DE2716038C3 - Phasenschieberschaltung - Google Patents

Description

is Die Erfindung geht von einer Phasenschieberschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 aus. Eine derartige Phasenschieberschaltung ist ihrem grundsätzlichen Aufbau nach aus der Druckschrift »Electronic Designers' Handbook«, Robert W. Landee. Donovan C.

Davis und Albert P. Albrecht. McGraw-Hill Bokk Company, Inc.. New York. 1957, Seite 17-15, Fig. 17.19. bekannt. Diese bekannte brückenartige Phasenschieberschaltung läßt sich nur in Schaltungsanordnungen anwenden, bei denen entweder die Eingangs- und Ausgangsschaltung symmetrisch ausgebildet sind oder keine Verbindung zwischen der Eingangs- und Ausgangsschaltung besteht.

Zum weiteren Stand der Technik wird auf die Druckschrift »Grundig: Technische Information 2/74«.

Seite 293 bis 295 verwiesen. Aus dieser Druckschrift ist eine Phasenschieberschaltung bekannt, die den in der folgenden Beschreibung an Hand der F i g. 1 erläuterten Grundaufbau hat. Diese bekannte Phasenschieberschaltung weist im Gegensatz zu der aus der erstgenannten Druckschrift bekannten Phasenschieberschaltung einen gemeinsamen Leiter für die Eingangs- und Ausgangsschaltung auf.

Die beiden druckschriftlich nachgewiesenen Phasenschieberschaltungen sind aber aus den nachstehend erläuterten Gründen zur Herstellung von Phasenschieberschaltungsstufen in integrierter Schaltungstechnik, und damit für den erfindungsgemäßen Zweck, nur bedingt geeignet.

Um ein Analogsignal ohne Schwingungsformverzerrung einer größeren Zeitverzögerung auszusetzen, ist es allgemein bekannt, eine Verzögerungsschaltung zu verwenden, die aus einer erforderlichen Anzahl von in Reihe geschalteten Phasenschieberschaltungen mit einer ebenen Frequenzgangcharakteristik aufgebaut ist.

Diese Phasenschieberschahungen enthalten Kondensatoren.

Wenn die Phasenschieberschahungen der bekannten Art als integrierte Schaltung ausgebildet werden sollen, ist es in Anbetracht der in den Schaltungen verwendeten Kondensatoren erforderlich, zum äußeren Anschluß des Kondensators jeder Phasenschieberschaltung bzw. jeder Phasenschieberschaltungsstufe an dem Gehäuse für die integrierte Schaltung zwei Stifte vorzusehen. Da eine als integrierte Schaltung ausgebildete Verzögerungsschaltung zum Erzielen einer großen Verzögerungszeit notwendigerweise eine sehr große Anzahl von in Reihe geschalteten Phasenschieberschahungen enthalten muß, weist das Gehäuse für die integrierte Schaltung sehr viele Anschlußstifte für die Kondensators ren auf.

Jeder Hersteller von integrierten Schaltungen standardisiert oder normt die für die integrierten Schaltungen vorgesehenen Gehäuse. Die Anordnungen und

Anzahle der Stifte an den Gehäusen für integrierte Schaltungen sind ebenfalls im wesentlichen genormt oder standardisiert Die heute weit verbreiteten Doppelreihen-Gehäuse oder Dual-in-Line-Gehäuse, abgekürzt DIP, haben im allgemeinen vierzehn oder fünfzehn Stifte, und DlPs mit einer besonders großen Stiftanzahl haben vierzig oder zweiundvierzig Kontaktleiterstifte. Da die Anzahl der Stifte der Gehäuse iür integrierte Schaltungen von den Herstellern standardisiert ist und daher die Anzahl der Stifte praktisch fest vorgegeben ist, muß die als integrierte Schaltung ausgebildete, eingangs erwähnte Verzögerungsschaltung derart konstruiert sein, daß die Anzahl der Stifte, d^;e zum externen Anschluß der Kondensatoren erforderlich sind, die Anzahl der üblicherweise an den Gehäusen vorgesehenen Stifte nicht übersteigt Wenn eine aus den bekannten Phasenschieberschaltungen aufgebaute Verzögerungsschaltung in ein sog. IC-Gehäuse (IC = integrierte Schaltung) integriert werden soll, mußte man die Anzahl der miteinander in Reihe verbundenen Phasenschieberschaltungsstufen begrenzen, da nicht genügend Anschlußstifte für die Kondensatoren zur Verfügung standen. Es war daher äußerst schwierig, eine Verzögerungsschaltung aus einer großen Anzahl von Phasenschieberschaltungen in einem Gehäuse für integrierte Schaltungen unterzubringen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Phasenschieberschaltung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß in einem einzigen, für integrierte Schaltungen gedachten Gehäuse eine möglichst grc3e Anzahl von in Kaskade geschalteten Phasenschieberschaltungen untergebracht werden kann. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Die nach der Erfindung ausgestaltete Phasenschieberschaltung zeichnet sich vor allem dadurch aus, daß der eine Anschluß des in der Schaltung vorgesehenen Kondensators mit dem für das Eingangs- und Ausgangssignal gemeinsamen Referenzspannungspunkt verbunden ist. Infolgedessen reicht eine kleine Anzahl von Kontaktleiterstiften aus, um eine Vielzahl der in Kaskade geschalteten Phasenschieberschaltungen in ein IC-Gehäuse mit einer begrenzten Anzahl von Kontaktleiterstiften zu integrieren. Nach der Erfindung ist es somit möglich, in einem IC-Gehäuse eine Verzögerungsschaltung unterzubringen, die eine große Verzögerungszeit aufweist, d. h. eine große Anzahl von Stufen aus Phasenschieberschaltungen enthält.

Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung besteht darin, die Phasenschieberschaltung derart auszubilden, daß im hohen Frequenzband insbesondere harmonische Verzerrungen unterdrückt werden.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand einer Zeichnung erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild mit dem Grundaufbau einer üblichen Phasenschieberschaltung,

F i g. 2 bis 6 Schaltbilder von fünf Ausführungsbeispielen der Erfindung und

Fig. 7 eine grafische Darstellung der Frequenzabhängigkeit des Verzerrungsfaktors.

Eine bekannte Phasenschieberschaltung hat einen in der Fig. 1 dargestellten Grundaufbau. Die Schaltung enthält einen Transistor X, dessen Basis mit einem Eingangsanschluß 11 verbunden ist. Dem Eingangsanschluß 11 wird ein Eingangssignal Vi zugeführt. Der Kollek'or des Transistors X ist über einen Kollektorwiderstand Ra mit einer Speisespannungsquelle +B verbunden. Der Emitter des Transistors X führt über einen Emitterwiderstand Rb zur Masse. Ein Ausgangsanschluß 12 ist über einen Widerstand Rc an den Kollektor und über einen Kondensator Ca an den Emitter des Transistors X angeschlossen. Das am Ausgangsanschluß 12 auftretende Ausgangssignal K₀ kann durch die folgende Gleichung (1) wiedergegeben werden:

— j O₁ Ca Rc

Für den Fall, daß diese Phasenschieberschaltung in einem Gehäuse für integrierte Schaltungen untergebracht werden soll, ist es erforderlich, den Kondensator Ca e:;tern anzuschließen. Da die beiden Anschlüsse des Kondensators Ca zum Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors X und dem Widerstand Rb sowie zum Ausgangsanschluß 12 führen, werden für den externen Anschluß eines einzigen Kondensators Ca zwei Kontaktstifte in dem IC-Gehäuse (IC = integrierte Schaltung) benötigt. Wenn eine Verzögerungsschaltung mit einer Vielzahl dieser Phasenschieberschaltungen, die in Reihe geschaltet sind, in ein IC-Gehäuse integriert werden soll, werden für die externen Anschlüsse der Kondensatoren aller Phasenschieberschaltungen zweimal so viel IC-Gehäuse-Stifte benötigt, wie Phasenschieberschaltungsstufen vorhanden sind. Aus diesem Grund kommt es zu den oLen geschilderten Schwierigkeiten.

Eine nach der Erfindung ausgebildete Phasenschieberschaltung, die die genannten Schwierigkeiten beseitigt, wird an Hand von fünf Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Fig. 2 bis 6 erläutert. In diesen Figuren sind gleiche oder ähnliche Teile mit denselben Bezugszeichen versehen.

Die Fig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer nach der Erfindung ausgebildeten Phasenschieberschaltung. Ein am Eingangsanschluß 11 anliegendes Eingangssignal V₁ wird der Basis eines Transistors Q 1 zugeführt. Zwischen den Emitter des Transistors Q 1 und Masse (Erde) sind zwei Widerstände R 1 und Λ 2 in Reihe geschaltet, die beide denselben Widerstandswert haben. Der Emitter des Transistors Qi ist über einen Widerstand R mit der Basis eine; weiteren Transistors Q2 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2 ist an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 1 und R 2 angeschlossen. Ein Kondensator C liegt zwischen Masse und dem Verbindungpunkt zwischen dem Widerstand R und der Basis des Transistors Q 2.

Der Kollektor des Transistors Qi ist über einen Kollektorwiderstand R 3 und der Kollektor des Transistors Q 2 über einen Kollektorwiderstand R 4 an die Speisespannungsquelle + B angeschlossen. Weiterhin ist der Kollektor des Transistors Q 2 mit dem Ausgangsanschluß 12 verbunden.

Wenn bei einer Phasenschieberschaltung dieser Art ein Eingangssignal Vi am Eingangsanschluß 11 anliegt, tritt zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und Masse ein Signal Vi' auf, für das die Beziehung V/'= Vi gilt. Zwischen der Basis des Transistors Q 2 und Masse erscheint ein Signal VB 2 das durch die folgende Gleichung (2)dargestellt werden kann:

17)2 =-.

+ l-nCR

Γ,

Da der Emitter des Transistors Q 2 an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 1 und

R 2 angeschlossen ist und diese Widerstände den gleichen Widerstandswert haben, erscheint zwischen dem Emitter des Transistors Q 2 und Masse ein Signal Ve 2, für das die Beziehung Ve 2-'/2 Vi'gilt.

Ein Signal Vbe2 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q 2 kann daher durch die folgende Gleichung (3) dargestellt werden:

lh· 2 = I7>2 - VeI = (■—-

-j-'C R

+ ja, C R

1-7'.

(3)

Am Ausgangsansch'.uß 12 tritt somit ein Ausgangssigaal V₀ auf, das durch die folgende Gleichung (4) dargestellt werden kann:

- jinCR "+ fin CR

Vi'.

(4)

Dabei ist G der Verstärkungsgrad des Transistors Q 2. Da man den Verstärkungsgrad C willkürlich wählen kann, wird für G=2 aus der Gleichung (4) die folgende Gleichung (5):

Vi

(5) nung des Transistors Q 2 gleich sind. Weiterhin wird die Verstärkung der Schaltung zwischen der Basis des Transistors Qi und dem Kollektor des Transistors Q 2 gleich 1 gemacht.

Die Basisgleichspannung des Transistors Q 1 und die Kollektorgleichspannung des Transistors Q 2 können dadurch gleich gewählt werden, daß man veranlaßt, daß die Kollektorspannung des Transistors ζ) 2 um die Spannung Δ Vbe zwischen der Basis und dem Emitter dieses Transistors höher als die Basisspannung des Transistors Q 2 ist, die gleich der Emittergleichspannung (Vb—AVbb) des Transistors Qi ist, die um die Spannung Δ Vbe zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors (beispielsweise etwa 0,6 V bei Siliciumtransistören) kleiner als die Basisgleichspannung des Transistors Q1 ist. Weiterhin kann man veranlassen, daß die Verstärkung der Schaltung zwischen der Basis des Transistors Q 1 und dem Kollektor des Transistors Q 2 eins ist, indem der Widerstandswert des Kollektor-

2ü Widerstands Λ 4 des Transistors Q 2 gleich dem Widerstandswert des Widerstands RX (=Λ2) gewählt wird.

Bei dem in der Fig. 2 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht dann der folgende Zusammenhang zwischen der Speisespannung Vcc, der Basisgleichspannung Vb des Transistors Q1 und der Spannung Vbe zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors:

30

Ein Vergleich dieser Gleichung (5) mit der vorangegangenen Gleichung (1) zeigt, daß die Phasenschieberschaltung nach der Fig. 2 eine ähnliche Eingangs-Ausgangs-Charakteristik wie die in der Fig. 1 dargestellte bekannte Phasenschieberschaltung hat. Darüber hinaus ist bei der erfindungsgemäßen Phasenschieberschaltung ein Anschluß des Kondensators mit dem Standard- oder Bezugspotentialpunkt (bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel Masse oder Erde) verbunden. Wenn man mehrere dieser Phasenschieberschaltungen in Reihe zu einer vielstufigen Anordnung miteinander verbindet, können die Kondensatoren von allen Phasenschieberschaltungen auf der einen Anschlußseite gemeinsam miteinander verbunden werden. Die anderen Kondensatoranschlüsse sind mit Kontaktleiterstücken des IC-Gehäuses zu verbinden. Die für die äußeren Anschlüsse der Kondensatoren erforderliche Anzahl von Stiften ist daher im wesentlichen gleich der Anzahl der Kondensatoren. Eine Schaltungsanordnung mit einer großen Anzshl von in Reihe miteinBnd^r 5^ verbundenen Phasenschieberschaltungen nach der Erfindung kann daher sehr leicht in ein IC-Gehäuse integriert werden.

Während bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung die Schaltung derart ausgebildet ist, daß das Eingangssignal Vi der Basis des Transistors Q1 zugeführt wird, kann man die Anordnung auch so treffen, daß das Eingangssignal Vi an die beiden Anschlüsse der Reihenschaltung aus den Widerständen R 1 und R 2 gelegt werden kann. In diesem Fall wird der erforderliche Basisstrom der Basis des Transistors Q 2 zugeführt.

Damit man eine große Anzahl von Phasenschieberschaltungen in direkter Kopplung miteinander in Kaskade schalten kann, werden die Konstanten, Arbeitspunkte usw. der verschiedenartigen Schaltungskomponenten so eingestellt, daß die Basisgleichspannung des Transistors Q 1 und die Kollektorgleichspan-'Cc- = 1 V_n - .1

Wenn man unter dieser Bedingung die Schaltung mit dem Ziel der Auswahl der oben angegebenen Spannungen und der oben angegebenen Verstärkung auslegt, tritt die Schwierigkeit auf, daß bei der Konstruktion der Schaltung der Freiheitsgrad äußerst gering ist.

Diese Schwierigkeit wird durch ein in der F i g. 3 dargestelltes Ausführungsbeispiel der Erfindung überwunden. Bei dieser Phascnschiebersehaltung werden anstelle des Transistors Q 2 des in der F i g. 2 gezeigten ersten Ausführungsbeispiels zwei miteinander verbundene Transistoren Q2a und Q2bbenutzt. Die Basis des Transistors Q 2a ist an den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R und dem Kondensator Cangeschlossen. Die Basis und der Emitter des Transistors Q 2b sind mit dem Emitter des Transistors Q2a bzw. mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 1 und R 2 verbunden. Die Kollektoren der beiden Transistoren Q la und O 2b sind zusammeneeschaltet und stehen gemeinsam mit dem Ausgangsanschluß 12 in Verbindung.

Für den allgemeineren Fall, daß der Transistor Q 2 eine Anzahl von m(m=2 bei dem betrachteten Ausführungsbeispiel) zusammengeschaltete Transistoren aufweist, kann man die Beziehung zwischen der Basisgleichspannung Vg des Transistors Q1 und der Speisespannung Vcc durch die folgende Gleichung (7) ausdrücken:

60 Vcc = 2V_B - (2m + ]),iV_BK.

Die Spannungswerte der Basisgleichspannung V_B des Transistors Q1 und bzw. oder die Speisespannung Vcc kann man somit in Abhängigkeit von der Anzahl m der miteinander verbundenen Transistoren ändern. Die Spannungswerte der Basisgleichspannung Vb des Transistors Q1 und die Speisespannung Vcc kann man somit

willkürlich auswählen, indem man eine geeignete Anzahl m von Transistoren vorsieht. Dadurch wird der Freiheitsgrad bei der Konstruktion der Schaltung beträchtlich erhöht.

Bei den erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen entsprechend dem erläuterten ersten und zweiten Ausführungsbeispiel wird zwecks Ermöglichung einer mehrstufigen direkt gekoppelten Kaskadenverbindung die Spannung zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q 2 gleich der Spannung Δ Vbe zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1 gewählt, damit die Basisgleichspannung des Transistors Q1 gleich der Kollektorgleichspannung des Transistors Q 2 ist. Wenn es erwünscht ist, den Transistor Q 2 in einem Zustand zu betreiben, bei dem. die Spannung zwischen ;;, seiner Basis und seinem Kollektor hoch ist, wird ein in der F i g. 4 dargestelltes drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach der F i g. 4 werden anstelle des Transistors C? 1 bei dem in der Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel zwei miteinander verbundene Transistoren Q la und Q Xb verwendet. Die Basis des Transistors ζ) la ist mit dem Eingangsanschluß 11 verbunden. Die Basis und der Emitter des Widerstands QXb sind an den Emitter des Transistors Q la bzw. den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 1 und R angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q Xa und Q Xb stehen gemeinsam mit dem Widerstand Λ 3 in Verbindung.

Im allgemeinen Fall kann der Transistor Q X eine Anzahl von n(/i = 2 bei dem betrachteten Ausführungsbeispiel) von Transistoren enthalten bzw. ersetzt werden. Die Koüektorgleichspannung des Transistors Q2 kann gleich dem Basispotential des Transistors Q X gemacht werden, indem man den Transistor Q 2 in einem Zustand betreibt, bei dem die Spannung zwischen seiner Basis und seinem Kollektor gleich nAVec ist Die ist. Die Ausgangssättigungsspannung der Verstärkungsstufe mit dem Transistor Q 2 wird in diesem Fall höher als diejenige der Schaltungen nach dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der F i g. 5 dargestellt. Der Transistor Q X wird von zwei miteinander verbundenen Transistoren QIa und QXb gebildet. Der Transistor Q 2 wird in ähnlicher Weise von zwei miteinander verbundenen Transistoren Q2a und Q2b gebildet Da die Arbeitsweise und Funktion dieser Schaltung ohne weiteres der Beschreibung des zweiten und dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung entsprechend den F i g. 3 und 4 entnommen werden kann, sind an dieser Stelle weitere Erläuterungen nicht notwendig.

Bei jedem der bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung wird in bezug auf den Hochfrequenzbereich eines Signals die Reaktanz des Kondensators C klein und die Ausgangsimpedanz auf der Emitterseite des Transistors Q 2 (die Eingangsimpedanz betrachtet vom Emitter des Transistors Q 2) wird ebenfalls klein. Die Wechselstrombelastung des Transistors QX nimmt daher im Hochfrequenzbereich zu. Folglich ändert sich der Wechselstromarbeitspunkt des Transistors QX. Es tritt somit das Problem der Erhöhung in der sekundären Verzerrung im Ausgangssignal im Hochfrequenzbereich auf.

Dieses Problem wurde durch das in der Fig.6 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung gelöst Bei dieser Schaltung ist ein Widerstand Ä5 zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände R 1 und R 2 und den Emitter des Transistors Q 2 geschaltet In allen

übrigen Punkten stimmt die Schaltung dieses Ausführungsbeispiels mit der Schaltung des Ausführungsbeispiels nach der Fig. 2 überein. Der Widerstand R5 unterdrückt wirksam Schwankungen der Wechselstromlast des Transistors Q 1, selbst wenn die Reaktanz des Kondensators C im hohen Frequenzbereich einen niedrigen Wert annimmt. Im Ergebnis wird daher die im Ausgangssignal des Transistors Q X erzeugte harmonische Verzerrung vermi ldert.

Der Widerstandswert des Widerstands R 5 ist derart ausgewählt, daß selbst bei einer Abnahme des Werts des Kondensators C im hohen Frequenzbereich der Wert der Wechselstromlast des Transistors Q X nicht in einem solchen Maße schwankt, daß eine Erhöhung der harmonischen Verzerrung oder Oberwellenverzerrung im Ausgangssignal auftritt. Vom Standpunkt der Unterdrückung der oben erwähnten Wechselstromlastschwankungen des Transistors QX sollte der Widerstandswert des Widerstands R 5 so hoch wie möglich sein. Dieser Widerstandswert wird aber auch durch die Verstärkung der Verstärkungsschaltung des Transistors Q 2 bestimmt

Obgleich der Widerstand R 5 in der oben beschriebenen Weise in die Schaltung nach der F i g. 6 eingeschaltet ist, handelt es sich um eine Phasenschieberschaltung, die der in der F i g. 2 dargestellten Schaltung ähnlich ist. Die Ausgangsimpedanz Z des Widerstandsnetzwerkes mit den Widerständen RS, RX und R2 kann durch die folgende Gleichung (8) dargestellt werden:

Z = R5 +

R\ ■ Rl

Der Basisstrom Ibdes Transistors Q 2 kann durch den Stromverstärkungsfaktor hf_C des Transistors Q 2 durch die folgende Gleichung (9) wiedergegeben werden:

Ib =

Vi

llj,Z{] + j ω CR)

(9)

Für den Faii, daß die Ausgangsimpedanz Z des oben erwähnten Widerstandsnetzwerkes, das mit dem Emitter des Transistors Q 2 verbunden ist, reichlich höher als die Emittereingangsimpedanz des Transistors Q 2 von der Emitterseite aus betrachtet ist und daß der Emitter des Transistors Q 2 von einem konstanten Strom gespeist wird, kann man den Emitterstrom Ie' des Transistors Q 2 durch die folgende Gleichung (10) ausdrucken:

Vi ■ Rl

Z(RX + Rl)

MOl

Der Strom Ie, der tatsächlich durch den Emitter des Transistors Q2 fließt, ist durch die folgende Gleichung (11) gegeben:

Ie = (h_fe · Ib) - le¹

^Vi

Rl

1 +j«, CR Ri + Rl

■)■

(H)

OaRl=R 2, erhält man die folgende Gleichung (12): W(I - jo, CR)

Ie =

2Z(I +j„,CR) '

(12)

Wenn der Widerstandswert des Kollektorwiderstands R 4 des Transistors Q 2 gleich 2Z gewählt wird, ist das Ausgangssignal Vo desselben Transistors Q2 durch die folgende Gleichung (13) gegeben:

ι -;...cjR

Die Gleichung (13) entspricht im wesentlichen der Gleichung (5), so daß die Schaltung nach der F i g. 6 wie die Phasenschieberschaltung nach der F i g. 2 arbeitet.

Bei dem in der Fig.2 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung nimmt die Verzerrung im Ausgangssignal im hohen Frequenzbereich in einer Weise zu, wie es durch eine unterbrochene Linie 1 in der Fig. 7 gezeigt ist. Bei der Schaltungsanordnung entsprechend dem fünften Ausführungsbeispiel nach der Fig. 6 tritt im Ausgangssignal im hohen Frequenzbereich keine wesentlicl e Zunahme der Verzerrung auf, wie es in der Fig. 7 durch die vollausgezogene Linie II dargestellt ist. Diese Verbesserung ist auf den Widerstand R 5 zurückzuführen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Phasenschieberschaltung, bei der eine erste Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Widerstand mit gleichen Widerstandswerten einer zweiten Reihenschaltung aus einem dritten Widerstand und einem Kondensator parallel geschaltet ist und bei der ein Eingangssignal der ersten Reihenschaltung zuführbar ist und ein phasenverschobenes Signal zwischen dem Verbindungspunkt des ersten Widerstands mit dem zweiten Widerstand und dem Verbindungspunkt des dritten Widerstands mit dem Kondensator abnehmbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die aus der ersten Reihenschaltung (R 1, R 2) und der zweiten Reihenschaltung (R, C) gebildete Parallelschaltung so zwischen einen Referenzspannungspunkt und den Emitier einer ersten Transistorschaltung (Q 1) geschaltet ist, daß der Kondensator (C) mit dem Referenzspannungspunkt verbunden ist und das Eingangssignal an die Basis der ersten Transistorschaltung (Q 1) gelegt ist. daß die Basis einer zweiten Transistorschaluing (Q2) direkt an den Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand (R) und dem Kondensator (C) in der zweiten Reihenschaltung angeschlossen ist und der Emitter der /weiten Transistorschaltung (Q2) direkt an den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand (R 1) und dem zweiten Widerstand (R 2) in der ersten Reihenschaltung angeschlossen ist, daß das Ausgangssignal direkt am Kollektor der zweiten Transisiorschaltung (Q2) als ein Signal erscheint, das zwischen dem Kollektor der zweiten Transistorschaltung und dem Referenzspannungspunkt auftritt, und daß die Gleichspannung an der Basis der ersten Transistorschaltung (Q t) und die Gleichspannung am Kollektor der zweiten Transistorschaliung (Q 2) derart gewählt sind, daß sie eineij wechselseitig gleichen Wert haben.

2. Phascnschieberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Transistorschaltung (Qi) mehrere Transistoren (Q\a, Q\b) enthält, die aufeinanderfolgende Stufen einschließlich einer ersten und einer letzten Stufe bilden, daß der Emitter des Transistors (Q \a) jeder vorangegangenen Stufe mit der Basis des Transistors (Q Ib) der unmittelbar nachfolgenden Stufe verbunden ist und daß das Eingangssignal an der Basis des Transistors der ersten Stufe anliegt.

3. Phasenschieberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Transistorschaltung (Q 2) mehrere Transistoren (Q 2a, Q 2b) enthält, die aufeinanderfolgende Stufen einschließlich einer ersten und einer letzten Stufe bilden, daß der Emitter des Transistors (Q 2a) jeder vorangegangenen Stufe mit der Basis des Transistors (Q 2b) der unmittelbar nachfolgenden Stufe verbunden ist und daß die Basis des Transistors der ersten Stufe mit dem Verbindungspunkt zwischen dem dritten Widerstand (R) und dem Kondensator (C) verbunden ist.

4. Phasenschieberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis J. dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkung der Schaltung /wischen der Basis der ersten Transistorschaltung (Q 1) und dem Kollektor der /weiten Transistorschaltung (Q 2) derart gewühlt ist. daß sie eins ist.

5. Phasenschieberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Emitter der zweiten Transistorschaltung (Q 2) und den Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (R 1. R 2) ein vierter Widerstand (R 5) geschaltet ist.

6. Phasenschieberschaitung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzspannungspunkt ein Masse- oder Erdpunkt ist.