DE3913872C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Messung großer Phasenhü­ be an jittermodulierten Signalen gemäß dem Oberbegriff des An­ spruchs 1

Zur Gewinnung der Jitterzeitfunktion (Phasenzeitfunktion) aus einem jittermodulierten (phasenmodulierten) hochfrequenten Signal sind prinzipiell eine unmodulierte Vergleichsfrequenz (Referenz­ frequenz) und ein geeigneter Phasenvergleicher notwendig.

DE 25 41 163 C2 offenbart eine Anordnung zur Bestimmung der Phasen­ differenz zwischen einem ersten und einem zweiten Eingangssignal mit je einer sich periodisch wiederholenden Wellenform in einem Phasendifferenzbereich von n · 360 Grad, wobei n eine ganze Zahl größer als 2 ist, mit je einer Frequenzteilerstufe für beide Eingangssignale und mit mindestens zwei an Ausgängen der Frequenzteilerstufen angeschlossenen Phasenkomparatoren, die auf je eine von n aufeinanderfolgenden periodischen Wellenformen der Eingangssignale ansprechen und je ein Impulssignal mit phasendifferenz­ proportionaler Impulsbreite erzeugen, sowie mit einer Summierschaltung zur Zusammenfügung der Impulssignale, deren Ausgang ein zusammengesetztes Signal mit phasendifferenzproportionalem Mittelwert liefert, bei dem die beiden Frequenzteilerstufen je ein n-stufiges Schieberegister enthalten, wobei das betreffende Eingangssignal dem Takteingang des Schieberegisters zugeführt ist und wobei jeweils einander entsprechende Stufen der beiden Schieberegister über je einen der Phasenkomparatoren mit der Summierschaltung verbunden sind.
B) Flipfloptyp 1. Er verwendet im einfachsten Falle nur ein R/S- Flipflop (z. B. SN 74LS74 von TI) und besitzt folgende Merkmale:

• - Ausgangsfrequenz = Eingangsfrequenz,
• - Meßbereich +- pi,
• - frequenz- und phasensensitiv,
• - Empfindlichkeit um 6 dB geringer als bei 1).

C) Flipfloptyp 2. Er verwendet mehrere Gatter und Flipflops, ist integriert verfügbar (z. B. MC 4044 von Mototola) und besitzt fol­ gende Merkmale:

• - Ausgangsfrequenz = Eingangsfrequenz,
• - frequenz- und phasensensitiv,
• - Meßbereich = +- 2pi, zusammengesetzt aus zwei Kennlinien des Flipfloptyps 1),
• - Welligkeit in der Mitte,
• - Empfindlichkeit mindestens um 12 dB geringer als bei 1),
• - je ein Ausgang für voreilende bzw. für nacheilende Phase.

Sollen Phasenvergleicher in präzisen Phasenmeßeinrichtungen, bei­ spielsweise solchen für die Jittermessung, verwendet werden, so fordert man hohe Linearität, große Aussteuerbarkeit und maximale Modulations- und Demodulationsgrenzfrequenzen.

Die Linearität derartiger Phasenvergleicher hängt in der Praxis stark von der jeweiligen Realisierung ab, insbesondere dann, wenn der Jitter an Digitalsignalen hoher Bitfolgefrequenz gemessen werden soll.

Im folgenden werden die Verhältnisse bei dem bekannten Phasenver­ gleicher gemäß C) (Flipfloptyp 1) dargestellt, wobei die Überle­ gungen sinngemäß auch für die übrigen Typen von Phasenverglei­ chern gelten. Hierbei zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Phasenvergleichers gemäß C) mit nachgeschaltetem Tiefpaß.

Fig. 2 den zeitlichen Verlauf zweier an den Eingängen des in Fig. 1 dargestellten Phasenvergleichers anliegenden Nadel­ impulse sowie des dabei am Ausgang des Phasenvergleichers erscheinenden Impulszuges,

Fig. 3 ein Diagramm der Ausgangsspannung U_i des Tiefpasses 2 als Funktion des Phasenversatzes Phi₂ zwischen Nadelimpulsen, die von einem Eingangssignal S_E abgeleitet sind, und den Nadelimpulsen eines Referenztaktsignals S_R,

Fig. 4 ein Spektrum des Ausgangsignals der in Fig. 1 darge­ stellten Anordnung,

Fig. 5 ein Blockschaltbild der in Fig. 1 dargestellten Anord­ nung mit vorgeschalteten Frequenzteilern 4 und 5 und

Fig. 6 ein Spektrum des Ausgangsignals der in Fig. 5 darge­ stellten Anordnung.

Die in Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält einen Phasenver­ gleicher 1, dem ein Siebglied 2 nachgeschaltet ist, das den Mit­ telwert des mit der Phasenmodulation schwankenden pulsdauermodu­ lierten Ausgangssignals des Phasenvergleichers 1 abgibt.

Fig. 2 zeigt oben die an einem Eingang E des Phasenvergleichers 1 liegenden Nadelimpulse S_E, die aus einem mit der Frequenz f_m phasenmodulierten Eingangssignal abgeleitet sind, und in der Mit­ te die an einem Eingang R liegenden Nadelimpulse S_R, die aus ei­ nem Referenzsignal abgeleitet sind, deren zeitabhängige Phasen­ differenz zu bestimmen ist, sowie unten die am Ausgang des Pha­ senvergleichers 1 erscheinende Ausgangsspannung u₀. Letztere ist idealerweise rechteckförmig und wird dem Siebglied 2 zugeführt, das eine ihrem Mittelwert entsprechende Spannung u_i abgibt.

Die am Ausgang des Phasenvergleichers 1 liegende Spannung u₀ weist aber insbesondere bei hohen Frequenzen tatsächlich eine Welligkeit auf, die unmittelbar nach der Flanke zum Teil be­ trächtliche Werte annimmt. Dies kann dazu führen, daß sich der für präzise Meßanwendungen ausnutzbare Teil O₂ des Impulszuges drastisch reduziert und häufig Werte von weniger als der Hälfte des bei tiefen Frequenzen theoretisch möglichen Maximalwertes O₁ annimmt.

Das in Fig. 3 dargestellte Diagramm zeigt die Kennlinie U_O(O), in der sich alle Welligkeiten des in Fig. 2 dargestellten Im­ pulszuges abbilden. Sie stellt den arithmetischen Mittelwert des Impulszuges u_O(t) in Abhängigkeit von der zeitlichen Position O der ansteigenden Flanke des Impulszuges S_E dar.

Fig. 4 zeigt das zu dem in Fig. 2 dargestellten Impulszug U_O(t) gehörige Spektrum für die aus dem mit f_m modulierten Eingangssig­ nal abgeleiteten Nadelimpulse S_E. Es weist neben der bei der Mo­ dulationsfrequenz f_m auftretenden Spektrallinie U_O, die das Meß­ ergebnis darstellt, eine Schar weiterer Spektrallinien auf, die sich um eine Spektrallinie bei der Bitfolgefrequenz f_B gruppiert. Diese besitzen einen der Modulationsfrequenz f_m entsprechenden gegenseitigen Abstand und ihre Amplituden nehmen mit zunehmendem Abstand von f_B ab. Sie müssen vom Meßergebnis durch Tiefpaßfilte­ rung getrennt werden.

Fig. 5 zeigt eine der in Fig. 1 dargestellten Anordnung ent­ sprechende Anordnung, bei der den beiden Impulseingängen eines gleichen Phasenvergleichers 3 jeweils ein digitaler Frequenztei­ ler 4 bzw. 5 mit dem Teilungsverhältnis N=4 vorgeschaltet ist. Nicht näher dargestellt sind Impulsformer, die aus dem Eingangs­ signal und aus dem Referenzsignal die Nadelimpulse erzeugen. Am Ausgang des Phasenvergleichers 3 liegt ein RC-Siebglied 6.

Durch das Vorschalten der Frequenzteiler werden die ausnutzbaren Bereiche des PDM-Phasenvergleichers (PDM = Pulsdauermodulation) zwar kräftig vergrößert, und gleichzeitig wird der Meßbereich des Phasenvergleichers PD um den Teilungsfaktor N erhöht. Doch wird dabei die maximal meßbare Jitterfrequenz durch das für Jittermeß­ demodulatoren äußerst unerwünschte Heruntersetzen der Frequenz des zu demodulierenden phasenmodulierten Trägers um den Faktor N reduziert.

Fig. 6 zeigt das am Ausgang des Phasenvergleichers 3 bei Fre­ quenzteilung um den Faktor N=4 auftretende Spektrum. Es enthält wie das in Fig. 4 dargestellte Spektrum bei der Modulationsfre­ quenz f_m eine das Meßergebnis darstellende Spektrallinie U_O, de­ ren Amplitude jedoch nur ein Viertel derjenigen des in Fig. 4 dargestellten Spektrums beträgt.

Außerdem tritt eine Schar von Spektrallinien auf, die sich hier um eine bei der Frequenz f_B:N liegende Spektrallinie gruppiert und die einen der Modulationsfrequenz f_m entsprechenden gegensei­ tigen Abstand aufweisen. Ihre Amplituden nehmen jedoch mit zuneh­ mendem Abstand von f_B:N aber viel stärker ab als dies beim Spek­ trum gemäß Fig. 4 der Fall ist. Die Frequenzteiler 4, 5 bewir­ ken, daß das Ausgangssignal nur noch einen Bruchteil 1/N der vom Eingangssignal gelieferten Phaseninformation enthält.

Werden Anordnungen gemäß Fig. 5 in schnellen Phasenregelkreisen zu Modulationszwecken verwendet, so macht sich eine mit dem Fre­ quenzteilungsfaktor N größer werdende Totzeit störend bemerkbar, die der Frequenzteiler mit sich bringt. Außerdem stört in Modula­ toren für Jittergeneratoren, die als schnelle Phasenregelkreise ausgebildet sind, auch das relativ starke Störspektrum um die Phasenvergleichsfreguenz f_B:N, das ausreichend unterdrückt werden muß, bevor mit diesem Signal die Phase des Oszillators geregelt werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung (Phasenverglei­ cher für Impulssignale) zur Messung großer Phasenhübe in Taktsig­ nalen in Jittermodulatoren und Jitterdemodulatoren anzugeben, bei der zwecks Meßbereichserweiterung im Eingangs- und im Referenztaktpfad des Phasenvergleichers eine Frequenzteilung durch N vorgenommen wird, die die aufgeführten Nachteile weitgehend vermeidet und die dabei einen Phasenver­ gleichsbereich von 2 bis 4 UI (unit interval) besitzt.

Diese Aufgabe wird bei einem gattungsgemäßen Verfahren durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 und bei einer Anordnung zu dessen Durchführung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 2 gelöst. Auf diese Weise werden alle N möglichen Zu­ stände der Vorteiler benutzt, so daß keine Phaseninformation un­ benutzt bleibt.

Die der Meßbereichserweiterung dienenden Frequenzteiler besitzen also N Ausgänge und steuern N Phasenvergleicher an, deren N Aus­ gangssignale in einer Summierstufe zusammengefügt werden. Dabei werden alle prinzipiell zur Verfügung stehenden Signalflanken (N mögliche Zustände der Frequenzteiler) benutzt, so daß keine Pha­ seninformation ungenutzt bleibt. Bei N=2 oder 4 ist der Aufwand noch gering.

Durch den zeitlichen Versatz aller Ausgangsspannungen der N Pha­ senvergleicher tritt bei richtig eingestellter "Ruhephasenlage" ohne jittermodulierende Aussteuerung auch eine gewisse Auslö­ schung der Wechselanteile im Ausgangssigal des Summierers 13 auf. In der Praxis tritt mindestens eine von vornherein stark verbes­ serte Unterdrückung unerwünschter hochfrequenter Spektralanteile auf. Daher treten auch die in Fig. 6 dargestellten, um die Spek­ tralfreguenz f_B:N herum liegenden Spektralanteile stark gedämpft auf.

Da die Ausgangsimpulse jedes einzelnen Phasenvergleichers genü­ gend lang einschwingen können, ist der für Messungen benutzbare lineare Teil der Kennlinie UO(O) der in Fig. 7 dargestellten Anordnung genau so groß wie im Falle der Fig. 5.

Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, ein Über­ sprechen zwischen Frequenzteilerausgängen und nicht mit ihnen verbundenen Phasenvergleichereingängen zu minimieren.

Die Erfindung besitzt folgende vorteilhaften Eigenschaften:

• - Die Erfindung kann grundsätzlich bei jedem Typ von digitalem Einzelphasenvergleicher angewandt werden. Lediglich die Aus­ steuersignale aus den Vorteilern müssen in geeigneter Weise erzeugt werden.
• - Mit Phasenvergleichern gemäß C) und N=4 wird ein Phasenmeßbe­ reich von insgesamt 4 UI erzielt.
• - Die Empfindlichkeit der Phasenmeßanordnung liegt 4-fach höher als bei einem Einzelvergleicher mit entsprechendem Meßbereich.
• - Störende Spektralanteile des Signals, die durch Filterung zu unterdrücken sind, weisen prinzipiell eine hohe Unterdrückung auf. Ohne Modulation liegt eine vollständige Trägerunterdrüc­ kung vor. Es können weniger steile Filter mit hoher Grenzfre­ quenz verwendet werden.
• - N kann prinzipiell jeden geradzahligen Wert annehmen. Aus Auf­ wandsgründen ist N = 4 empfehlenswert.
• - Impulsdach und Impulsfuß weisen auch bei hohen Frequenzen brei­ te Zonen ohne Welligkeit auf, so daß Linearitätsschwierigkeiten in der Praxis von vornherein gemildert sind.
• - Es wird die Phaseninformation jedes Taktimpulses verwendet. Die zu berücksichtigende Totzeit entspricht derjenigen eines Pha­ senvergleichers, der dicht bei f_B arbeitet, was besonders wich­ tig in flinken Phasenregelkreisen ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung darge­ stellt und wird im folgenden näher beschrieben. Hierbei zeigt:

Fig. 7 ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels und

Fig. 8 ein Diagramm des zeitabhängigen Verlaufes mehrerer in der Anordnung gemäß Fig. 7 auftretender Spannungen bzw. Signale.

Das in Fig. 7 gezeigte Ausführungsbeispiel besitzt zwei Fre­ quenzteiler 7 und 8 mit dem Frequenzteilungsverhältnis N=4, die in nicht näher dargestellter Weise Demultiplexer für alle 4 inne­ ren Zustände enthalten. Die Ausgänge dieser Demultiplexer sind in ebenfalls nicht näher dargestellter Weise als Impulsformer ausge­ bildet, die an ihren Ausgängen a bis d bzw. A bis D Nadelimpulse abgeben. Jeweils ein Ausgang (z. B. a) des Frequenzteilers 7 und ein gegenüber einem entsprechenden Ausgang (z. B. A) des anderen Frequenzteilers 8 um zwei Stufen (N/2=2) versetzter Ausgang (z. B. C) des Frequenzteilers 8 sind mit den Eingängen (z. B. S₁₁ und R₁₁) eines (z. B. 11) von vier als RS-Flipflop ausgebildeten Phasenvergleichern 9 bis 12 verbunden. Die Ausgänge dieser vier Phasenvergleicher sind mit den Eingängen eines Summierers 13 ver­ bunden, dessen Ausgang das Meßergebnis abgibt.

Wie Fig. 8 zeigt, erzeugt der Frequenzteiler 7 aus den aufeinan­ derfolgenden PDM-Impulsen des Eingangssignals SE Nadelimpulse a′ bis d′, die pulslagemoduliert sind und die prinzipiell jeweils um eine Taktperiode gegeneinander versetzt sind. In ähnlicher Weise erzeugt der Frequenzteiler 8 aus den Impulsen des Referenzsignals S_R Nadelimpulse A′ bis D′, die nacheinander an seinen Ausgängen A bis D erscheinen, jedoch äquidistant sind und ebenfalls jeweils um eine Taktperiode gegeneinander versetzt sind. An den Ausgängen der Phasenvergleicher 9 bis 12 entstehen prinzipiell gleichartige PDM-Signale U₁ bis U₄, die jeweils um eine Taktperioden gegenein­ ander versetzt sind und die der Summierer 13 zum Ergebnis zusammenfaßt.

Claims (5)

1. Anordnung zur Messung von Phasenhüben zwischen den Impulsen eines kontinuierlichen Eingangstaktsignals E und eines kontinuierlichen Referenzsignals R in Jittermodulatoren und Jitterdemodulatoren, die größer als eine Referenztaktperiode sind, mit zwei Frequenzteilern mit jeweils einem Teilungsverhältnis N, wobei der Taktsignaleingang des einen Frequenzteilers vom Eingangstaktsignal E und der Taktsignaleingang des anderen Frequenzteilers vom Referenzsignal R beaufschlagt werden,
mit mindestens zwei an Ausgängen der Frequenzteiler angeschlossenen Phasenvergleichern, und
mit einem an deren Ausgänge angeschlossenen, das Meßergebnis liefernden Summationsglied, dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Frequenzteiler (7, 8) N Taktausgänge (a bis d; A bis D) für ihre aufeinanderfolgenden N inneren Zustände besitzen, daß N Phasenvergleicher (9 bis 12) vorgesehen sind, deren eine Eingänge (R₉ bis R₁₂) jeweils mit einem der Ausgänge (A, B, C, D) des Frequenzteilers (8) für das Referenzsignal (S_R) und deren andere Eingänge (S₉ bis S₁₂) jeweils mit einem um N/2 gegenüber entsprechenden Ausgängen (c, d, a, b) des Frequenzteilers (8) für das Referenzsignal S_R verschobenen Ausgängen des Frequenzteilers (7) für das Eingangssignal (S_E) verbunden sind, und
daß die Ausgänge der N Phasenvergleicher (9 bis 12) jeweils an einem von N Eingängen eines das Meßergebnis liefernden Summationsgliedes (13) liegen.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß N gerade ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß N gleich 2 oder gleich 4 ist.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleicher (9, 10, 11, 12) Flipflops enthalten.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleicher (9, 10, 11, 12) Exclusiv-ODER-Gatter sind.