DE2335723A1 - Integrierschaltung - Google Patents

Description

7502-73 Dr.ν.Β/Ε 2 3 3 5 7 £ 3

RCA 65,723
US-Ser-No. 273,535
Filed: July 20, 1972

RCA Corporation

New York N-Y. (V.St.A.)

Integrierschaltung

Die vorliegende Erfindung betrifft, allgemein gesprochen, Signalfolgerschaltungen oder genauer gesagt Signalintegrierschaltungen für hohe Arbeitsgeschwindigkeiten.

Die Erfindung betrifft insbesondere eine Integrierschaltung mit einem Widerstand und einem Kondensator, die über einen Verbindungspunkt in Reihe geschaltet und an eine Anordnung zur Zuführung eines Eingangssignals angeschlossen sind, sowie mit einem ersten Transistor, dessen Steuerelektrode mit dem Verbindungspunkt verbunden und dessen Hauptelektroden mit einem Ausgangswiderstand in Reihe geschaltet sind.

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Die Erfindung läßt sich mit besonderem Vorteil auf Signalintegrierschaltungen hoher Arbeitsgeschwindigkeit und insbesondere Signalintegrier- und Rückstellschaltungen hoher Arbeitsgeschwindigkeit für Nachrichtensysteme anwenden.

Ein bekannter Typ von Integrierschaltungen besteht aus einem einfachen RC-Glied. Eine Integrierschaltung in Form eines einfachen RC-Gliedes hat jedoch den Nachteil, daß die Übertragungsfunktion einen konstanten Term enthält, der erst bei einem Betrieb mit höheren Frequenzen vernachlässigbar wird. Eine aus einem einfachen RC-Glied bestehende Signalintegrierschaltung arbeitet daher am unteren Ende des Frequenzspektrums nicht zufriedenstellend.

Ein anderer bekannter Typ von Integrierschaltungen besteht aus einem Operationsverstärker,zwischen dessen Eingangsund Ausgangsklemmen ein Integriert»ordensator geschaltet ist. Eine Schwierigkeit bei einer solchen Operationsverstärker-Integrierschaltung besteht darin, daß d:e Spannungen am Kondensator nicht auf Masse bezogen sind, so da6 komplizierte Rückstellschaltungen verwendet werden müssen. Integrierschaltungen dieses Typs /ermögen gewöhnlich auch nicht hohe Dateneingangsfrequenzen zu verarbeiten.

Der vorliegenden Erfindung liegt dementsprechend die Aufgabe zugrunde_f eine. Schaltungsanordnung anzugeben, die die oben geschilderten Nachteile nicht aufweist.

Durch die Erfindung wird einerseits eine Integrierschaltung für hohe Arbeitsgeschwindigkeiten oder Frequenzen angegeben, deren Integrierkondensator mit einem Ende an einen Bezügspotentialpunkt angeschlossen ist und die als ¹Scüzes in der Lage ist, Datenfrequenzen ve η 40 Megabits und mahr zu verarbeiten. Die Integrierf!chal+.ung kann durch Wahl ^r". Abgleich bestimmter Sch^.^;/ '-.; :tpr ; ame tar so ausgebildet werden, daß sie

. -: 8 ^ /11 o 2 bad

sich praktisch wie ein idealer Integrator verhält.

Allgemeiner gesprochen, wird durch die Erfindung eine Schaltungsanordnung angegeben, welche einen ersten und einen zweiten Transistor enthält, die jeweils zwei Hauptelektroden und eine Steuerelektrode aufweisen. Die eine Hauptelektrode des ersten Transistors ist mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors verbunden, während die eine Hauptelektrode des zweiten Transistors mit der anderen Hauptelektrode des ersten Transistors verbunden ist. Ferner ist eine Anordnnung vorgesehen, um der einen Hauptelektrode des ersten Transistors und der Steuerelektrode des zweiten Transistors ein Eingangssignal zuzuführen. In den Kreis der einen Hauptelektrode des zweiten Transistors und der anderen Hauptelektrode des ersten Transistors ist eine einen im wesentlichen konstanten Strom aufnehmende Schaltungsanordnung (Konstantstromsenke) geschaltet. An einer Ausgangsschaltung steht ein Ausgangssignal zur Verfügung, das eine verstärkte Version des Eingangssignales darstellt.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Äusführungsbeispieles der Erfindung und

Fig. 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispieles der Erfindung mit Differenzeingang.

Der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung wird über Eingangskleminen IO und 12 ein Ausgangssignal von einer nicht dargestellten Signalquelle zugeführt, das digitale Information hoher Folgefrequenz enthalten kann. Die Eingangsklemme 11 ist mit einem auf Bezugspotential liegenden Schaltungspunkt, hier Masse, verbunden. Die Eingangsklemme IO ist an eine Pegelverschiebungsschaltung angeschlossen. Die Vef-

309885/1102.

-A-

wendung einer Pegelverschiebungsschaltung 12 ist nicht unbedingt erforderlich, ihre Verwendung hängt von den jeweiligen Parametern der in der Schaltung verwendeten Bauelemente und den diesen zugeordneten Vorspannungsschaltungen ab. An die Pegelverschiebungsschaltung 12 ist das eine Ende eines Widerstandes R angeschlossen.

Das andere Ende des Widerstandes R ist mit einem Verbindungspunkt 13 verbunden. An den Verbindungspunkt 13 sind ferner die Basiselektrode eines Transistors Q^ sowie die Kollektorelektrode eines Transistors Q2 angeschlossen.

Zwischen die Basiselektrode des Transistors Q- und Masse ist ein Integrierkondensator C geschaltet. Außerdem ist dem Integrierkondensator C ein Schalter S parallelgeschaltet, durch den schematisch eine Entlade- oder Rücksteilschaltung angedeutet werden soll. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig.l kann der Kondensator S offensichtlich durch Schließen des Schalters S nach Wunsch nach Masse entladen werden.

Die Basiselektrode des Transistors Qj ist einerseits über einen Widerstand R2 mit Masse und andererseits über einen Widerstand R-, mit einer Vorspannung -V₁^ verbunden. Die Vorspannung des Transistors Q- ist so gewählt, daß dieser Transistor in seinem linearen Bereich arbeitet.

Die Emitterelektrode des Transistors Q~ ist an einen Verbindungspunkt 14 angeschlossen. Mit dem Verbindungspunkt 14 ist außerdem die Kollektorelektrode eines weiteren Transistors Q^ verbunden. Die Basiselektrode des Transistors Q₄ ist einerseits über einen Widerstand R, mit Masse und andererseits über einen Widerstand Rt- mit der Vorspannung -V„„ verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors Q₄ ist über einen Widerstand R₆ an die Vorspannung ~V„_E angeschlossen. Der Transistor Q. ist so vorgespannt, daß er in seinem linearen Bereich ar-

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Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß der Transistor Q^ eine Anordnung bildet, die einen im wesentlichen konstanten Strom aufnimmt, also als Konstantstromsenke wirkt. Mit anderen Worten gesagt, ist der Kollektorstrom des Transistors Q^ im Betriäa der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 im wesentlichen konstant. Die in Fig. 1 dargestellte Stromsenke oder Stromaufnahmeschaltung stellt nur eine von vielen Anordnungen dar, die für diesen Zweck verwendet werden können. Man könnte z.B. auch einen relativ großen Widerstand zur Erzeugung eines im wesentlichen konstanten Stromflusses vorsehen.

Die Kollektorelektrode des Transistors Q- ist an eine Speisespannung +V_cc angeschlossen. Mit der Emitterelektrode des Transistors Q^ ist ein Ende eines Widerstandes R- verbunden. Das andere Ende des Widerstandes R* ist über einen Verbindungspunkt 14 an die Kollektorelektrode des Transistors Q^ angeschlossen.

Von der Emitterelektrode des Transistors Q- wird ein Ausgangssignal abgegriffen und der Eingangsklemme einer Pegelverschiebungsschaltung 15 zugeführt. Die Pegelverschiebungsschaltung 15 ist in der Schaltungsanordnung als ganzes nicht un bedingt erforderlich. Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung tritt jedoch In ganzen gesehen zwischen Eingang und Apsgang eine Verschiebung des Signalpegels auf. Um dieser Signalpegelverschiebung Rechnung zu tragen, kann man dementsprechend die PegelVerschiebungsschaltungen 12 und 15 oder eine dieser Schaltungen verwenden. Das andere Ende der Pegelverschie bungsschaltung 15 ist mit einer Ausgangsklemme 16 der Schaltungsanordnung verbunden. Eine zweite Ausgangsklemme 17 ist unmittelbar an Masse angeschlossen.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung 309885/1102

ist die Ausgangsspannung proportional dem Integral der Eingangsspannung, dies gilt auch für hohe Dateneingangsfrequenzen, wie noch im einzelnen erläutert werden wird.

Für eine mathematische Analyse kann die gewünschte Ausgangs spannung in der folgenden Form geschrieben werden:

Vout « J Vin dt (1)

Die Spannung Vcap am Integrierkondensator ist definitionsgemäß

Vcap = 1 / I dt (2)

Dabei bedeuten: C die Kapazität und

I den Ladestrom des Kondensators.

Wenn der Strom I in Gleichung (2) so erzeugt wird, daß I = Vin/R ist, folgt aus Gleichung (2)

Vcap = ^ / Vin dt (3)

Das Integral einer Eingangsspannung Vin kann also offensichtlich dadurch erhalten werden, daß man einen Kondensator mit einem Strom I = Vin/R auflädt. Dies ist eine bekannte Tatsache. Die Erzeugung eines Stromes, dessen Wert nur von der Eingangs spannung Vin, nicht jedoch von der Spannung am Integrierkondensator abhängt, stellt jedoch ein schwieriges Problem dar. Das in Fig. 1 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt einen Weg, wie dieses Problem gelöst weren kann.

Um die folgende Erläuterung zu vereinfachen, werden die folgenden Annahmen gemacht:

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(a) V_ßE (Basis/Emitter-Spannung) von Q-, Q₂ und Q₄ = 0;

(b) Beta ist unendlich;

(c) R=R*; und

(d) der Einfluß der Pegelverschiebungsschaltungen 12 und 15 wird vernachlässigt.

Für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 kann man nun die folgenden Gleichungen aufstellen:

I₂=I₄₊I₃ (4)

I₁ = I + I₃ (5)

I₁ = (Vin - Vout)/R (6)

I₄ = (Vout - V₁)ZR (7)

Dabei bedeuten:

I = Ladestrom des Kondensators

I_I = Strom durch den Widerstand R

1₂ «■ Kollektorstrom des Transistors Q₄

1₃ = Emitterstrom des Transistors Q₂

1₄ = Emitterstrom des Transistors" Q₁

V- = Spannung an der Basiselektrode des Transistors Q₂ bezüglich Masse.

Durch Vereinigung der Gleichungen (4) bis (7) und Vereinfachung erhält man:

Wenn die Werte von V. und I„durch entsprechende Wahl

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-8-der Widerstände R~ bis Rg so abgeglichen werden, daß

ist, dann reduziert sich die Gleichung (8) auf

(9)

(10)

was die gewünschte Beziehung zur Erfüllung der Gleichung (3) darstellt, d.h. den Wert des Stromes, der erforderlich ist, um eine Spannung zu etialten, die das Integral der Eingangsspannung darstellt.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung läßt sich auch auf die folgende Weise analysieren:

Die Übertragungsfunktion der Schaltungsanordnung ist

Vin _QPTJ ,R-Rj, , 2Rr^ , 2R - ( _R ■) ₂

wobei B der Betawert der Transistoren Q- und Q- ist und r den dynamischen Widerstand (ungefähr 10 Ohm) der Basis/Emitterübergänge der Transistoren Q₁ und Q₂ transformiert auf die Emitter dieser Transistoren bedeutet.

Wenn R und R- so bemessen werden, daß

R-R 2Rr

R₁ ^ 2 R₁B

reduziert sich die Gleichung (11) auf

Vout ₌ _1__ „,.

Vin SCR ^v '

Dies ist die übertragungsfunktion eines idealen Integrators.

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— Q —

Wenn die Widerstände R und R- im Hinblick auf eine Erfüllung der Gleichung (12) unter der Annahme daß B unendlich ist, gewählt werden, weicht das Verhalten der Schaltungsanordnung etwas von Idealfall ab. Es wurde jedoch festgestellt, daß die Schaltungsanordnung schon für Beta-Werte, die größer als 20 sind, recht gut arbeitet und daß ihr Verhalten bei Beta-Werten von 50 und mehr dem eines idealen Integrators sehr nahe kommt.

Bei einer mehr makroskopischen Betrachtung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 kann man folgendes feststellen: Wenn die Eingangsspannung Vin ansteigt, fließt ein gewisser Strom, der ziemlich groß ist, durch den Widerstand R und die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren Q, und Q.. Beim Ansteigen der Eingangsspannung steigt ferner auch die Spannung an der Basiselektrode des Transistors Q₁ an. Dies hat ein Ansteigen des den Widerstand R- durchfließenden Stromes zur Folge.

Die Vorspannungsschaltung des Transistors Q. bewirkt, daß der Kollektorstrom I_ dieses Transistors im wesentlichen konstant bleibt. Wenn also der Strom I₂ konstant ist und der Strom I- ansteigt, muß der Strom I₃ kleiner werden. Wenn der Strom I_ kleiner wird, steht mehr Strom für die Aufladung des Kondensators zur Verfügung, d.h. daß der Strom I nun zunimmt. Wenn andererseits die Eingangsspannung Vin fällt, sinkt der Strom 1. ab, was zur Folge hat, daß der Strom I₃ steigt und der Strom I abnimmt. Der den Kondensator aufladende Strom folgt also dem Eingangssignal. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. ist dabei in der Lage, Datenfrequenzen in der Größenordnung von 30 bis 50 Megabits und darüber zu verarbeiten.

Es ist insbesondere im Hinblick auf Fig. 1 ersichtlich, daß der Erfindungsgedanke nicht auf eine Signalintegrierschaltung hoher Arbeitsgeschwindigkeit beschränkt ist, Der Kondensator C kann nämlich durch irgend einen anderen aktiven oder passiven Verbraucher ersetzt werden und man erhält dann eine

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Schaltungsanordnung in der ein Strom, nämlich der Strom durch den Widerstand R-, erzeugt wird, der auf sehr empfindliche Weise den Änderungen des Eingangssignales direkt folgt.

Außerdem, wenn kein Verbraucher zwischengeschaltet wird, um eine spezielle Funktion zu erzeugen, arbeitet die Schaltungsanordnung als Signalfolger hoher Arbeitsgeschwindigkeit, da schon sehr kleine Signaländerungen an der Basis des Transistors Q₁ (infolge von Änderungen der Eingangsspannung) große Stromänderungen an der Emitterelektrode des Transistors Q- zur Folge haben, die wegen der Konstantstromschaltung eine entsprechende Stromänderung im Transistor Q~ bewirken. Das Signal an der Emitterelektrode des Transistors Q₁ spricht also sehr empfindlich auf die Änderungen der Eingangsspannung an.

Bei manchen Anwendungen kann es zweckmäßiger sein, das Ausgangssignal von einem anderen Schaltungspunkt als der Emitterelektrode des Transistors Q₁ abzunehmen. Durch eine solche Abänderung wird der Rahmen der Etfindung nicht überschritten.

Fig. 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung; dabei sind entsprechende oder wirkungsgleiche Schaltungselemente in Fig. 1 und 2 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 wird für die Vorspannung des Transistors Q₂ eine andere Anordnung als in Fig. 1 verwendet. Durch die Vorspannungsanordnung des Transistors Q₂ wird eine Temperaturkompensation gewährleistet und ein Differenzsignaleingang geschaffen.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 kann die Eingangsklemme IO als nicht invertierende Eingangsklerame bezeichnet werden·, Γε ist ferner eine zweite Eingangskleirune IC

:; .385/1102

BAD

■Λ -11-

vorgesehen, die eine invertierende Eingangsklemme für die Schaltungsanordnung bildet. Das Eingangssignal Vin liegt hier zwischen den Eingangsklemmen IQ und 10'.

Mit der Eingangsklemme 10' kann eine Klemme einer Pegelverschiebungsschaltung 12' verbunden sein, deren anderes Ende an einen Xiiderstand R¹ angeschlossen ist. Das andere Ende des Widerstandes R* ist mit der Basiselektrode des Transistors Q₂ verbunden. Aus Gründen, auf die noch eingegangen wird, hat Öer Widerstand R¹ den gleichen Wert wie der Widerstand R.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 enthält die Vorspannungsanordnung für den Transistor Q₂ einen zusätzlichen Transistor Q₃. Die Kollektorelektrode des Transistors Q₃ ist mit der Basiselektrode des Transistors Q_ verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors Q₂ ist an die Emitterelektrode des Transistors Q. angeschlossen. Die Basiselektrode des Transistors Q₃ ist mit der Verbindung der Widerstände R^ und R, gekoppelt. Die Emitter der Transistoren Q₃ und Q- sind miteinander und über einen Widerstand mit dem Wert R,/2 an die Vorspannung -V angeschlossen, da die Vorspannungsquelle nun die beiden Transistoren Q. und Q. und nicht nur den einen Transistor Q. wie bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 speisen muß.

Der Transistor Q₃ ist ähnlich geschältet wie der Transistor Q₄ und arbeitet praktisch als Konstantstromsenke wie der Transistor Q₄. Der konstante Kollektorstrom des Transistors Q₃ ist in Fig. 2 I' bezeichnet. Die Transistoren Q₄ und Q₃ sind gepaart (d.h. sie sind so ausgesucht, daß sie gleiche Parameter haben) und beide werden im linearen Bereich betrieben, so daß der Strom I₂ unabhängig von den Eingangsbedingungen und Temperaturschwankungen im wesentlichen gleich dem Strom Ii ist.

Dadurch, daß der Transistor Q- als Konstantstrom-309885/1 102 .'-. .

senke arbeitet, d.h. den konstanten Strom Ii liefert, entsteht am Widerstand R¹ ein Spannungsabfall. Der Spannungsabfall am Widerstand R¹ erzeugt an der Basiselektrode des Transistors Q₂ eine Spannung V₁ des richtigen Wertes.

Für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 kann eine ähnliche mathematische Analyse durchgeführt werden, wie oben für das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1. Unter den gleichen Grundvoraussetzungen wie oben kann für den Strom I die folgende Gleichung aufgestellt werden:

_T V (nicht invertierend) ^V1 _{T flA}.

X — 5 - —=r - I₉ 1X4)

K ti Z

wobei V (nicht invertierend) die Spannung an der "nicht invertierenden" Eingangsklemme 10 bedeutet.

Für die Spannung V₁ gilt folgende Gleichung:

V₁ = V (invertierend) - I₂ R¹ (15)

wobei V (invertierend) die Spannung an der "invertierenden" Eingangsklemme 10' ist.

Da ΙΛ = I₂ und R¹ = R sind, kann die Gleichung für V₁ wie folgt geschrieben werden:

V₁ = V (invertierend) - I₃R (16)

Substituiert man den Ausdruck für V₁ aus Gleichung (16) in die Gleichung (14), so erhält man:

_T _ V (nicht invertierend) (V (invertierend)-I9R) _T I _ - _ -I₂

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-13-Durch Vereinfachung der Gleichung (17) erhält man

_T V (nicht invertierend)- V (invertierend) _/1OV

X = —' — _____ VXo/

Ein Vergleich der Gleichungen (18) und (1O) zeigt, daß es sich bei dem Ausdruck für den Strom in der Gleichung (18) um die gewünschte Beziehung zur Erfüllung der Gleichung (3) handelt.

Das bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 an Ausgangsklemmen 16 und 17 zur Verfügung stehende Ausgangssignal hängt von der Differenz der den Eingangsklemmen 10 und IQ? zugeführten Signale, nicht jedoch vom Absolutwert des Eingangssignales ab. Man spricht in einem solchen Falle von einem Differenzeingang.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 ist temperaturkompensiert in dem Sinne, daß sich der Strom I nicht ändert, wenn die Temperatur aller Transistoren in der Schaltungsanordnung um den gleichen Betrag schwankt. Dies ist z.B. der Fall, wenn sich alle Transistoren in der gleichen integrierten Schaltung befinden.

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Claims (5)

1. Patentansprüche

   Integrierschaltung mit einem Widerstand und einem Kondensator, die über einen Verbindungspunkt in Reihe geschaltet und an eine Anordnung zur Zuführung eines Eingangssignales angeschlossen sind, sowie mit einem ersten Transistor, dessen Steuerelektrode mit dem Verbindungspunkt verbunden und dessen Hauptelektroden mit einem Ausgangswiderstand in Reihe geschaltet sind, gekennzeichnet durch einen zweiten Transistor (Q₂), dessen eine Hauptelektrode mit dem Verbindungspunkt (13) verbunden ist, und durch eine Konstantstromschaltung (Q₄), die für den ersten und zweiten Transistor (Q₁, Q~) als Stromsenke geschaltet ist.
2. 2. Integrierschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennz ei chnet, daß dem Kondensator (C) zur periodischen Entladung eine Schaltvori; ichtung (S) parallel geschaltet ist.
3. 3. Integrierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren für ein Arbeiten im linearen Bereich ihrer Kennlinien vorgespannt sind.
4. 4. Integrierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzei chnet, daß mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors (Q_?) eine invertierende Signaleingangsschaltung (1O¹, 12') gekoppelt ist, so daß ein Differenzeingangssignal verwendet werden kann.
5. 5. Integrierschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zusätzlich mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors (Q₂) eine zweite Konstantstromschaltung (Q₃) verbunden ist.

   2 0 9SS5/11Ö2