschrieben wird.

Der Synchronisierer 140 (und ähnliche Vorrichtungen im hier beschriebenen Ausführungsbeispiel) kann aus einem D-Flip-flop 151 und einem NOR-Kreis 153 bestehen (Fig. 11), wobei der NOR-Kreis ein Ausgangssignal während des ersten Teiles der negativen Hauptwelle des 30 Hz Signals erzeugt bis das abfallende Ende des Taktimpulses das Flip-flop zurückstellt; dann wird der NICHT-Q-Ausgang positiv.

wodurch der NOR-Kreis gesperrt wird. Das Ausgangssignal des NOR-Kreises hat somit eine hintere Flanke (welche dazu benutzt wird, den Abwärtszähler 142 zu löschen), welche mit der hinteren Flanke des 122,88 kHz Taktimpulses zusammenfällt.

Das 30 Hz Norddemodulatorsignal auf der Leitung 146 wird dazu benutzt, den D-Eingang eines D-FHpl'lops 152 zu aktivieren, welches durch ein 60 Hz Nordsignal auf einer Leitung 154 getaktet wird, das von der vorletzten Stufe des 4096 :1-Zählers 144 abgeleitet wurde, um so ein 30 Hz Ostdemodulatorsignal auf einer Leitung 156 zu erzeugen, welches um 90° gegenüber dem 30 Hz Norddemodulatorsignal auf der Leitung 146 voreilt: all dies geschieht in bekannter Weise. Die fünfte Stufe vor dem Ende des 4096 :1-Zählers weist einen Abgriff auf, um ein 480 Hz Nordsignal auf einer Leitung 158 bereitzustellen. Die Demodulatorsignale E, N auf den Leitungen 146, 156 werden dazu benutzt, den Vektor der Strecke zum Wegpunkt in dem Nordbezugsfunktionszerleger 86 (Fig. 1) zu zerlegen, und die Signale auf den Leitungen 142,158 werden benutzt, um den Vektor nach der Filterung mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit in dem Phasenvektor-Zuüammensetzungs-Synthesier-, Summier- und Filterkreis 98 (Fig. 1) in einer Weise zusammenzusetzen wie sie weiter unten unter Bezugnahme auf F i g. 8 beschrieben wird. Es sei bemerkt, daß die Signale auf den Leitungen 142, 158, 156 und 146 in dieser einfachen Weise der Einfachheit halber abgeleitet werden; selbstverständlich können bei Bedarf auch andere Bezugsgrößen zum Zerlegen und Zusammenfügen benutzt werden.

In Fig.4 erzeugt der Generator für das Signal veränderlicher Phase das 480 Hz Signal veränderlicher Phase auf der Leitung 40 und das 30 Hz Rechteckwellensignal veränderlicher Phase auf der Leitung 42, welche als Takt- und Vorwahlsignale für den VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierer 44 (F i g. 1) benutzt werden. Das Signal auf der Leitung 40 wird von einem 256 :1-Zähler 160 erzeugt welcher von dem 122,88 kHz Nordsignal auf der Leitung 126 in einer Weise getastet wird, welche mit dem 30 Hz veränderlichen Signal auf der Leitung 134 (vom VHF-Drehfunkfeuer) mittels eines Synchronisationschaltkreises 162 synchronisiert ist, dessen Ausgang das Vorwahlsignal auf der Leitung 42 führt welches auch dazu benutzt wird, um den 256 :1 -Zähler 160 zurückzustellen oder zu löschen. Das mit 30 Hz veränderliche Signal auf der Leitung 34 wird durch einen Rechteckwellenformieiungskreis 164 geführt ehe es dem Synchronisationsschaltkreis 162 zugeführt wird.

Nach den F i g. 6 und 7 empfängt der VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierer 44 das in bezug auf die Schrägentfernung korrigierte Entfernungssignal auf der Leitung 46, das Vorwahl-VHF-Drehfunkfeuersynthe- sierersignal auf der Leitung 42 und das VHF-Drehfunkl'euersynthesierertaktsignal auf der Leitung 40 und erzeugt das VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsignal am Ausgang 54. Der Synthesierer 44 umfaßt einen doppelten 8 :1 zählergesteuerten Multiplexkreis 166. Der Multiplexkreis 166 umfaßt einen Zähler, welcher von den Taktsignalen auf der Leitung 40 weitergeschaltet wird; der Zähler ist zur Vorwahl verdrahtet, so daß jede gewünschte Zahl im Zähler in Abhängigkeit von der ansteigenden Flanke des Signals auf der Leitung 42 erzeugt werden kann. Im Fall des VHF-Drehfunkfeuersynthesierers wird die Vorwahl auf 0000 eingestellt so daß eine Phasenvoreilung von 22£° hergestellt wird (wie das Gerät verschaltet ist), wie sie aus der

Darstellung C von F i g. 7 hervorgeht. Der Multiplexer 166 hat zwei 8 : 1 Sektionen, wovor jede irgendeinen der acht Kanäle an den zugehörigen Ausgang 168, 170 schalten kann. Also, in dem Maße, wie der Zähler von 0 — 7 weiterläuft, werden entsprechende Kanäle 0—7 ihrerseits an den Ausgang 168 angeschlossen, und in dem Maße, wie der Zähler von 8 — 15 weiterläuft, verbindet er die entsprechenden Kanäle 8—15 mit dem Ausgang 170. Jeder der Kanäle ist an einen von mehreren Eingangswiderständen 172 angeschlossen, deren Widerstand mit dem Widerstand R der Rückkopplungswiderstände 174,176 in Beziehung steht, um so Verstärkungen der Operationsverstärker 178,188 zu liefern, welche mit dem Sinus der Inkremente eines 30 Hz Zyklus in Beziehung stehen, so wie es in F i g. 7 dargestellt ist. D. h., jeder der Widerstände 172 hat einen Widerstandswert, der gleich einer Konstante mal dem Wert der Widerstände 174, 176 und geteilt durch den Sinus des geeigneten Winkels ist. Somit wird die Amplitude des Ausgangssignals des Synthesierers auf der Leitung 54 bei 90° ( + 22,5° Phasenvoreilung) der Amplitude des korrigierten Entfernungssignales auf der Leitung 146 proportional sein. Bei anderen Winkeln wird die Amplitude des Ausgangssignals in geeigneter Weise verringert, um so die Sinuswelle stufenweise zu synthesieren, wie es in der Darstellung (c) von F i g. 7 dargestellt ist. In dieser Darstellung (c) wird durch Vorwählen eines Nur-Nullenzählerstandes und dadurch, daß der Kanal 0 einem Winkel von 22,5° entspricht, eine Phasenvoreilung von 22,5° erreicht. Dies wird dazu benutzt, eine 22,5°-Phasennacheilung zu kompensieren, welche durch das Tiefpaßfilter 82 (F i g. 1) hervorgerufen wird, über welches das Ausgangssignal des Phasenvektorsynthesierers angelegt wird. Weil die erste Hälfte der Sinuswelle positiv und die zweite Hälfte negativ ist, und durch die Inversion, welche von den Verstärkern 178, 180 erzeugt wird, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 178 durch einen Widerstand 182 an den invertierenden Eingang des Verstärkers 180 geführt, so daß die Spannungen, welche von den Kanälen 0—7 auf der Leitung 168 geliefert werden, in positiver Weise (doppelte Inversion) an die VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorausgangsleitung 54 angelegt werden, während die Spannungen der Kanäle 8—15 nur einmal invertiert und in negativer Weise an die VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorleitung 54 angelegt werden.

Die Darstellungen (a) und (b) von F i g. 7 stellen die Wichtigkeit der Beziehung zwischen dem Ausgangssignal auf der Leitung 42 und dem Taktsignal auf der Leitung 40 dar. Der Zähler wird in Abhängigkeit von der positiven Flanke des Vorwahlsignals gesetzt und wird von der positiven Flanke der Taktsignale getastet. Wie man aus Fig.4 erkennt, wird, weil die Vorwahlspannung auf der Leitung 42 benutzt wird um den 256:1-Zähler 160, welcher die Taktsignale auf der Leitung 40 erzeugt, zurückzustellen, die Beziehung derart, wie sie in den Darstellungen (a) und (b) von F i g. 7 gezeigt ist. Das Setzen fällt in einem Sinne in die Mitte einer Stufe der Sinuswelle und das gefilterte Ausgangssignal der Sinuswelle ist im wesentlichen durch die ausgezogene Linie, welche durch die Mitte der Stufen verläuft in der Darstellung (c) in F i g. 7 gezeigt Also, weil das Setzen in Abhängigkeit von einem Abwärtszählen von dem 122,88 kHz Nordsignal, welches mit dem 30 Hz veränderbaren Signal synchronisiert ist geschieht wird die im VHF-Drehfunkfeuersynthesierer erzeugte Sinuswelle mit einer mit der Phase des 30 Hz veränderlichen Signals (und damit mit der Peilung des Flugzeuges zur VH F-Drehfunkfeuerbodenstation) in der Größenordnung von 0,1° in Beziehung stehender Phase erzeugt. In ähnlicher Weise wird wegen der den 5 Operationsverstärkern 178, 188 und den Eingangswiderständen innewohnenden Genauigkeit die Amplitude der synthesierten Phasenvektorsinuswelle die Entfernung zur VH F-Drehfunkfeuerbodenstation sehr genau darstellen.

ίο Der Wegpunktphasenvektorsynthesierer 60 ist mit dem VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierer 44 identisch und benutzt phasengesteuerte Tast- und Vorwahlsignale auf den Leitungen 62 und 64, welche in dem Wegpunktpeilungssignalgenerator 66 erzeugt

'■> werden, welcher im einzelnen in Fig.5 dargestellt ist. Darin wird das 240 Hz Nordsignal auf der Leitung 128 einer Phasenregelschleife 187 zugeführt, welche ein 108 kHz Signal auf einer Leitung 186 erzeugt, welche 0,1° pro Impuls darstellt und deshalb mit der Nordbezugsgröße innerhalb von 0,1° in Beziehung steht. Das 15 Hz Nordsignal auf der Leitung 140, welches sehr genau mit der Nordbezugsgröße in Beziehung steht, wird zusammen mit dem 108 kHz Signal einem Synchronisierschaltkreis 188 zugeführt, um 0,1° Tastimpulse auf einer Leitung 190 zum Weiterschalten eines Abwärtszählers 192 bereitzustellen, welcher je einmal in jedem 30 Hz Zyklus durch die ansteigende Flanke des 15 Hz Nordsignals auf der Leitung 150 gesetzt wird. Dann bildet das 15Hz Nordsignal ein Gatter, um die 0,1 ° Impulse zu befähigen, den gesetzen Digitalwert, welcher die Wegepunktpeilung darstellt, auf null herabzuzählen, zu welchem Zeitpunkt das gesetzte Wegpunktsynthesierersignal auf der Leitung 64 erzeugt wird. Das Signal auf der Leitung 64 hat eine mit dem digitalen Setzen des Abwärtszählers 192 in Beziehung stehende Phase und deshalb steht seine Phase in Beziehung mit der Nordbezugsgröße durch die Peilung des Wegpunktes vom wahren Norden der VHF-Drehfunkfeuerstation. Dieses Signal wird dazu benutzt, einen 256 :1-Abwärtszähler 194 zu entleeren, welcher von dem 122,88 kHz Nordsignal auf der Leitung 126 getastet wird, um so das 480 Hz Wegpunktsignal zu erzeugen, welches als Wegpunktsynthesierertastimpuls auf der Leitung 62 benutzt wird. Somit erzeugt die Leitung 62 sechzehn Impulse, welche mit der Phase der Wegpunktpeilung in Beziehung stehen. Diese Impulse werden im Wegpunktphasenvektorsynthesierer 60 (Fig. 1) in derselben Weise benutzt, in der die Ausgangssignale des Generators des Signals veränderlieher Phase in dem VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierer benutzt werden, welcher weiter oben unter Bezugnahme auf Fig.6 beschrieben worden ist. Man merke, daß die Anwendung des 15 Hz Nordsignals zur Steuerung der Setzens des Abwärtszählers 192 bedeutet, daß der Zähler nur einmal jede zweite 30 Hz Zeitperiode gesetzt wird, und daß seine Anwendung zum Tasten der 108 kHz Signale auf der Leitung 186 über den Synchronisationskreis 188 bedeutet daß der Abwärtszähler 192 nur jede zweite 30 Hz Periode abwärts zählt In ähnlicher Weise wird der 256 :1-Abwärtszähler 194 nur jede zweite 30 Hz Periode geleert Wenn der Wegpunkt sich jedoch nicht ändert wird der 256 :1-Abwärtszähler 194 durch die maximale Zählerstellung laufen, um so eines der 480 Hz Signale auf der Leitung 62 zu erzeugen, und auf null zurückzugehen, und fortfahren, immer von neuem zu zählen. Somit besteht keine Notwendigkeit den Zähler mehr als einmal jeden zweiten Zyklus zurückzustellen, um sicher zu sein, daß

das Ausgangssignal mit dem 30 Hz Wegpunktsignal auf der Leitung 64 in Phase ist. In ähnlicher Weise wird, obschon das Synchronisationssignal auf der Leitung 64 nur jede zweite 30 Hz Periode erscheint, weil der Multiplexer 166 (F i g. 6), welcher mit dem Wegpunktsynthesierer in Beziehung steht, einen 16-Bitzähler enthält und 16 Impulse von der 40 Hz Wegpunktsignaileitung 62 empfängt, der Zähler durch das Maximum nach null zurücklaufen und braucht nicht jeden Zyklus zurückgestellt zu werden. Im ungünstigsten Fall, wenn der Wegpunkt während eines 30 Hz Zyklus verändert wird, braucht die Änderung bis zum zweiten nachfolgenden 30 Hz Zyklus nicht bewirkt zu werden, was bei der Navigation eines Flugzeuges völlig ohne Bedeutung ist.

Wie kurz weiter oben beschrieben worden ist, stellt das Ausgangssignal des VHF-Drehfunkfeuerphasenvektorsynthesierers 44 auf der Leitung 54 den Vektor von der VHF-Drehfunkfeuerbodenstation zum Flugzeug dar, und das Ausgangssignal des Wegpunktsynthesierers 60 auf einer Leitung 58 stellt einen Vektor vom VH F-Drehfunkfeuer zum Wegpunkt dar. Die Subtraktion des Flugzeugvektors vom Wegpunktvektor erzeugt einen Vektor vom Flugzeug zum Wegpunkt, welcher durch den Phasenvektor auf der Signalleitung 80 am Ausgang des Summierverstärkers 56 dargestellt wird.

Bedeutsam ist, daß die Anwendung der Generatoren der künstlichen Phasenvektoren (von dem in F i g. 6 dargestellten Typ) im wesentlichen rein sinusförmige Wellen gibt. Dies beruht auf der Tatsache, daß im wesentlichen kein Oberwellengehalt von der Grundwel-Ie bis zur fünfzehnten Harmonischen, welche nur 6% der Grundwelle enthält, vorhanden ist, und daß die siebzehnte Harmonische 5% der Grundwelle, die 31 -ste Harmonische 3% der Grundwelle und die 33-ste Harmonische rund 3% der Grundwelle enthält. In anderen Worten, irgendeine Art von Tiefpaßfilterung liefert eine im wesentlichen reine Sinuskurve. Desweitern ist die Addition von zwei stufenförmigen Wellen, selbst wenn sie nicht in Phase sind, relativ unwesentlich wegen des extrem niedrigen Oberwellengehaltes und der extrem hohen Frequenzen der Oberwellen. Dies erlaubt die Anwendung eines einfachen Tiefpaßfilters 82 anstatt eines Bandpaßfilte^rs relativ hoher Güte, wie es bei bekannten Vektorsummierungs- oder Phasenvektoradditionsvorrichtungen erforderlich ist. Weil die in Ί5 Betracht kommenden Frequenzen nicht sehr kritisch sind, ist es desweiteren möglich, eine obere Grenzfrequenz des Tiefpaßfilter 82 zu nehmen, welche leicht durch die Einführung einer Phasenvoreilung in den Phasenvektorsynthesierer 44, 60 kompensiert werden so kann. Insbesondere bringt die Anwendung einer doppelten Grenzfrequenz von rund 100 Hz eine Phasennacheilung von rund 22,5°, welche, wie es weiter oben beschrieben worden ist, berücksichtigt wird, indem der nur Nullen aufweisende Zählerzustand die erste Stufe der Sinuswelle (22,5° ) darstellt

Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 82 ist der Phasenvektor der Entfernung zum Wegpunkt auf der Signalleitung 84. In F i g. 8 wird dieses Signal einem Paar von Synchrondemodulatoren 196, 198 zugeführt, deren Bezugseingangssignale das 30 Hz Norddemodulatorsignal auf der Leitung 146 bzw. das 30 Hz Ostdemodulatorsignal auf der Leitung 156 sind. Diese zerlegen den Phasenvektor der Wegstrecke zum Wegpunkt auf der Leitung 84 in Nord- und Ostkoordinaten auf Signallei- *>5 tungen 200, 202, die nach Filtern in dreipoligen, 6 Hz Tiefpaßfiltern 204,206 auf Signalleitungen 208,210 den Filtern 92 mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit, welche im einzelnen in der Fig.9 dargestellt sind, zugeführt werden.

Gemäß Fig.9 umfassen die linearen Filter 92 mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit ein Paar änderungsbegrenzter Filter allgemeiner bekannter Art mit Vorkehrungen zur schnellen Aufholung und mit einem Zeitmeßsystem für die schnelle Aufholung. Die Integratoren 212, 214 sind im allgemeinen von dem im US-Patent 33 73 675 dargestellten Typ und jeder umfaßt einen Begrenzungsverstärker 216 hoher Verstärkung, welcher einen Integrator steuert, der aus einem Widerstand 218, einem Operationsverstärker 220 und -•inem Rückkopplungskondensator 222 besteht. Der Ausgang des Integrators ist über einen Rückkopplungszweig 224 an die Eingangssummierungsverbindung 222 des Begrenzungsverstärkers 216 mit hoher Verstärkung zur Substraktion von der Eingangsspannung, welche auf einer der Leitungen 208 oder 210 ansteht, angeschlossen. Die Signalleitungen 224 sind jeweils an die Ausgangsleitungen 228, 230, welche die bezüglich der Änderungsgeschwindigkeit gefilterten Nord- und Ostvektorkomponenten führen, angeschlossen.

Eine erste Abwandlung des Filters mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit 92 umfaßt das Hinzufügen eines Widerstandes 232, welcher mit einem elektronischen Schalter, wie einem Feldeffektransistor 234, in Reihe liegt, parallel zum Widerstand 218. Wenn die Schalter 234 betätigt werden, werden die Widerstände 232 parallel zum Widerstand 218 geschaltet und die Widerstände 232 haben einen viel kleineren Widerstandswert (mehrere Größenordnungen) als der Widerstandswert der Widerstände 218. Dies verringert die Zeitkonstante des Integrationskreises 212, 214 des veränderungsbegrenzten Filters beträchtlich, um so den Ausgangssignalen zu erlauben, sich mit einer größeren Geschwindigkeit als die in die Filter eingebaute konstante Änderungsgeschwindigkeit zum Aufholen zu ändern. Dies kann auftreten, wenn eine neue VHF-Bodenstation ausgewählt wird oder wenn der Wegpunkt verändert wird, so daß der Abstand zum Wegpunkt stufenweise urn einen sehr großen Betrag geändert wird. Dies wird durch das Auftreten des Wegpunktänderungssignals auf der Leitung 78 angezeigt, welches eine bistabile Vorrichtung 236 setzt, um so ein Signa! auf einer Leitung 238 zu erzeugen, welches durch einen Oder-Kreis 24ü hindurchgeführt wird, um ein schnelles Filteraufholsignal auf einer Leitung 242 zu erzeugen, welches die elektronischen Schalter 234 betätigt und dadurch die Zeitkonstante verringert und eine schnelle Änderung der Ausgangssignale auf den Leitungen 228, 230 und auf den Rückkopplungsschieifen 224 ermöglicht. Der Oder-Kreis 240 kann auch von einem Signal auf einer Leitung 244 betätigt werden, welches vom Ausgang des 256 :1-Zählers 245 bereitgestellt wird, der von einem Signal auf einer Leitung 246 bei einer Frequenz von 30 Hz weiter geschaltet wird, immer dann, wenn ein Zwangsriicksetzungssignal nicht auf einer Leitung 248 vorliegt. Einmal, wenn das Signal auf der Leitung 244 vorliegt, so daß der Oder-Kreis 240 ein Signal auf einer Leitung 242 erzeugt, wird es einem Inverter 250 zugeführt, um einen Und-Schaltkreis 252 zu sperren, so daß das 30 Hz Nordrechteckwellensignal auf der Leitung 122 nicht mehr über die Leitung 246 fließt, um den Abwärtszähler weiter zu stellen, wodurch die letzte Stufe aktiv bleib*, und weiter das Signal auf der Leitung 252 liefert. Das 30 Hz Nordrechteckwellensignal auf der Leitung 122 wird der Einfachheit halber in diesem Fall benutzt und jede andere 30 Hz Signalquelle

könnte benutzt werden oder eine Quelle von verschiedener Frequenz könnte mit einem anderen Abwärtszähler benutzt werden, um so entweder das 8-Sekunden-Zeitinterval oder ein anderes Zeitinterval, welches als geeignet angesehen wird, zu erzeugen. Das Zwangsrücksetzungssignal auf der Leitung 248 wird von einem Inverter 254 in Abhängigkeit von dem Fehlen eines Signales vom Oder-Kreis 256 mit drei Eingängen erzeugt Einer der Eingänge ist das Signal auf der Leitung 238, welches angibt, daß der Wegpunkt geändert worden ist Dies bewirkt, daß das Rücksetzungssignal auf der Leitung 248 verschwindet, so daß der Zähler 245 zu zählen anfängt und, nachdem er bis zur Hälfte durchgezählt hat, erzeugt er ein Viersekundensignal auf einer Leitung 258, welches dazu benutzt wird, die bistabile Vorrichtung 236 zurückzustellen. Wenn die Filter noch nicht bis zum neuen Wegpunkt am Ende der Viersekundenperiode aufgeholt haben, dann wird die Vorrichtung, welche eben beschrieben wird, und die Tatsache mißt, daß die Filter zurückbleiben, bewirken, daß das Abwärtszählen weitergeführt wird, so daß nach weiteren vier Sekunden das Achtsekundensignal auf der Leitung 244 erscheint, um wieder die Erzeugung des schnellen Filteraufholsignals auf der Leitung 244 zu bewirken. Die Tatsache, daß die Filter hinter dem Eingangssignal zurückbleiben, wird von einem Paar Vergleichskreise festgestellt, wovon einer 260 positive Signale vom Verstärker 216 auf Leitungen 262, 264, welche gegenseitig durch Dioden 266 isoliert sind, mit der Spannung einer positiven Grenzbezugsquelle 268 vergleicht. Der andere Schaltkreis 270 vergleicht negative Spannungen auf den Leitungen 262, 264, welche durch Dioden 272 isoliert sind, mit der Spannung einer negativen Grenzwertbezugsquelie 274. Das Ausgangssignal des linearen Filters mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit auf den Leitungen 228, 230 sollte nicht größer sein als grob genommen die größte Geschwindigkeit des Flugzeuges, in anderen Worten, wenn man direkt zum Wegpunkt fliegt und dies direkt auf einem Nord- oder Ostvektor tut, dann wäre die größte Änderungsgeschwindigkeit jenes Vektors die Geschwindigkeit des Flugzeuges. Wenn die Vektoren jedoch sich mit einer größeren Geschwindigkeit als der angenommen maximalen Änderungsgeschwindigkeit, welche als Folge von VHF-Drehfunkfeuerzackeneffekten auftreten würde (d. h. Störgeräuschsignalen von unangemessen hoher Frequenz), ändern würden, dann würde das Ausgangssignal des Filters mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit auf eine maximale Ändc rungsgeschwindigkeit begrenzt. Durch die Tatsache, daß die Vektorausgangssignale auf den Leitungen 228, 230 von den Integrationskreisen erzeugt werden, ist die Amplitude der Spannung auf den Leitungen 262,264 nur eine Funktion des Unterschiedes zwischen dem Ausgang und dem Eingang. Wenn das Eingangssignal sich mit einer Geschwindigkeit ändert, welche nicht größer als die Geschwindigkeit ist, der die Integratoren folgen können, dann ist die Spannung auf den Leitungen 262, 264 der Änderungsgeschwindigkeit proportional, aber kleiner als die Grenzen 268 und 274; wenn das Eingangssignal sich schneller ändert, hebt der Summierkreis 226 nicht voll auf und die Spannungen an den Leitungen 262, 264 bauen sich auf. Somit können die positive Grenzwertbezugsquelie 268 und die negative Grenzwertbezugsquelle 274 ausgewählt werden, um etwa in der Größenordnung von 5—10% kleiner als die maximalen Änderungsgeschwindigkeiten, welche durch die Zeitkonstante des Integrators bestimmt werden, zu sein, so daß dann, wenn eine Spannung überstiegen wird, die bevorstehende Erzeugung eines Fehlers gemessen werden kann und die Filter in die schnelle Aufholbetriebsart nach einem gegebenen Zeitinterval geschaltet werden können. Dies wird erreicht, wenn irgendeiner der Vergleichskreise 260,270 ein Ausgangssignal an den Oder-Kreis 256 weitergibt, welches das Rücksetzungssignal vom Abwärtszähler 245 entfernt, so daß dann, wenn der Fehler während 8 Sekunden aufrechterhalten

ίο bleibt, das Filter in die schnelle Betriebsart geschaltet wird.

Somit erlauben die Filter 92 mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit von Fig.9 die schnelle Integration beider Filter in Abhängigkeit von einem einfachen Zeitgeber, welcher festgestellt hat, daß eines der Filter nicht schnell genug anspricht, um die Änderung des Eingangssignals zu berücksichtigen, und sehen desweitern eine stufenweise Kompensation vor, wenn die Wegpunkte verändert werden, dadurch, daß mindestens eine vier Sekunden lange schnelle Filteraufholbetriebsart eingeschaltet wird.

Nach Fig.8 werden die Ausgangssignale der Filter 92 mit konstanter \nderungsgeschwindigkeit auf den Leitungen 228, 230 den Amplitudeneingängen eines Nordphasenvektorsynthesierers 276 und eines Ostphasenvektorsynthesierers 278 zugeführt. Die Synthesierer 276, 278 arbeiten in der gleichen Weise, wie es weiter oben unter Bezugnahme auf F i g. 6 beschrieben worden ist. Weil der Synthesierer 278 Ost darstellt und der Synthesierer 276 Nord darstellt, muß der Synthesierer 278 eine Phase aufweisen, welche um 90° gegenüber der Phase des Synthesierers 276 voreilt. Dies wird dadurch erreicht, daß dem Kanal 3 eine Voreinstellung zugeteilt wird, durch eine geeignete Verdrahtung des Multiplexers 166 (F i g. 6), welche dem Ostphasenvektorsynthesierer 278 zugeordnet ist. Dies ist in der Darstellung (d) von F i g. 7 wiedergegeben. Wegen der Voreinstellung welche möglich ist, weil der Phasenunterschied zwischen den beiden Vektoren immer konstant ist, könner die beiden Synthesierer 276,278 dieselben Vorwahl- unc Tastsignale benutzen, welche das getastete 30 Ha Nordrechteckweiiensignai auf der Leitung i42 und da; 480 Hz Nordsignal auf der Leitung 158 sind. Di« Ausgangssignale der Synthesierer auf den Leitunger 5 280,282 werden in einem Spannungssummierverstärkei 284 summiert, dessen Ausgangssignal durch eir Tiefpaßfilter 286 zur Entfernung der 15ten, 17ten usw Harmonischen (wie weiter oben beschrieben) geführ wird, um so den in bezug auf die Änderungsgeschwin

so digkeit gefilterten Phasenvektor der Strecke zurr Wegpunkt auf der Leitung 100 zu liefern.

Gemäß Fig. 10 wird das 30 Hz Nordsignal auf dei Leitung 30 dem Rotor 288 eines Kurswahlzerlegers 29( zugeführt, welcher eine Steuervorrichtung 292 umfaßt mit der eine Bedienungsperson den Kurs, auf dem mat sich einem Wegpunkt nähern will, einstellen kann. Die; bewirkt die Erzeugung von Signalen, welche mit den Sinus und dem Cosinus des gewünschten Kurswinkels t in Beziehung stehen, in einem Paar um 90° gegeneinan der phasenverschobener Kurswahlzerlegerstatorei 294, 296, von denen jeder mit einem Ende an Massi liegt. Der Stator 294 erzeugt ein Signal entsprechen! dem Sinus des Kurswinkels auf einer Leitung 298 um der Stator 296 erzeugt ein dem Cosinus des Kurswinkel entsprechendes Signal auf einer Leitung 380. Diesi werden gegenüberliegenden Enden einer /?C-Brücki 302 zugeführt, deren Mittelpunkt ein Signal führt, da auf den Sinus der Trägerfrequenz plus den Winkel t

plus einer 45° Phasenverschiebung auf einer Leitung 304 bezogen isL Dies wird einem 30 Hz Tiefpaßfilter 306 zugeführt, welches selbst eine 45° Phasennacheilung bewirkt, um so auf einer Sipnalleitung 308 ein Signal entsprechend dem Sinus der Trägerfrequenz plus dem Kurswinkel zu erzeugen. Dieses Signal wird einem Rechteckwellenerzeugungsltreis 310 zugeführt, um eine Rechteckwelle auf einer Leitung 312 zu erzeugen, deren Phase bezüglich der Nordbezugssignale um den gewünschten Kurswinkel voreilt Dieses Signal wird in einem Synchronisationskreis 314 mit dem 122,88 kHz Nordsignal auf der Leitung 126 für das Anschließen an einen 4096:1-Zähler 316 synchronisiert, um so ein 30 Hz Signal auf einer Leitung 318 bereitzustellen, dessen Phase dem gewünschten Kurswinkel, wie er von der Steuervorrichtung 292 am Kurswahlzerleger 290 ausgewählt wurde, entspricht. Die vorletzte Stufe des 4096 : 1-Zählers 316 ist mit einem Abgriff versehen, um ein 60 Hz Signal auf einer Leitung 320 bereitzustellen, welches als Tastsignal in einem D-FIip-flop 322 benutzt wird, das von dem 30 Hz Signal auf der Leitung 318 getastet wird, um so ein 30 Hz Signal auf einer Leitung 324 bereitzustellen, welches um 90° gegenüber dem 30 Hz Signal auf der Leitung 318 voreilt. Somit können diese Signale als Bezugseingangssignale für ein Paar Synchrondemodülatoren 326, 328 benutzt werden, deren Signaleingang der der änderungsgeschwindigkeitsgefilterte Phasenvektor der Strecke zum Wegpunkt auf der Leitung 100 ist, um so den Phasenvektor

der Strecke zum Wegpunkt in einen in Richtung des Kurses gerichteten Vektor und einen senkrecht dazu stehenden Vektor zu zerlegen. Ein den Vektor zum Wegpunkt in Richtung des Kurses darstellendes Signal wird von dem Synchrondemodulator 326 auf einer Leitung 330 einem Verstärker 332 hoher Verstärkung zugeführt, welcher als einfacher Polaritätsfühler arbeitet, um so ein Signal einer geeigneten Polarität an eine auf die Polarität ansprechende Spule oder dergleichen zu liefern, um so die Richtungsanzeige oder Marke 334 in herkömmlicher Weise zu betätigen. Das Ausgangssignal des Synchrondemodulators 328 auf einer Leitung 336 stellt die Abweichung senkrecht zum Kurs dar, welche durch einen Verstärker 338 geleitet und dazu benutzt wird, die Querabweichungsanzeige 334 zu betätigen, welche eine galvanomeierartige Anzeige oder irgendeine andere geeignete Anzeige sein kann.

Der in bezug auf die Änderungsgeschwindigkeit gefilterte Phasenvektor der Strecke zum Wegpunkt auf der Leitung 100 wird auch der Reihenschaltung eines Zweiweggleichrichters 342, eines Tiefpaßfilters 344 und eines Analogdigitalwandlers 346 zugeführt, um digitale Signale auf einem Leitungsbündel 348 für eine Digitalanzeige 102 der Strecke zum Wegpunkt zu erzeugen. Alle diese Funktionen in dem Gerät von Fig. 10 sind bekannt und bilden keinen Teil dieser Erfindung, sondern sind nur der Vollständigkeit halber beschrieben.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Bordnavigationsrechner für Flugzeuge, der während des Fluges Kurs- und Entfernungsberechnungen in Verbindung mit Funknavigationsbodenstationen ausführt;

mit einer ersten Einrichtung zur Erzeugung von Signalen, welche die Peilung des Flugzeuges in bezug auf eine Funknavigationsbodenstation und die Entfernung des Flugzeuges von der Bodenstation darstellen;

mit einer zweiten Einrichtung, welche Signale liefert, die die Peilung eines gewünschten Wegpunktes in bezug auf die Bodenstation und die Entfernung des gewünschten Wegpunktes von der Bodenstation darstellen;

mit einer Signalverknüpfungseinrichtung zur Erzeugung einer Anzeige der Position des Flugzeuges in bezug auf den Wegpunkt; und mit
einer auf die erste und die zweite Einrichtung ansprechenden Schaltung zur Erzeugung eines Phasenvektorsignals, welches die Peilung und die Entfernung des Flugzeuges zu dem gewünschten Wegpunkt darstellt;
gekennzeichnet durch
eine Zerlegungseinrichtung (86) welche das Phasenvektorsignal in zwei Signalkomponenten (N, E) in kartesischen Koordinaten zerlegt, aus denen eine Fiiterschaltung (92) mit konstanter Änderungsgeschwindigkeit zwei entsprechende änderungsgeschwindigkeitsbegrenzte Signalkomponenten (N', E')'m kartesischen Koordinaten erzeugt;
und durch eine Schaltung (98), welche aus den änderungsgeschwindigkeitsbegrenzten Signalkomponenten (N', E') in kartesischen Koordinaten ein Phasenvektorsignal erzeugt, das die Vektorsumme der änderungsgeschwindigkeitsbegrenzten Signalkomponenten (N', E') in kartesischen Koordinaten und die Vektorposition des Flugzeuges (A/C)zu dem gewünschten Wegpunkt (WP) darstellt.

2. Rechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (70,78,236,238) zum Erzeugen eines eine Änderung des gewünschten Wegpunktes anzeigenden Signales vorgesehen ist und daß die Filterschaltung (92) eine Vorrichtung (232, 234) enthält, die auf das Wegpunktänderungssignal anspricht und die Zeitkonstante der Filterschaltung verringert, wodurch die maximale Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzung, welche an den Signalkomponenten in kartesischen Koordinaten bei der Erzeugung der änderungsgeschwindigkeitsbegrenzten Signalkomponenten vorgenommen wird, erweitert wird.

3. Rechner nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (92) zwei mit jeweils einem Verstärker (216) versehene aktive Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsfilter (212, 214) enthält, die jeweils normalerweise so betätigbar sind, daß eine vorgewählte Grenze für die Änderungsgeschwindigkeit eines Ausgangssignals in bezug auf ein Eingangssignal geschaffen wird; die jeweils selektiv betätigbare Mittel (234) enthalten, mittels welchen die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals vergrößert werden kann; die jeweils eine Vergleichsschaltung (260) enthalten, welche auf das Ausgangssignal und das Eingangssignal der Verstärker ansprechen und die Differenz zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignai jedes Verstärkers mit einem vorbestimmten Grenzwert vergleichen und ein Überschußsigtial erzeugen, wenn die Differenz größer als der vorbestimmte Grenzwert ist; und die einen auf das Überschußsignal ansprechenden Zeitgeber (245, 252) enthalten, welcher ein Signal zur Betätigung der selektiv betätigbaren Mittel (234) in jedem der aktiven Filter für ein vorbestimmtes Zeitintervall nach dem Auftreten des Oberschußsignals erzeugt

4. Rechner nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeber (245, 252) einen Zähler (245) mit Mitteln, welche beim Fehlen des Überschußsignals in Betrieb sind und zwangsweise den Zähler rückstellen, und mit selektiv betätigbaren Mitteln (252) zum Erzeugen von Taktsignalen enthält, die den Zählerstand weiterstellen, wenn der Zähler nicht in dem Zwangsrückstellzustand ist, wobei die selektiv betätigbaren Mittel (252) durch das Vorliegen eines Betriebsausgangssignals vom Zeitgeber gesperrt werden, wodurch der Zeitgeber das Betriebsausgangssignal aufrechterhält, nachdem es erzeugt worden ist, bis die Beseitigung des Überschußsignals die Zwangsrückstellung des Zählers bewirkt.

5. Rechner nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeber (245, 252) eine Einrichtung (240) enthält, die auf ein daran angelegtes Steuersignal anspricht und im wesentlichen sofort die Erzeugung des Betriebsausgangssignals für eine vorbestimmte Zeitspanne bewirkt.

6. Rechner nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitgeber (245, 253) eine bistabile Schaltung (236), die auf ein Steuersignal anspricht, um die Zwangsrückstellung des Zählers zu beseitigen und um sofort das Betriebsausgangssignal statt des Zählerausgangssignals zu erzeugen, und Mittel (258) enthält, die auf einen vorbestimmten Zählerstand des Zählers ansprechen, der kleiner als der Zählerstand ist, welcher normalerweise das Betriebsausgangssignal erzeugt, um die bistabile Schaltung (236) rückzustellen.