DE2202284C3 - Operationsverstärker - Google Patents
OperationsverstärkerInfo
- Publication number
- DE2202284C3 DE2202284C3 DE2202284A DE2202284A DE2202284C3 DE 2202284 C3 DE2202284 C3 DE 2202284C3 DE 2202284 A DE2202284 A DE 2202284A DE 2202284 A DE2202284 A DE 2202284A DE 2202284 C3 DE2202284 C3 DE 2202284C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- operational amplifier
- feedback
- resistor
- collector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Operationsverstärker mit einer Vielzahl von gleichstromgekoppelten Transistoren.
Es ist bekannt, mehrstufige Transistorverstärker als integrierte Schaltkreise für Operationsverstärker zu
verwenden. Derartige Operationsverstärker sind für viele Anwendungsfälle einsetzbar, indem zwischen
die Eingangs- ΐί'.ά Ausgangsklemme eine oder mehrere
Rückkopplungsnetzwerke gescKr-ltet werden bzw. indem
zusätzliche Schaltkreiskomponenten an die Eingangs- bzw. Ausgangsklemtne abgeschaltet werden.
Eines der ersten Erfordernisse für einen derart aufgebauten und derart verwendeten Transistorverstärker
besteht darin, daß er stabil bleibt, unabhängig von dem Rückkopplungsnetzwerk, das für die jeweils
gewünschte Funktion Verwendung findet. In anderen Worten heißt das, daß der Operationsverstärker keine
Schwingneigung bei irgendeiner Frequenz im vorgesehenen Frequenzbereich zeigen darf, unabhängig van
dem Rückkopplungsnetzwerk, mit dem er betrieben wird.
Ein dreistufiger Verstärker der eingangs genannten Art ist aus der US-PS 30 96 487 bekannt. Beim
bekannten Verstärker ist eine externe Gegenkopplung mittels eines Widerstands vom Ausgang des Verstärkers
(Kollektor des dritten Transistors) zu seinem Eingang (Basis des ersten Transistors) vorgesehen, während
interne Mitkopplungen durch jeweils einen Widerstand vom Emitter des dritten Transistors zum Emitter des
zweiten Transistors bzw. von diesem zum Emitter des ersten Transistors ausgeführt sind. Diese Mitkopplungen
erhöhen die Schwingneigung des Verstärkers, der dadurch für viele Anwendungsfälle ungeeignet ist.
Aus der DE-AS 1159 512 ist ein zweistufiger
Transistorverstärker bekannt, bei dem zwei in Emitterschaltung betriebene Transistoren gleichen Leitfähig
keitstyps in Serie geschaltet sind. Der Kollektor des zweiten Transistors ist über die Reihenschaltung aus der
Primärwicklung eines Ausgangsübertragers und eines Widerstands mit einem Pol der Spannungsquelle
verbunden. Von dem Verbindungspunkt zwischen Primärwicklung des Ausgangsüberiragers und dem
Widerstand führt eine, wegen der erforderlichen Potentialtrenming kapazitive Gegenkopplung zum
Emitter des ersten Transistors. Dieser Kondensator muß sehr große Abmessungen haben, weshalb diese
Schaltung in der genannten Literaturstelle a|s nachteilig
bezeichnet wird. Die Verwendung dieses großen Kondensators und eines Ausgangsübertragers würde im
übrigen- eine Integration dieser Schaltung unmöglich
machen.
Wegen der kleinen Größen der in integrierter Schaltungsbauweise hergestellten Operationsverstärker
sind diese besonders vorteilhaft für Miniaturgeräte
ίο verwendbar, wie z. B, für HF-Taschenrufgeräte. Derartige
Geräte sollen jedoch mit sehr niedriger Betriebsspannung funktionsfähig sein, wobei möglichst die
Spannung einer Monozelle ausreichen soll. Derartige Monozellen ändern ihre Betriebsspannung jedoch von
etwa 0,95 bis 1,5 Volt in Abhängigkeit vom Ladungszustand. Ein Operationsverstärker der erwähnten Art muß
also bei dieser niedrigen Betriebsspannung über den gesamten Schwankungsbereich der Betriebsspannung
stabil arbeiten. Damit ein solcher Operationsverstärker mit einer Monozelle betrieben werden kann und
trotzdem noch ausreichende Verstärkung bzw. eine ausreichende Funktion als Operationsverstärker gewährleistet,
sind Mehrstufenverstärker erforderlich. In der Regel werden hierfür drei Stufen benötigt Die
Anzahl der Stufen ist jedoch dafür verantwortlich, daß der Operationsverstärker zu schwingen anfängt, wenn
eines der vielen möglichen Rückkopplungsnetzwerke zwischen die Eingangs- und Ausgangsklemme geschaltet
wind. Es wurden bereits interne Rückkopplungsschaltungen vorgeschlagen, um die Schwingneigung zu
unterdrücken. Diese Rückkopplungsschaltungen bestehen normalerweise aus Blindwiderstands-Netzwerken,
die jedoch nicht in integrierter Schaltkreistechnik herstellbar sind.
J5 Aus der Zeitschrift »Radio mentor electronic« (1969),
S. 35 bis 40, ist es bekannt, in einem mehrstufigen Ton-ZF-Verstärker von dem Kollektor zu der Basis des
Transistors, welcher die erste Stufe bildet, zur Verminderung der Grenzfrtquenz des Verstärkers in
Ergänzung eines für diesen Zweck vorgesehenen Tiefpaßfilters einen Gegenkopplungskondensator zu
schalten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Operationsverstärker der eingangs genannten Art mit
Hilfe eines in integrierter Schaltkreistechnik ausführbaren inneren Rückkopplungsnetzwerks so zu stabilisieren,
daß unabhängig von der Art eines für die jeweils gewünschte Funktion (Integrationsstufe bzw. Inversionsstufe)
äußeren Rückkopplungsnetzwerkes bei keiner Frequenz im Betriebsfrequenzbereich irgendwelche
Schwingneigung auftritt.
Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 niedergelegten
Merkmale.
Die Merkmale der Erfindung werden in vorteilhafter Weise bei einem Operationsverstärker verwirklicht, bei
dem der Kollektor des ersten Transistors mit der Basis des zweiten und der Kollektor des zweiten Transistors
mit der Basis des dritten Transistors verbunden ist. Der erste und dritte Transistor ist als NPN-Transistor und
der zweite Transistor als PN P-Transistor aufgebaut. Die
Transistoren werden mit einer Versorgungsspannung betrieben, die vorzugsweise von einer Monozelle
geliefert wird. Zwischen dem Emitter des dritten
f>5 Transistors und der Basis des zweiten Transistors ist
eine in Sperriehtung vorgespannte Flächendiode geschaltet, die einen kapazitiven Blindwiderstand darstellt.
Bei der Herstellung des Operationsverstärkers in
integrierter Schaltkreistechnik kann die Größe der
Fläche der Sperrschicht verändert werden, um die Blindkapazität der Diode entsprechend zu ändern. Eine
Änderung der Blindkapazität ist auch durch eine Amplitudenänderung der an der Diode wirksamen
Sperrspannung möglich. Der kapazitive Blindwiderstand auf Grund der Flächendiode wirkt als negative
Rückkopplungsstrecke vom dritten auf den zweiten Transistor und stabilisiert den Operationsverstärker
ausreichend, um eine Schwingneigung zu unterdrücken, unabhängig von dem Rückkopplungsnetzwerk, das
zwischen die Eingangs- und Ausgangsklemme zusätzlich für spezielle Funktionen geschaltet wird.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels
in Verbindung mit den Ansprüchen und der Zeichnung hervor. Es zeigt
F i g. 1 das Schaltbild eines mehrstufigen Transistor-Operationsversärkers
gemäß der Erfindung,
F i g. 2 eine graphische Darstellung des Verstärkungs-Verlaufes über der Frequenz beim Operationsverstärker
gemäß F i g. 1,
Fig.3 eine graphische Darstellung der Phasendrehung
in Abhängigkeit von der Frequenz des Operationsverstärkers gemäß F i g. 1.
Der in F i g. 1 dargestellte selbstkompensierte und mit niedriger Spannung funktionsfähige Operationsverstärker
gemäß der Erfindung wird an der Klemme 10 mit Eingangssignalen beaufschlagt, die von der Lingangsklemme
8 aus über einen Widerstand 14 angelegt jo werden. Gleichzeitig sind an der Klemme 10 auch die an
der Ausgangsklemme 11 anliegenden Ausgangssignale wirksam. Der eigentliche Operationsverstärker ist in
Fig. 1 innerhalb der gestrichelten Linie 12 dargestellt.
Der zwischen der Ausgangsklemme 11 und der Klemme 10 liegende Widerstand 13 stellt einen Rückkopplungswiderstand dar und ist eine von vielen möglichen
Rückkopplungsschaltungen, die zwischen die Eingangsklemme 10 und die Ausgangsklemme 11 des Operationsverstärkers
12 geschaltet werden können. Wenn der Operationsverstärker als Umkehrverstärker, wie in
Fi g. 1 dargestellt, verwendet wird, wird der Widerstand 13 als Rückkopplungswiderstand zusammen mit dem
eingangsseitigen Widerstand 14 verwendet. Wenn der Operationsverstärker 12 dagegen als Integrator Verwendung
findet, enthält die Rückkopplungsschaltung einen Widerstand und eine Kapazität, die in Serie
zwischen die Klemme 10 und die Ausgangsklemme 11 geschaltet sind.
An die Klemme 15 des Operationsverstärkers ist eine Gleichstromquelle angeschlossen. Dabei ist es für den
Operationsverstärker wünschenswert, daß er mit einer Monozelle betrieben werden kann. Derartige Monozellen
liefern in der Regel eine Spannung zwischen etwa
0,95 und I^ Volt. Um bei dieser niedrigen Betriebsspaltnung
die erforderliche Verstärkung über den Operationsverstärker zu erhalten, sind drei Transistoren 20,25
und 30 vorgesehen. An die Basis 21 des Transistors 20 ist über die Eingangsklemme 10 der Widerstand 14
angeschlossen. Die Basis 26 des Transistors 25 liegt am Kollektor 24 des Transistors 30, wogegen die Basis 31
des Transistors 30 an den Kollektor 27 angeschlossen ist. Die drei Transistoren sind somit gleichstromgekoppelt.
Der Emitter Tl des Transistors 20 ist an das '.v> Massepotential angeschlossen. Dagegen liegt der
Kollektor 27 des Transistors 25 über einen Lastwiderstand 29 an Masse, an die auch über einen Widerstand 35
der Emitter 34 des Transistors 30 angeschlossen ist. Die von der Monozelle an die Klemme 15 angelegte
Betriebsspannung wirkt direkt auf den Emitter 28 des Transistors 25 und über Kollektorwiderstände 23 bzw.
32 auf die Kollektoren 24 bzw, 33 der Transistoren 20 bzw, 30. Der Kollektor 33 des Transistors 30 ist
außerdem mit der Ausgangsklemme 11 des Operationsverstärkers
verbunden.
Damit der Operationsverstärker mit einer solchen niedrigen Spannungsversorgung betrieben werden
kann, sind die Transistoren 20 und 30 von einem ersten Leitfähigkeiistyp und der Transistor 25 von einem
zweiten Leitfähigkeitstyp. Bei der dargestellten Ausführungsform sind die Transistoren 20 und 30 NPN-Transistoren,
wogegen der Transistor 25 ein PNP-Transistor ist. Mit dieser Schaltungskonfiguration ist es möglich,
den Operationsverstärker mit einer Monozelle zu betreiben.
Ferner läßt sich mit dieser Schaltungskonfiguration aus NPN-PNP-NPN-Transistoren ύ-ie Änderung des
Betriebsstromes über die Monozelle und im Bereich der Betriebstemperaturen auf ein Minimum verringern. Die
Basis 26 und der Emitter 28 des Transistors 25 liegen an zwei gegenüberliegenden Enden des Widerstandes 23,
der dei Kollektorwiderstand des Transistors 20 ist Die Basis 31 des Transistors 30 ist an das eine Ende des
Kollektorwiderstandes 29 angeschlossen. Der Widerstand 35 verbindet den Emitter 34 des Transistors 30 mit
Massepotential. Die Kollektorwiderstände 23 und 29 liegen somit parallel zur jeweiligen Basis-Emitter-Strekke
der Transistoren 25 und 30. Wenn die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors in Durchlaßrichtung betrieben
über den durch die Charakteristiken des Transistors bestimmten Spannungs- und Temperaturbereich weitgehendst
auf einer konstanten Spannung gehalten wird, bleibt auch die Spannung an den Kollektorwiderständen
23 und 29 für den Betriebsspannungsbereich und den Betriebstemperaturbereich weitgehendst konstant. Mit
einer konstanten, an den Kollektorwiderständen 23 und 29 wirksamen Spannung bleibt auch der Strom über die
Transistoren 20 und 25 und damit die Funktionscharakteristik dieser Transistoren weitgehendst konstant.
Wie bereits erwähnt, sind für den Operationsverstärker 12 auf Grund der gewünschten Verstärkung drei
Transistoren erforderlich. Für viele normale Anwendungsfälle der Operationsverstärker soll das Ausgangssignal
gegenüber dem Eingangssignal invertiert bzw. außer Phase gegenüber dem Eingangssignal sein. Für
den Idealfall soll die Phasendifferenz 180° betragen, so daß eine externe Rückkopplungsschaltung für den
Operationsverstärker verwendet werden kann. Ein Verstärker, der mit einen solchen Rückkopplungsnetzwerk,
z. B. in Form des Widerstandes 13, verwendet wird, muß jedoch die richtige Verstärkung und
Phasendrehung aufweisen, damit er für alle Jtiöglichen
Rückkopplungen oder eine bestimmte Frequenz keine Schwingneigung zeigt. Wenn die Phasendrehung 180°
vom Eingang zurii Ausgang beträgt, ist an der Klemme 10 eine negative Ruckkopplung über den Widerstand 13
wirksam. Eine zusätzliche Phasendrehung um 90° an der Ausgangsklemme 11 kann toleriert werden, oh.ie daß
sich nachteilige Einflüsse für das Verhalten der Schaltung zeigen. Damit kann das rückgekoppelte
Signal um 270° ohasenverdreht gegenüber dem Eingangssignal sein, ohne daß der Operationsverstärker
12 zu schwingen anfängt. Wenn das Ausgangssignal gegenüber dem Eingangssignal um 360° phasengedreht
ist. wirkt auf die Klemme 10 eine Dositive RückkoDD-
lung, die möglicherweise den Operationsverstärker 12
zum Schwingen kommen läßt. Dies tritt dann auf, wenn die Verstärkung über die Rückkoppli.mgsschleife den
Wert I übersteigt und eine positive Rückkopplung gleichzeitig wirksam ist.
Die Transistoren 20, 25 und 30 sind, bezüglich ihrer Schaltung so angeordnet, daß jeder Transistor eine
Phasendrehung von 180° bewirkt. Dies gilt für niedrige
und mittlere Frequenzen. Damit liegt an der Ausgangsklemme It ein Signal, das gegenüber dem an der
Klemme K) wirksamen Signal um 540' phasenverschoben ist. Diese Phasenverschiebung wirkt sich aus wie
eine Phasenverschiebung von 180r zwischen Eingang
und Ausgang.
Mit dem Ansteigen der über den Operationsverstärker 12 übertragenen Signalfrequenz bewirkt die
Eigenkapazität der Transistoren eine kapazitive Belastung am Kollektor des zugeordneten Transistors. So
wird z. B. durch die Eigenkapazität zwischen dem Kollektor 27 und der Basis 26 des Transistors 25 am
Kollektor 24 eine kapazitive Last wirksam. Diese kapazitive Last verursacht eine weitere Phasendrehung
des Signals in jeder Stufe des Operationsverstärkers 12
und ebenso eine Verringerung der Verstärkung der entsprechenden Stufe. Wenn diese Eigenkapazität der
Transistoren bei hohen Frequenzen zur Phasendrehung und Dämpfung zusätzlich zu der normalen Phasendrehung
von 180' in jeder Stufe beiträgt, kann dies eine
unerwünschte Phasendrehung an der A.isgangsklcmmc Il auslösen, die dann rasch 180'' übersteigt. Mit einer
zusätzlichen Pascndrehung von 180 am Ausgang, d. h.
mit einer Drehung von 360" bezüglich der Phase am Eingang, ergibt sich eine positive Rückkopplung über
den Widerstand 13. D.i der Abfall der Stufenverstärkung
oder die durch die Eigenkapazität verursachte Dämpfung wesentlich langsamer sich ändern als die
zusätzliche Phasendrenung. übersteigt die Rückkopplungsverstärkung den Wert I und verursacht das
Anschwingen des Operationsverstärker; 12.
Um diese unerwünschte Schwingneigung zu unterdrücken,
ist eine Diode 36 vom Emitter 34 des Transistors 30 zur Basis 26 des Transistors 25 Beschältet.
Mit der dargestellten Anordnung der Transistoren 20, 25 und 30 bezüglich ihrer Leitfähigkeit sind die
Vorspannungen an der Basis 26 des Transistors 25 und am Emitter 34 des Transistors 30 für die Diode 36 derart,
daß sie in Sperrichtung vorgespannt ist. Die Diode 36 ist als Flächendiode ausgebildet und hat bei Vorspannung
in Sperrichtung einen kapazitiven Blindwiderstand. Der Betrag des kapazitiven Blindwiderstandes der Diode 36
ist proportional d"r Größe der Flächen-Grenzschicht.
Außerdem kann die Kapazität in Abhängigkeit von der Amplitude der angelegten Sperrspannung geändert
werden. Durch Transformation über die Transistoren 25 und 30 erscheint der kapazitive Blindwiderstand der
Diode 36 an der Basis 26 als wesentlich größere Kapazität als die Eigenkapazität dieser Transistorstufe.
Diese Kapazität bewirkt geringere charakteristische Werte für die Frequenz-Phasencharakteristik sowie die
Frequenz-Dämpfungscharakteristik, womii die Eigenkapazität
der jeweiligen Stufe keine wesentliche zusätzliche Phasendrehung mehr verursachen kann.
In den Fig. 2 und 3 ist der Verstärktingsverlauf und
der Verlauf der Phasendrehung für den Operationsverstärker 12 dargestellt, wobei die gestrichelte Kurve
jeweils den Verlauf der entsprechenden Größe für den
Operationsverstärker ohne die Diode 36 andeutet. Gemäß F i g. 3 besitzt die Phasendrehung nach der
gestrichelten Kurve einen Wert von - 180° bei 1 MHz. Für diese Phasendrehung ist die Rückkopplung positiv,
·-> wobei gemäß Fig. 2 bei der Frequenz von 1 Ml-Iz die Verstärkung in der Rückkopplungsschleife entsprechend
dem Verlauf der gestrichelten Kurve etwa + 30 db beträgt. Diese Verstärkung ist ebenfalls für die
Frequenz von 1 MHz positiv. Das bedeutet jedoch, daß
ίο mit einer positiven Rückkopplung und einer positiven
Schleifenverstärkung der Operationsverstärker 12 bei I MHz zu schwingen anfängt, wenn die Rückkopplungsschaltung aus einem Widerstand 13 besteht.
In den F i g. 2 und 3 ist mit den ausgezogenen Kurven
ii das charakteristische Verhalten des Operationsverstärkers
12 mit der zwischen die Basis 26 und den Emitter 34 geschalteten Diode dargestellt. Aus Fig. J geht hervor,
daß eine zusätzliche Phasendrehung von - 180° bei etwa Jö ViHz erreicht wird. d. h. bei einem l-requenz-
;·ιι wert, bei dem die Schleifcnverstärkung gemäß Fig. 2
einen Wert von - 20 db und damit kleiner als I annimmt. Wenn jedoch die Schleifenverstärkung über
die Rückkopplungsschleife kleiner als 1 ist und das von der Ausgangsklcmmc Il zur Eingangsklemme 10 über
_>-, den Widerstand 13 übertragene Rückkopplung* iignal
360° gegen das Eingangssignal phasengedreht ist, tritt keine Schwingneigung auf.
Der \ !,im Emitter 34 /ur Basis 26 hinzugefügte
kapazitive Blindwiderstand ist somit nötig, um den
in Operationsverstärker zu stabilisieren und ein Anschwingen zu verhindern, wenn eine zusätzliche externe
Riickkopplungsschaltung vorgesehen wird. Die Flächendiode
36 bewirkt diesen notwendigen kapazitiven Blindwiderstand und ist in integrierte Schaltungen leicht
r. einzufügen, wogegen es sehr schwierig oder nahezu
unmöglich ist. diskrete Kapazitäten in integrierten Schaltungen vorzusehen. Die Kapazität der Diode 36
kann leicht durch Ändern der Flächengröße der Grenzschicht in der integrierten Schaltung verändert
■>" werden oder auch durch ein Andern der Sperr-Vor« pannung.
Ein Operationsverstärker gemäß dor Frfindnnp. der
die in den F i g. 2 und 3 angegebenen Charakteristiken erfüllt, kann mit Hilfe nachfolgender Werte aufgebaut
i". werden.
Widerstand 23 120 kOhm.
Widerstand 29 ISOkOhm.
Widerstand 32 22 kOhm.
■.μ Widerstands 2.2 kOhm( 1.2 kOhm)*).
■.μ Widerstands 2.2 kOhm( 1.2 kOhm)*).
Transistor 20 NPN-Siliciumtransistor als lintj/er
integrierter Transistor in kleiner geometrischer Ausführung,
Transistor 25 PNP-Siiiciumtransistor als linearer
"^ integrierter Transistor in kleiner
geometrischer Ausführung.
Transistor 30 NPN-Siliciumiransistor als linearer
integrierter Transistor in kleiner geometrischer Ausführung.
rt> Diode 36 Integrierte Flächendiode mit einer
Kapazität von 50 pF(100 pF)*)
Die mit *) bezeichneten Werte gelten für einen Operationsverstärker, der als Integrationsstufe und
•-.ϊ nicht als Inversionsstufe verwendet wird-
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentanspruch;Operationsverstärker mit externer Rückkopplung, der drei hintereinander in Emitterschaltung angeordnete Transistoren enthält, die aufeinanderfolgend entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp haben und bei denen der Kollektor des einen Transistors unmittelbar mit der Basis des jeweils nachfolgenden Transistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine in an sich bekannter Weise durch Sperrvorspannung einen kapazitiven Blindwiderstand darstellende Diode (36) zur internen, negativen Rückkopplung von dem über einen Gegenkopplungswiderstand (35) an Masse gelegten Emitter (34) des dritten Transistors (30), an dessen Kollektor (33) die Ausgangsspannung abgegriffen wird, zur Basis (26) des zweiten Transistors (25) geschaltet ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US11042771A | 1971-01-28 | 1971-01-28 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2202284A1 DE2202284A1 (de) | 1972-08-03 |
DE2202284B2 DE2202284B2 (de) | 1973-03-29 |
DE2202284C3 true DE2202284C3 (de) | 1981-10-08 |
Family
ID=22332946
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2202284A Expired DE2202284C3 (de) | 1971-01-28 | 1972-01-18 | Operationsverstärker |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3729685A (de) |
CA (1) | CA946053A (de) |
DE (1) | DE2202284C3 (de) |
GB (1) | GB1344014A (de) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3835406A (en) * | 1972-10-02 | 1974-09-10 | Gte Sylvania Inc | Neutralized amplifier circuit |
IT1190074B (it) * | 1986-02-28 | 1988-02-10 | Sgs Microelettronica Spa | Amplificatore a banda larga comprendente un dispositivo circuitale per migliorare la risposta in frequenza |
US4774478A (en) * | 1986-09-19 | 1988-09-27 | Tektronix, Inc. | Feedback amplifier compensation circuitry |
CA1312359C (en) * | 1987-09-14 | 1993-01-05 | Stephen P. Webster | Operational amplifier stages |
GB2225504A (en) * | 1988-11-18 | 1990-05-30 | Motorola Inc | Amplifier with compensation capacitance |
US5570065A (en) * | 1994-08-26 | 1996-10-29 | Motorola, Inc. | Active bias for radio frequency power amplifier |
DE19645821A1 (de) * | 1996-11-07 | 1998-05-28 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung mit wenigen Transistoren |
CN106936423A (zh) * | 2015-12-29 | 2017-07-07 | 柳州桂通科技股份有限公司 | 运算放大器、驱动接口、测控设备、驱动电路和驱动器 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3096487A (en) * | 1961-04-03 | 1963-07-02 | Willis L Lee | Directly coupled transistor amplifier with positive and negative feedback |
DE1159512B (de) * | 1961-11-16 | 1963-12-19 | Felten & Guilleaume Gmbh | Transistorverstaerker mit einer geraden Zahl von Verstaerkerstufen |
DE1166273B (de) * | 1962-05-21 | 1964-03-26 | Ibm | Transistorverstaerkerstufe fuer logische Schaltung mit Dioden |
US3214705A (en) * | 1962-07-18 | 1965-10-26 | Lockheed Aircraft Corp | Unity gain preamplifier for photomultiplier tubes |
US3262061A (en) * | 1963-01-28 | 1966-07-19 | Sprague Electric Co | Direct coupled transistor amplifier including negative feedback |
US3379988A (en) * | 1964-12-04 | 1968-04-23 | Atomic Energy Commission Usa | Complementary pair feedback amplifier |
DE1512715B2 (de) * | 1967-06-27 | 1971-02-18 | Institut fur Rundfunktechnik GmbH, 8000 München | Transistor gleichstromverstaerker |
US3663836A (en) * | 1970-06-09 | 1972-05-16 | Westinghouse Electric Corp | Phase shifter for ultrahigh frequencies |
ES2571778T3 (es) | 2002-07-02 | 2016-05-26 | Janssen Pharmaceutica Nv | Un metabolito similar a la bafilomicina a partir de una nueva especie de Micromonospora |
-
1971
- 1971-01-28 US US00110427A patent/US3729685A/en not_active Expired - Lifetime
-
1972
- 1972-01-05 CA CA131,717A patent/CA946053A/en not_active Expired
- 1972-01-07 GB GB82872A patent/GB1344014A/en not_active Expired
- 1972-01-18 DE DE2202284A patent/DE2202284C3/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3729685A (en) | 1973-04-24 |
GB1344014A (en) | 1974-01-16 |
DE2202284A1 (de) | 1972-08-03 |
DE2202284B2 (de) | 1973-03-29 |
AU3795272A (en) | 1973-06-28 |
CA946053A (en) | 1974-04-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3631099C2 (de) | CMOS Ausgangsstufe | |
DE4034371C1 (de) | ||
DE2146418C3 (de) | Gegentaktverstärker mit verbesserter Stromverstärkung bei hohen Frequenzen | |
DE102014115295A1 (de) | System und Verfahren für eine Schaltung mit abstimmbarer Kapazität | |
DE1904334A1 (de) | Differentialverstaerker fuer vorzugsweise automatische Verstaerkungsregelung | |
DE2513906B2 (de) | Stromspiegelverstaerker | |
DE2202284C3 (de) | Operationsverstärker | |
DE3014657A1 (de) | Anordnung und verfahren zur erzeugung einer spannung | |
DE1909721C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Gleichspannungsteilung | |
DE2438883C3 (de) | Durch Rückkopplung stabilisierte Verstärkeranordnung | |
EP0351639B1 (de) | Eingangsschaltung für Hochfrequenzverstärker | |
DE2601193C3 (de) | Breitband-Transistorverstärker | |
DE927099C (de) | Verstaerker mit negativem Widerstand | |
DE2945538C2 (de) | ||
DE2409929C3 (de) | Verzerrungsarmer, niederfrequenter Gegentakt-Leistungsverstärker | |
DE1806467B2 (de) | Schaltungsanordnung zum Erzeugen von gegen Betrfebsspannungsänderungen stabilisierten Ausgangsspannungen | |
DE1537656B2 (de) | ||
DE3618939A1 (de) | Schaltungsanordnung zum einstellen eines referenzpegels in einem periodischen signal | |
DE3007715C2 (de) | ||
EP0013943B1 (de) | Monolithisch integrierbare Tiefpass-Filterschaltung | |
DE3035286C2 (de) | Verstärker | |
DE3145771C2 (de) | ||
DE2716038C3 (de) | Phasenschieberschaltung | |
DE10054971B4 (de) | Pufferschaltung und Halteschaltung | |
DE4109172A1 (de) | Gegenwirkleitwert-schaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |